JP2003209447A - 合成型高周波増幅器 - Google Patents
合成型高周波増幅器Info
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- JP2003209447A JP2003209447A JP2002007993A JP2002007993A JP2003209447A JP 2003209447 A JP2003209447 A JP 2003209447A JP 2002007993 A JP2002007993 A JP 2002007993A JP 2002007993 A JP2002007993 A JP 2002007993A JP 2003209447 A JP2003209447 A JP 2003209447A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】合成損失を低減させる合成型高周波増幅器を提
供する。 【解決手段】 高周波信号を等位相等振幅で分岐出力す
る分配器1と、この分配器から分岐出力された高周波信
号を合成する合成器2とを備えて合成型高周波増幅器を
構成する。分配器1と合成器2との間には分岐出力され
た高周波信号が通過する二つの経路が形成される。経路
の各々には、増幅素子11,21と、当該経路を通過す
る高周波信号の位相を変化させる移相器121,221
及びその高周波信号の振幅を変化させる減衰器122,
222を含むベクトル調整器12,22が挿入接続され
ており、これによって増幅素子11,21間の位相偏差
及び振幅偏差をベクトル的に調整して低減させ、これら
の偏差に起因する合成損失を低減させるようにしてい
る。
供する。 【解決手段】 高周波信号を等位相等振幅で分岐出力す
る分配器1と、この分配器から分岐出力された高周波信
号を合成する合成器2とを備えて合成型高周波増幅器を
構成する。分配器1と合成器2との間には分岐出力され
た高周波信号が通過する二つの経路が形成される。経路
の各々には、増幅素子11,21と、当該経路を通過す
る高周波信号の位相を変化させる移相器121,221
及びその高周波信号の振幅を変化させる減衰器122,
222を含むベクトル調整器12,22が挿入接続され
ており、これによって増幅素子11,21間の位相偏差
及び振幅偏差をベクトル的に調整して低減させ、これら
の偏差に起因する合成損失を低減させるようにしてい
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波帯ない
しミリ波帯で使用される合成型高周波増幅器に関する。
合成型高周波増幅器は、複数の増幅素子の出力を合成し
て所要の飽和出力電力を得る増幅器である。合成する増
幅素子の数は、飽和出力と増幅素子の能力に依存する。
しミリ波帯で使用される合成型高周波増幅器に関する。
合成型高周波増幅器は、複数の増幅素子の出力を合成し
て所要の飽和出力電力を得る増幅器である。合成する増
幅素子の数は、飽和出力と増幅素子の能力に依存する。
【0002】
【従来の技術】従来のこの種の合成型高周波増幅器は、
図11に示されるように、入力端INを通じて入力され
る高周波信号を等位相等振幅で二分配して第1分配信号
及び第2分配信号として出力する分配器1と、第1の分
配信号を増幅する第1増幅素子11と、第2の分配信号
を増幅する第2増幅素子21と、第1増幅素子11及び
第2増幅素子21の出力信号を等位相等振幅で合成する
合成器2とを有している。以後の説明では、第1増幅素
子11を経て合成器2に至る経路を第1経路、第2増幅
素子21を経て合成器2に至る経路を第2経路と称す
る。第1増幅素子11と第2増幅素子21には、電界効
果トランジスタ、バイポーラトランジスタ等のトランジ
スタ素子のほか、最近ではMMIC(Monolithic Micro
wave Integrated Circuits)等の増幅機能デバイスが使
用される。分配器1と合成器2は、入出力特性が相反の
ため、同一のものを使用することができる。通常は、ウ
ィルキンソン型分配合成器が用いられる。
図11に示されるように、入力端INを通じて入力され
る高周波信号を等位相等振幅で二分配して第1分配信号
及び第2分配信号として出力する分配器1と、第1の分
配信号を増幅する第1増幅素子11と、第2の分配信号
を増幅する第2増幅素子21と、第1増幅素子11及び
第2増幅素子21の出力信号を等位相等振幅で合成する
合成器2とを有している。以後の説明では、第1増幅素
子11を経て合成器2に至る経路を第1経路、第2増幅
素子21を経て合成器2に至る経路を第2経路と称す
る。第1増幅素子11と第2増幅素子21には、電界効
果トランジスタ、バイポーラトランジスタ等のトランジ
スタ素子のほか、最近ではMMIC(Monolithic Micro
wave Integrated Circuits)等の増幅機能デバイスが使
用される。分配器1と合成器2は、入出力特性が相反の
ため、同一のものを使用することができる。通常は、ウ
ィルキンソン型分配合成器が用いられる。
【0003】ウィルキンソン型分配合成器を構成する素
子には、分布定数素子と集中定数素子とがある。図13
は分布定数型のウィルキンソン型分配器、図14は集中
定数型のウィルキンソン型分配器の原理図である。両分
配器は、使用目的に合わせて、いずれかを選択すること
ができる。
子には、分布定数素子と集中定数素子とがある。図13
は分布定数型のウィルキンソン型分配器、図14は集中
定数型のウィルキンソン型分配器の原理図である。両分
配器は、使用目的に合わせて、いずれかを選択すること
ができる。
【0004】次に、図11に示される従来の合成型高周
波増幅器の動作を説明する。入力端INに注入された高
周波信号は、分配器1で等位相且つ等振幅に分配され、
その一方が第1増幅素子11、他方が第2増幅素子21
でそれぞれ等位相等振幅で増幅された後、合成器2で等
位相等振幅に合成されて、出力端OUTから外部回路に
出力される。出力端OUTから出力される信号レベル
(出力電力)は、第1増幅素子11及び第2増幅素子2
1から出力される信号レベルのほぼ2倍となる。このよ
うな合成型高周波増幅器では、増幅素子11、21を飽
和領域で動作させたときに、合成損失が顕著になるとい
う問題がある。すなわち、増幅素子11、21の通過位
相と出力電力が互いに異なるとき、これら偏差が、図1
3及び図14に示す分配器のアイソレーション抵抗2Z
oに消費され、合成型高周波増幅器としては、出力端O
UTに損失素子を配置したことと等価な状態となる。こ
のため、合成型高周波増幅器の目的である2倍の信号レ
ベルが得られないばかりでなく、場合によっては、増幅
素子単独の場合よりも低い信号レベルが出力される。ま
た、この合成損失の殆どがアイソレーション抵抗2Zo
に消費されることから、通過位相、出力電力の偏差に応
じて耐電力性の高い抵抗素子を配置する必要がある。そ
のため、高周波特性及びコストの面からも問題となって
いた。
波増幅器の動作を説明する。入力端INに注入された高
周波信号は、分配器1で等位相且つ等振幅に分配され、
その一方が第1増幅素子11、他方が第2増幅素子21
でそれぞれ等位相等振幅で増幅された後、合成器2で等
位相等振幅に合成されて、出力端OUTから外部回路に
出力される。出力端OUTから出力される信号レベル
(出力電力)は、第1増幅素子11及び第2増幅素子2
1から出力される信号レベルのほぼ2倍となる。このよ
うな合成型高周波増幅器では、増幅素子11、21を飽
和領域で動作させたときに、合成損失が顕著になるとい
う問題がある。すなわち、増幅素子11、21の通過位
相と出力電力が互いに異なるとき、これら偏差が、図1
3及び図14に示す分配器のアイソレーション抵抗2Z
oに消費され、合成型高周波増幅器としては、出力端O
UTに損失素子を配置したことと等価な状態となる。こ
のため、合成型高周波増幅器の目的である2倍の信号レ
ベルが得られないばかりでなく、場合によっては、増幅
素子単独の場合よりも低い信号レベルが出力される。ま
た、この合成損失の殆どがアイソレーション抵抗2Zo
に消費されることから、通過位相、出力電力の偏差に応
じて耐電力性の高い抵抗素子を配置する必要がある。そ
のため、高周波特性及びコストの面からも問題となって
いた。
【0005】通過偏差と通過振幅の偏差に起因する合成
損失は、下記(1)式で表される。 10・log((1+2αcosθ+α・α)/4)[dB]・・・(1) 但し、αは入力端1における電圧振幅比、θは入力端1
における位相偏差である。(1)式をグラフで示したも
のが図15である。図中、横軸は位相偏差θ[度]、縦
軸は合成損失[dB]である。
損失は、下記(1)式で表される。 10・log((1+2αcosθ+α・α)/4)[dB]・・・(1) 但し、αは入力端1における電圧振幅比、θは入力端1
における位相偏差である。(1)式をグラフで示したも
のが図15である。図中、横軸は位相偏差θ[度]、縦
軸は合成損失[dB]である。
【0006】ここで、合成型高周波増幅器における問題
の対策について説明する。(1)式の電圧振幅比αと位
相偏差θは、いずれも、増幅素子11,21を飽和領域
で動作させたときの非線形歪に起因している。もしも両
方の増幅素子11,21が全く同一の非線形歪の場合に
は、問題は発生しない。しかし、殆どの場合、増幅素子
11,21の非線形歪の個体差が大きいため、これまで
は半導体デバイスを選別試験にかけなければならず、そ
れ故に製作コストが増加し、有効な対策とはいえなかっ
た。
の対策について説明する。(1)式の電圧振幅比αと位
相偏差θは、いずれも、増幅素子11,21を飽和領域
で動作させたときの非線形歪に起因している。もしも両
方の増幅素子11,21が全く同一の非線形歪の場合に
は、問題は発生しない。しかし、殆どの場合、増幅素子
11,21の非線形歪の個体差が大きいため、これまで
は半導体デバイスを選別試験にかけなければならず、そ
れ故に製作コストが増加し、有効な対策とはいえなかっ
た。
【0007】そこで、分配器1と合成器2の入力を、共
に90度の位相差で等振幅にする手法(「90度ハイブ
リッド法」)が存在する。図12は、従来の90度ハイ
ブリッド法を用いた分配器3及び合成器4を用いた合成
型高周波増幅器の構成例である。その動作は、分配器3
及び合成器4の各々の二つの入力信号に、それぞれ90
度の位相差を持たせる点以外は、図11に示した等位相
等振幅の合成型高周波増幅器と同じである。図12によ
る合成型高周波増幅器の長所は、増幅素子11,21の
入力側の反射波が、アイソレーション抵抗Riに消費さ
れて、入力端INに戻らないことである。
に90度の位相差で等振幅にする手法(「90度ハイブ
リッド法」)が存在する。図12は、従来の90度ハイ
ブリッド法を用いた分配器3及び合成器4を用いた合成
型高周波増幅器の構成例である。その動作は、分配器3
及び合成器4の各々の二つの入力信号に、それぞれ90
度の位相差を持たせる点以外は、図11に示した等位相
等振幅の合成型高周波増幅器と同じである。図12によ
る合成型高周波増幅器の長所は、増幅素子11,21の
入力側の反射波が、アイソレーション抵抗Riに消費さ
れて、入力端INに戻らないことである。
【0008】なお、増幅素子11,21の非線形歪に起
因する合成損失は、(1)式で表され、その殆どが図1
2の出力側のアイソレーション抵抗Roに消費されるの
で、その耐電力性や高周波特性は、等位相等振幅型の合
成型高周波増幅器のアイソレーション抵抗(2Zo)と
同様の性能が要求される。
因する合成損失は、(1)式で表され、その殆どが図1
2の出力側のアイソレーション抵抗Roに消費されるの
で、その耐電力性や高周波特性は、等位相等振幅型の合
成型高周波増幅器のアイソレーション抵抗(2Zo)と
同様の性能が要求される。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】従来の2種類の合成型
高周波増幅器には、以下のような問題点があった。第1
の問題点は、合成型高周波増幅器を飽和領域で動作させ
るとき、増幅素子11,21の非線形歪に起因した位相
の偏差と振幅偏差がもたらす合成損失を生じるというこ
とである。第2の問題点は、合成器2,4において合成
損失が生じることから、等位相等振幅合成器のアイソレ
ーション抵抗(2Zo)、90度ハイブリッド法による
等振幅合成器のアイソレーション抵抗Ri、Roに電力
が消費されるということである。
高周波増幅器には、以下のような問題点があった。第1
の問題点は、合成型高周波増幅器を飽和領域で動作させ
るとき、増幅素子11,21の非線形歪に起因した位相
の偏差と振幅偏差がもたらす合成損失を生じるというこ
とである。第2の問題点は、合成器2,4において合成
損失が生じることから、等位相等振幅合成器のアイソレ
ーション抵抗(2Zo)、90度ハイブリッド法による
等振幅合成器のアイソレーション抵抗Ri、Roに電力
が消費されるということである。
【0010】本発明は、位相偏差と振幅偏差がもたらす
合成損失及びそれに伴う消費電力の増大を低減させて高
周波特性を改善することができ、小型化も図れる合成型
高周波増幅器を提供することを主たる課題とする。
合成損失及びそれに伴う消費電力の増大を低減させて高
周波特性を改善することができ、小型化も図れる合成型
高周波増幅器を提供することを主たる課題とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明の合成型高周波増
幅器は、高周波信号を等位相等振幅で分岐出力する分配
器と、この分配器から分岐出力された高周波信号を合成
する合成器とを備え、前記分配器と前記合成器との間に
は前記分岐出力された高周波信号が通過する複数の経路
が形成されており、前記複数の経路の各々には、前記分
岐出力された高周波信号を増幅する単位増幅手段と、こ
の単位増幅手段で増幅された高周波信号の位相及び/又
は振幅を他の経路を通過する高周波信号のものに適合さ
せる調整手段とが挿入接続されているものである。この
ような合成型高周波増幅器は、複数の経路の単位増幅手
段による位相偏差、振幅偏差を低減させることができる
ので、これらの偏差がもたらす合成損失を低減させるこ
とができる。単位増幅手段は、回路部品ないしユニット
から構成される増幅回路のほか、ICチップや半導体素
子で構成された増幅素子も含まれる。
幅器は、高周波信号を等位相等振幅で分岐出力する分配
器と、この分配器から分岐出力された高周波信号を合成
する合成器とを備え、前記分配器と前記合成器との間に
は前記分岐出力された高周波信号が通過する複数の経路
が形成されており、前記複数の経路の各々には、前記分
岐出力された高周波信号を増幅する単位増幅手段と、こ
の単位増幅手段で増幅された高周波信号の位相及び/又
は振幅を他の経路を通過する高周波信号のものに適合さ
せる調整手段とが挿入接続されているものである。この
ような合成型高周波増幅器は、複数の経路の単位増幅手
段による位相偏差、振幅偏差を低減させることができる
ので、これらの偏差がもたらす合成損失を低減させるこ
とができる。単位増幅手段は、回路部品ないしユニット
から構成される増幅回路のほか、ICチップや半導体素
子で構成された増幅素子も含まれる。
【0012】前記調整手段は、具体的には、当該経路を
通過する高周波信号の位相を変化させる移相器と、その
高周波信号の振幅を変化させる減衰器とを含んで構成さ
れる。この場合、前記位相と前記振幅とをベクトル的に
調整するようにすると、調整が容易になる。移相器はバ
ラクタダイオード、減衰器はPINダイオードで構成す
ることができる。これらのダイオードは、各々、所定の
制御電圧が印加されたときに動作するものである。バラ
クタダイオードとPINダイオードに共通の制御電圧が
選択的に印加されるように構成することで、調整手段の
構成を簡略化することができる。前記複数の経路がマイ
クロストリップ線路の場合、移相器を当該マイクロスト
リップ線路に形成された開放スタブ、前記減衰器を当該
マイクロストリップ線路に挿入された抵抗体とすること
ができる。
通過する高周波信号の位相を変化させる移相器と、その
高周波信号の振幅を変化させる減衰器とを含んで構成さ
れる。この場合、前記位相と前記振幅とをベクトル的に
調整するようにすると、調整が容易になる。移相器はバ
ラクタダイオード、減衰器はPINダイオードで構成す
ることができる。これらのダイオードは、各々、所定の
制御電圧が印加されたときに動作するものである。バラ
クタダイオードとPINダイオードに共通の制御電圧が
選択的に印加されるように構成することで、調整手段の
構成を簡略化することができる。前記複数の経路がマイ
クロストリップ線路の場合、移相器を当該マイクロスト
リップ線路に形成された開放スタブ、前記減衰器を当該
マイクロストリップ線路に挿入された抵抗体とすること
ができる。
【0013】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を説明す
る。 <第1実施形態>図1は、本発明の第1実施形態による
等位相等振幅の合成型高周波増幅器の構成図である。図
11に示した従来の合成型高周波増幅器と同一機能の構
成要素については、同一の符号を付して説明する。この
実施形態の合成型高周波増幅器は、単位増幅手段の一例
となる第1増幅素子11の出力信号の位相及び/又は振
幅をベクトル的に調整する第1ベクトル調整器12と、
第2増幅素子21の出力信号の位相及び/又は振幅をベ
クトル的に調整する第2ベクトル調整器22と、調整さ
れた第1増幅素子11及び第2増幅素子21の出力信号
を等位相等振幅で合成する合成器2とを有している。入
力端IN、出力端OUT、分配器1、第1増幅素子1
1、第2増幅素子21、合成器2は、図11に示した従
来の合成型高周波増幅器が備えるものと同じ部品であ
る。
る。 <第1実施形態>図1は、本発明の第1実施形態による
等位相等振幅の合成型高周波増幅器の構成図である。図
11に示した従来の合成型高周波増幅器と同一機能の構
成要素については、同一の符号を付して説明する。この
実施形態の合成型高周波増幅器は、単位増幅手段の一例
となる第1増幅素子11の出力信号の位相及び/又は振
幅をベクトル的に調整する第1ベクトル調整器12と、
第2増幅素子21の出力信号の位相及び/又は振幅をベ
クトル的に調整する第2ベクトル調整器22と、調整さ
れた第1増幅素子11及び第2増幅素子21の出力信号
を等位相等振幅で合成する合成器2とを有している。入
力端IN、出力端OUT、分配器1、第1増幅素子1
1、第2増幅素子21、合成器2は、図11に示した従
来の合成型高周波増幅器が備えるものと同じ部品であ
る。
【0014】第1増幅素子11と第2増幅素子21は同
性能のものであるが、製作時のばらつきがある。これ
が、前述した従来の問題点の原因になっている。すなわ
ち、第1増幅素子11及び第2増幅素子21の通過位相
と出力電力(振幅)の入力電力依存性を示した図16に
示されるように、第1増幅素子11の特性(図16の点
線部分で示される部分a1,b1)と、第2増幅素子2
1の特性(実線部分で示される部分a2,b2)とが互
いに異なることが上記の各問題点の原因となっている。
そこで、本実施形態では、合成器2に入力される第1増
幅素子11及び第2増幅素子21の出力信号の通過位相
及び出力電力(振幅)を、それぞれ独立に配置されたベ
クトル調整器12,22で調整することで、増幅素子1
1,21間の特性差を補正する。第1ベクトル調整器1
2は、第1増幅素子11から出力される高周波信号の位
相を変位させる移相器121及び信号レベルを減衰させ
る減衰器122を直列に第1経路に挿入接続したもので
あり、第2ベクトル調整器22は、第2増幅素子21か
ら出力される高周波信号の位相を変位させる移相器22
1及び信号レベルを減衰させる減衰器222とを直列に
第2経路に挿入接続したものである。
性能のものであるが、製作時のばらつきがある。これ
が、前述した従来の問題点の原因になっている。すなわ
ち、第1増幅素子11及び第2増幅素子21の通過位相
と出力電力(振幅)の入力電力依存性を示した図16に
示されるように、第1増幅素子11の特性(図16の点
線部分で示される部分a1,b1)と、第2増幅素子2
1の特性(実線部分で示される部分a2,b2)とが互
いに異なることが上記の各問題点の原因となっている。
そこで、本実施形態では、合成器2に入力される第1増
幅素子11及び第2増幅素子21の出力信号の通過位相
及び出力電力(振幅)を、それぞれ独立に配置されたベ
クトル調整器12,22で調整することで、増幅素子1
1,21間の特性差を補正する。第1ベクトル調整器1
2は、第1増幅素子11から出力される高周波信号の位
相を変位させる移相器121及び信号レベルを減衰させ
る減衰器122を直列に第1経路に挿入接続したもので
あり、第2ベクトル調整器22は、第2増幅素子21か
ら出力される高周波信号の位相を変位させる移相器22
1及び信号レベルを減衰させる減衰器222とを直列に
第2経路に挿入接続したものである。
【0015】<第2実施形態>図2は、本発明の第2実
施形態による90度ハイブリッド法による合成型高周波
増幅器の構成図である。図12に示した従来の合成型高
周波増幅器、図1に示した等位相等振幅の合成型高周波
増幅器と同一機能の構成要素については、同一の符号を
付して説明する。第2実施形態では、90度ハイブリッ
ド型の分配器3及び合成器4を用いている。その動作
は、分配器3及び合成器4の各々の二つの入力信号に9
0度の位相差を持たせる点以外は、第1実施形態による
等位相等振幅の合成型高周波増幅器と同じとなる。
施形態による90度ハイブリッド法による合成型高周波
増幅器の構成図である。図12に示した従来の合成型高
周波増幅器、図1に示した等位相等振幅の合成型高周波
増幅器と同一機能の構成要素については、同一の符号を
付して説明する。第2実施形態では、90度ハイブリッ
ド型の分配器3及び合成器4を用いている。その動作
は、分配器3及び合成器4の各々の二つの入力信号に9
0度の位相差を持たせる点以外は、第1実施形態による
等位相等振幅の合成型高周波増幅器と同じとなる。
【0016】
【実施例】次に、合成型高周波増幅器の実施例を具体的
に説明する。 <第1実施例>第1実施例による合成型高周波増幅器の
構成図を図3に示す。図3に示される合成型高周波増幅
器では、図1の合成器2として、分布定数B1,B2及
び抵抗Ruを用いたウィルキンソン型の等位相等振幅分
配合成器を用いている。また、図1のベクトル調整器1
2,22として、バラクタダイオードBDを用いた移相
器とPINダイオードPDを用いた減衰器とを組み合わ
せたものを用いている。
に説明する。 <第1実施例>第1実施例による合成型高周波増幅器の
構成図を図3に示す。図3に示される合成型高周波増幅
器では、図1の合成器2として、分布定数B1,B2及
び抵抗Ruを用いたウィルキンソン型の等位相等振幅分
配合成器を用いている。また、図1のベクトル調整器1
2,22として、バラクタダイオードBDを用いた移相
器とPINダイオードPDを用いた減衰器とを組み合わ
せたものを用いている。
【0017】まず、バラクタダイオードBDが移相器と
して動作することを説明する。図3のバラクタダイオー
ドBDの部分を図17(a)に示す。バラクタダイオー
ドBDは、その入力端に印加する電圧を変化させること
により、図17(b)のように、その容量が変化する可
変コンデンサとして動作する。従って、バラクタダイオ
ードBDに外部回路から制御電圧Vcを印加して容量C
を変化させることにより、通過位相φを調整することが
できる。容量Cと通過位相φとの関係は、(2)式で表
される。 φ=tan−1(ωC/2)・・・(2) 但し、ωは高周波信号の角周波数である。これにより、
第1増幅素子11と第2増幅素子21のいずれか一方の
増幅素子を基準とし、制御電圧Vcを調整してその増幅
素子の通過位相φに他方の増幅素子の通過位相φを合わ
せることができるようになる。つまり、相互の位相差を
補償できるようになる。
して動作することを説明する。図3のバラクタダイオー
ドBDの部分を図17(a)に示す。バラクタダイオー
ドBDは、その入力端に印加する電圧を変化させること
により、図17(b)のように、その容量が変化する可
変コンデンサとして動作する。従って、バラクタダイオ
ードBDに外部回路から制御電圧Vcを印加して容量C
を変化させることにより、通過位相φを調整することが
できる。容量Cと通過位相φとの関係は、(2)式で表
される。 φ=tan−1(ωC/2)・・・(2) 但し、ωは高周波信号の角周波数である。これにより、
第1増幅素子11と第2増幅素子21のいずれか一方の
増幅素子を基準とし、制御電圧Vcを調整してその増幅
素子の通過位相φに他方の増幅素子の通過位相φを合わ
せることができるようになる。つまり、相互の位相差を
補償できるようになる。
【0018】次に、PINダイオードPDが減衰器とし
て動作することを説明する。図3のPINダイオードの
部分を図18(a)に示す。PINダイオードPDは、
その入力端に印加する電圧を変化させることにより、図
18(b)のように、その抵抗成分Rが変化する可変抵
抗器として動作する。従って、PINダイオードPDに
外部回路から制御電圧Vcを印加して抵抗成分Rを変化
させることにより、通過損失Tを調整することができ
る。抵抗成分Rと通過損失Tの関係は、(3)式で表さ
れる。 T=20・log(2Rn/(1+2Rn))[dB]・・・(3) 但し、RnはR/Zo,Zoは信号伝送系の特性インピ
ーダンスである。これより、第1増幅素子11と第2増
幅素子21のいずれか一方の増幅素子を基準とし、制御
電圧Vcを調整してその増幅素子の振幅に他方の増幅素
子の振幅を合わせることができるようになる。つまり、
相互の振幅差を補償できるようになる。
て動作することを説明する。図3のPINダイオードの
部分を図18(a)に示す。PINダイオードPDは、
その入力端に印加する電圧を変化させることにより、図
18(b)のように、その抵抗成分Rが変化する可変抵
抗器として動作する。従って、PINダイオードPDに
外部回路から制御電圧Vcを印加して抵抗成分Rを変化
させることにより、通過損失Tを調整することができ
る。抵抗成分Rと通過損失Tの関係は、(3)式で表さ
れる。 T=20・log(2Rn/(1+2Rn))[dB]・・・(3) 但し、RnはR/Zo,Zoは信号伝送系の特性インピ
ーダンスである。これより、第1増幅素子11と第2増
幅素子21のいずれか一方の増幅素子を基準とし、制御
電圧Vcを調整してその増幅素子の振幅に他方の増幅素
子の振幅を合わせることができるようになる。つまり、
相互の振幅差を補償できるようになる。
【0019】図3の第1経路におけるCa,Cb,Cc
はバラクタダイオードBD用の制御電圧VcとPINダ
イオードPD用の制御電圧Vcとを分離するためのコン
デンサであり、FaとFbは制御電圧Vcを印加する外
部回路用のローパスフィルタである。第2経路にも同様
の回路素子が配置されている。ベクトル調整器の調整、
すなわち、バラクタダイオードBD及びPINダイオー
ドPDの調整は、出力端OUTに導かれる電力が最大にな
るように制御電圧Vcを設定すればよい。
はバラクタダイオードBD用の制御電圧VcとPINダ
イオードPD用の制御電圧Vcとを分離するためのコン
デンサであり、FaとFbは制御電圧Vcを印加する外
部回路用のローパスフィルタである。第2経路にも同様
の回路素子が配置されている。ベクトル調整器の調整、
すなわち、バラクタダイオードBD及びPINダイオー
ドPDの調整は、出力端OUTに導かれる電力が最大にな
るように制御電圧Vcを設定すればよい。
【0020】<第2実施例>第2実施例による合成型高
周波増幅器の構成図を図4に示す。図4に示される合成
型高周波増幅器では、図1の合成器2として、集中定数
L11、C11、L21、C21、Co及び抵抗Ruによるウィ
ルキンソン型の等位相等振幅分配分配合成器を用いてい
る。ベクトル調整器の構成については、第1実施例と同
様である。ベクトル調整器の調整は、出力端OUTに導か
れる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定すれば
よい。
周波増幅器の構成図を図4に示す。図4に示される合成
型高周波増幅器では、図1の合成器2として、集中定数
L11、C11、L21、C21、Co及び抵抗Ruによるウィ
ルキンソン型の等位相等振幅分配分配合成器を用いてい
る。ベクトル調整器の構成については、第1実施例と同
様である。ベクトル調整器の調整は、出力端OUTに導か
れる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定すれば
よい。
【0021】<第3実施例>第3実施例による合成型高
周波増幅器の構成図を図5に示す。図5に示される合成
型高周波増幅器では、図1の合成器2として、分布定数
B1,B2及び抵抗Ruを用いたウィルキンソン型の等
位相等振幅分配合成器を用いている。また、図1のベク
トル調整器12,22として、マイクロストリップ線路
上の開放スタブSTBを用いた移相器と抵抗素子Rsを
用いた減衰器とを組み合わせたものを用いている。ここ
で、開放スタブSTBが移相器として動作することを説
明する。図5の開放スタブSTBの部分を図19(a)
に示す。この開放スタブSTBは、図19(b)のよう
に、特性インピーダンスZの線路の長さによって電気角
χを変え、通過位相φを調整することができる。電気角
χと通過位相φとの関係は、(4)式で表される。 φ=−tan−1(tanχ/(2Zn))・・・(4) 但し、ZnはZ/Zo,Zoは信号伝送系の特性インピ
ーダンスである。このように、開放スタブSTBの線路
長を調整することにより、第1増幅素子11と第2増幅
素子21のいずれか一方の増幅素子の通過位相φに、他
方の増幅素子の通過位相φを合わせることができるよう
になる。つまり、相互の位相差を補償できるようにな
る。
周波増幅器の構成図を図5に示す。図5に示される合成
型高周波増幅器では、図1の合成器2として、分布定数
B1,B2及び抵抗Ruを用いたウィルキンソン型の等
位相等振幅分配合成器を用いている。また、図1のベク
トル調整器12,22として、マイクロストリップ線路
上の開放スタブSTBを用いた移相器と抵抗素子Rsを
用いた減衰器とを組み合わせたものを用いている。ここ
で、開放スタブSTBが移相器として動作することを説
明する。図5の開放スタブSTBの部分を図19(a)
に示す。この開放スタブSTBは、図19(b)のよう
に、特性インピーダンスZの線路の長さによって電気角
χを変え、通過位相φを調整することができる。電気角
χと通過位相φとの関係は、(4)式で表される。 φ=−tan−1(tanχ/(2Zn))・・・(4) 但し、ZnはZ/Zo,Zoは信号伝送系の特性インピ
ーダンスである。このように、開放スタブSTBの線路
長を調整することにより、第1増幅素子11と第2増幅
素子21のいずれか一方の増幅素子の通過位相φに、他
方の増幅素子の通過位相φを合わせることができるよう
になる。つまり、相互の位相差を補償できるようにな
る。
【0022】減衰器については、単純な抵抗素子Rsを
線路に直列に配置したものである。この抵抗値Rsと通
過損失Tの関係は、(5)式で表される。 T=20・log (2/(2+Rn))[dB]・・・(5) 但し、RnはRs/Zo,Zoは信号伝送系の特性イン
ピーダンスである。これより、いずれか一方の増幅素子
を基準にして抵抗素子Rsの値を可変にすることによ
り、相互の振幅差を補償することができる。第3実施例
の場合も、ベクトル調整器の調整は、出力端OUTに導か
れる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定すれば
よい。
線路に直列に配置したものである。この抵抗値Rsと通
過損失Tの関係は、(5)式で表される。 T=20・log (2/(2+Rn))[dB]・・・(5) 但し、RnはRs/Zo,Zoは信号伝送系の特性イン
ピーダンスである。これより、いずれか一方の増幅素子
を基準にして抵抗素子Rsの値を可変にすることによ
り、相互の振幅差を補償することができる。第3実施例
の場合も、ベクトル調整器の調整は、出力端OUTに導か
れる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定すれば
よい。
【0023】<第4実施例>第4実施例による合成型高
周波増幅器の構成図を図6に示す。図6に示される合成
型高周波増幅器では、図1の合成器2として、集中定数
L11、C11、L21、C21、Co及び抵抗Ruによるウィ
ルキンソン型の等位相等振幅分配合成器を用いている。
また、図1のベクトル調整器12,22として、マイク
ロストリップ線路上の開放スタブSTBを用いた移相器
と、抵抗素子Rsを用いた減衰器とを組み合わせたもの
を用いている。第3実施例の場合と同様、ベクトル調整
器の調整は、出力端OUTに導かれている電力が最大にな
るように制御電圧Vcを設定すればよい。
周波増幅器の構成図を図6に示す。図6に示される合成
型高周波増幅器では、図1の合成器2として、集中定数
L11、C11、L21、C21、Co及び抵抗Ruによるウィ
ルキンソン型の等位相等振幅分配合成器を用いている。
また、図1のベクトル調整器12,22として、マイク
ロストリップ線路上の開放スタブSTBを用いた移相器
と、抵抗素子Rsを用いた減衰器とを組み合わせたもの
を用いている。第3実施例の場合と同様、ベクトル調整
器の調整は、出力端OUTに導かれている電力が最大にな
るように制御電圧Vcを設定すればよい。
【0024】<第5実施例>第5実施例による合成型高
周波増幅器の構成図を図7に示す。この実施例の合成型
高周波増幅器は、図2に示したものの改良であり、図2
の合成器4として、分布定数B1〜B4及び抵抗Roを
用いたブランチライン90度ハイブリッド法による分配
合成器を用いている。図2のベクトル調整器12,22
については、第1及び第2実施例で用いたものと同一で
ある。ベクトル調整器の調整は、出力端OUTに導かれて
いる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定すれば
よい。
周波増幅器の構成図を図7に示す。この実施例の合成型
高周波増幅器は、図2に示したものの改良であり、図2
の合成器4として、分布定数B1〜B4及び抵抗Roを
用いたブランチライン90度ハイブリッド法による分配
合成器を用いている。図2のベクトル調整器12,22
については、第1及び第2実施例で用いたものと同一で
ある。ベクトル調整器の調整は、出力端OUTに導かれて
いる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定すれば
よい。
【0025】<第6実施例>第6実施例による合成型高
周波増幅器の構成図を図8に示す。この実施例の合成型
高周波増幅器も、図2に示したものの改良であり、図2
の合成器4として、集中定数L11、L21、L31、L32、
C12、C13、C22、C23及び抵抗Roによるブランチラ
イン90度ハイブリッド法による分配合成器を用いてい
る。図2のベクトル調整器12,22については、第1
及び第2実施例で用いたものと同一である。ベクトル調
整器の調整は、出力端OUTに導かれている電力が最大に
なるようにすればよい。
周波増幅器の構成図を図8に示す。この実施例の合成型
高周波増幅器も、図2に示したものの改良であり、図2
の合成器4として、集中定数L11、L21、L31、L32、
C12、C13、C22、C23及び抵抗Roによるブランチラ
イン90度ハイブリッド法による分配合成器を用いてい
る。図2のベクトル調整器12,22については、第1
及び第2実施例で用いたものと同一である。ベクトル調
整器の調整は、出力端OUTに導かれている電力が最大に
なるようにすればよい。
【0026】<第7実施例>第7実施例による合成型高
周波増幅器の構成図を図9に示す。この実施例の合成型
高周波増幅器も、図2に示したものの改良であり、図2
の合成器4として、分布定数B1〜B4及び抵抗Roを
用いたブランチライン90度ハイブリッド法による分配
合成器を用いている。図2のベクトル調整器12,22
については、第3及び第4実施例で用いたものと同一で
ある。ベクトル調整器12,22の調整は、出力端OUT
に導かれる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定
すればよい。
周波増幅器の構成図を図9に示す。この実施例の合成型
高周波増幅器も、図2に示したものの改良であり、図2
の合成器4として、分布定数B1〜B4及び抵抗Roを
用いたブランチライン90度ハイブリッド法による分配
合成器を用いている。図2のベクトル調整器12,22
については、第3及び第4実施例で用いたものと同一で
ある。ベクトル調整器12,22の調整は、出力端OUT
に導かれる電力が最大になるように制御電圧Vcを設定
すればよい。
【0027】(第8実施形態)第8実施例による合成型
高周波増幅器の構成図を図10に示す。この実施例の合
成型高周波増幅器も、図2に示したものの改良であり、
図2の合成器4として、集中定数L11、L21、L31、L
32、C12、C13、C22、C23及び抵抗Roによるブラン
チライン90度ハイブリッド法による分配合成器を用い
ている。図2のベクトル調整器12,22については、
第3及び第4実施例で用いたものと同一である。ベクト
ル調整器12,22の調整は、出力端OUTに導かれる電
力が最大になるように制御電圧Vcを設定すればよい。
以上、複数の実施形態及び実施例を示して本発明の合成
型高周波増幅器の内容を説明したが、実際に回路を組み
上げるときには集積化が可能なので、増幅素子11,2
1をMMICにしてもよいし、回路素子ごとにIC化し
て混成ICにしてもよい。また、本発明の効果を最大に
引き出すためには、増幅素子11,21の非線形歪の範
囲を予測して回路素子の値を決定するようにする。これ
により、ベクトル調整器12,22の調整方法が単純化
され、量産とコスト低減に有効になる。
高周波増幅器の構成図を図10に示す。この実施例の合
成型高周波増幅器も、図2に示したものの改良であり、
図2の合成器4として、集中定数L11、L21、L31、L
32、C12、C13、C22、C23及び抵抗Roによるブラン
チライン90度ハイブリッド法による分配合成器を用い
ている。図2のベクトル調整器12,22については、
第3及び第4実施例で用いたものと同一である。ベクト
ル調整器12,22の調整は、出力端OUTに導かれる電
力が最大になるように制御電圧Vcを設定すればよい。
以上、複数の実施形態及び実施例を示して本発明の合成
型高周波増幅器の内容を説明したが、実際に回路を組み
上げるときには集積化が可能なので、増幅素子11,2
1をMMICにしてもよいし、回路素子ごとにIC化し
て混成ICにしてもよい。また、本発明の効果を最大に
引き出すためには、増幅素子11,21の非線形歪の範
囲を予測して回路素子の値を決定するようにする。これ
により、ベクトル調整器12,22の調整方法が単純化
され、量産とコスト低減に有効になる。
【0028】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、移相器と減衰器とを組み合わせたベクトル調
整器を合成器の前段に配置することにより、飽和領域に
近い領域で動作する際の増幅素子の非線形歪に起因する
合成損失を改善することができるようになる。また、合
成器に組み込まれているアイソレーション抵抗の消費電
力が低減できるので、良好な高周波特性が得られるとい
う効果も得られる。
によれば、移相器と減衰器とを組み合わせたベクトル調
整器を合成器の前段に配置することにより、飽和領域に
近い領域で動作する際の増幅素子の非線形歪に起因する
合成損失を改善することができるようになる。また、合
成器に組み込まれているアイソレーション抵抗の消費電
力が低減できるので、良好な高周波特性が得られるとい
う効果も得られる。
【図1】本発明の第1実施形態による等位相等振幅合成
型高周波増幅器の構成図。
型高周波増幅器の構成図。
【図2】本発明の第2実施形態による90度ハイブリッ
ド法による合成型高周波増幅器の構成図。
ド法による合成型高周波増幅器の構成図。
【図3】本発明の第1実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図4】本発明の第2実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図5】本発明の第3実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図6】本発明の第4実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図7】本発明の第5実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図8】本発明の第6実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図9】本発明の第7実施例による合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図10】本発明の第8実施例による合成型高周波増幅
器の構成図。
器の構成図。
【図11】等位相等振幅型の従来の合成型高周波増幅器
の構成図。
の構成図。
【図12】90度ハイブリッド型の従来の合成型高周波
増幅器の構成図。
増幅器の構成図。
【図13】従来の分布定数型ウィルキンソン分配合成器
の説明図。
の説明図。
【図14】従来の集中定数型ウィルキンソン分配合成器
の説明図。
の説明図。
【図15】合成器出力の位相・振幅依存性を示したグラ
フ。
フ。
【図16】増幅素子の入力電力依存性を示したグラフ。
【図17】(a)はバラクタダイオードによる移相器の
部分抜き出し図、(b)はその等価回路。
部分抜き出し図、(b)はその等価回路。
【図18】(a)はPINダイオードによる減衰器の部
分抜き出し図、(b)はその等価回路。
分抜き出し図、(b)はその等価回路。
【図19】(a)はマイクロストリップ線路上に形成さ
れた開放スタブによる移相器の部分抜き出し図、(b)
はその等価回路。
れた開放スタブによる移相器の部分抜き出し図、(b)
はその等価回路。
1 等位相等振幅分配器
2 等位相等振幅合成器
3 90度ハイブリッド法による分配器
4 90度ハイブリッド法による合成器
11 第1増幅素子
21 第2増幅素子
12,22 ベクトル調整器
121,221 移相器
122,222 減衰器
IN 入力端
OUT 出力端
フロントページの続き
(72)発明者 槙 敏夫
東京都調布市柴崎2丁目1番地3 島田理
化工業株式会社内
Fターム(参考) 5J067 AA04 AA21 CA36 CA61 CA92
FA19 HA19 HA21 HA25 HA26
HA29 HA30 HA33 KA00 KA16
KA23 KA68 KS03 KS04 LS12
QS04 SA13 TA01 TA02
5J069 AA04 AA21 CA36 CA61 CA92
FA19 HA19 HA21 HA25 HA26
HA29 HA30 HA33 KA00 KA16
KA23 KA68 KC03 KC06 KC07
SA13 TA01 TA02
5J092 AA04 AA21 CA36 CA61 CA92
FA19 HA19 HA21 HA25 HA26
HA29 HA30 HA33 KA00 KA16
KA23 KA68 SA13 TA01 TA02
5J500 AA04 AA21 AC36 AC61 AC92
AF19 AH19 AH21 AH25 AH26
AH29 AH30 AH33 AK00 AK16
AK23 AK68 AS13 AT01 AT02
CK03 CK06 CK07
Claims (10)
- 【請求項1】 高周波信号を等位相等振幅で分岐出力す
る分配器と、この分配器から分岐出力された高周波信号
を合成する合成器とを備え、 前記分配器と前記合成器との間には前記分岐出力された
高周波信号が通過する複数の経路が形成されており、 前記複数の経路の各々には、前記分岐出力された高周波
信号を増幅する単位増幅手段と、この単位増幅手段で増
幅された高周波信号の位相及び/又は振幅を、他の経路
を通過する高周波信号のものに適合させる調整手段とが
挿入接続されている、合成型高周波増幅器。 - 【請求項2】 前記調整手段が、当該経路を通過する高
周波信号の位相を変化させる移相器と、その高周波信号
の振幅を変化させる減衰器とを含んで構成される、請求
項1記載の合成型高周波増幅器。 - 【請求項3】 前記調整手段は、前記位相と前記振幅を
ベクトル的に調整するものである、請求項2記載の合成
型高周波増幅器。 - 【請求項4】 前記移相器がバラクタダイオード、前記
減衰器がPINダイオードであり、各々、所定の制御電
圧が印加されたときに動作するものである、 請求項2記載の合成型高周波増幅器。 - 【請求項5】 前記バラクタダイオードと前記PINダ
イオードに共通の制御電圧が選択的に印加されるように
構成されている、 請求項4記載の合成型高周波増幅器。 - 【請求項6】 前記複数の経路がマイクロストリップ線
路であり、 前記移相器が当該マイクロストリップ線路に形成された
開放スタブ、前記減衰器が当該マイクロストリップ線路
に挿入された抵抗体である、 請求項2記載の合成型高周波増幅器。 - 【請求項7】 前記分配器が等振幅等位相で高周波信号
を分岐出力するものであり、前記合成器が前記複数の経
路を通過してきた高周波信号を等位相で合成するもので
ある、 請求項1ないし6のいずれかの項記載の合成型高周波増
幅器。 - 【請求項8】 前記分配器が90度の位相差をもって等
振幅で二つの高周波信号を分岐出力するものであり、前
記合成器が二つの経路を通過してきた高周波信号を90
度の位相差で合成するものである、 請求項1ないし6のいずれかの項記載の合成型高周波増
幅器。 - 【請求項9】 前記合成器が分布定数線路方式の合成回
路である、 請求項7又は8記載の合成型高周波増幅器。 - 【請求項10】 前記合成器が集中定数線路方式の合成
回路である、 請求項7又は8記載の合成型高周波増幅器。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002007993A JP2003209447A (ja) | 2002-01-16 | 2002-01-16 | 合成型高周波増幅器 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002007993A JP2003209447A (ja) | 2002-01-16 | 2002-01-16 | 合成型高周波増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003209447A true JP2003209447A (ja) | 2003-07-25 |
Family
ID=27646371
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002007993A Pending JP2003209447A (ja) | 2002-01-16 | 2002-01-16 | 合成型高周波増幅器 |
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---|---|
JP (1) | JP2003209447A (ja) |
Cited By (12)
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JP2007295329A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Nec Corp | 増幅器 |
WO2009131138A1 (ja) * | 2008-04-24 | 2009-10-29 | 日本電気株式会社 | 増幅器 |
US7750740B2 (en) | 2006-02-20 | 2010-07-06 | Fujitsu Limited | Semiconductor circuit |
JP2012525749A (ja) * | 2009-04-28 | 2012-10-22 | アルカテル−ルーセント | Linc増幅器を使用したデータ送信のための方法、linc増幅器、送信装置、受信装置、およびその通信ネットワーク |
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US9225291B2 (en) | 2013-10-29 | 2015-12-29 | Freescale Semiconductor, Inc. | Adaptive adjustment of power splitter |
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