CN113965170B - 一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，包括：双频功率分配器网络、主功放双频输入匹配网络、辅功放双频输入匹配网络、主功放管、辅功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络、辅功放双频偏置及谐波优化网络、主功放双频输出匹配网络、辅功放双频输出匹配网络、主功放双频补偿线、辅功放双频补偿线、双频阻抗变换网络。本发明对Doherty进行双频拓展，既能满足移动通信系统对高回退效率的要求，又能应对由于通信系统的升级所导致的频段分布碎片化、不连续且长期共存的问题，双频Doherty功放技术的应用可以有效的减少电路尺寸，减少体积，降低成本，同时引入谐波优化电路，提高了双频Doherty的效率和输出功率。

Description

一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器。
背景技术
移动通信系统发展至今，已经开始广泛使用OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用技术)、CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址技术)等现代调制方式，这些现代的调制技术可以提高频谱的利用率，但是也产生了高峰均比的问题。目前普遍采用的是Doherty技术，这种技术兼具较高的回退效率和线性度，并且能够满足高峰均比的要求。图1是传统Doherty功放电路原理图，如图1所示Doherty电路由一个主功放及其匹配网络、一个辅功放及其匹配网络、合路网络和阻抗变换网络组成。
5G技术是目前我国大力发展的通信技术，我国目前已经部署的5G基站占全球70％以上，但是通信网络的升级不可能一蹴而就，所以在同一时期会有多代移动通信网络并存的现象，因此移动通信系统要求射频前端能够支持不同的频段。目前的双频基站大多是由两个单频基站拼凑而成，造成其具有体积大成本高的缺点。而双频功放的应用会大大降低射频前端的复杂性，因此受到各大院校研究院和设备商的广泛关注。
综上所述把Doherty技术进行双频拓展是现今以及未来移动通信的迫切需求，目前的双频技术多采用“T形“或”π形“网络代替Doherty中的无源器件，但是目前没有设计考虑到谐波对性能的影响。由于双频设计中，第一个频率二次谐波频率很可能在第二个频率附近，这就造成了谐波的阻抗很可能会在一个高功率的区域，同时如果不对第二个频率的二次谐波进行控制，它也可能落在这个高功率的区域，那么就会很大的恶化两个频率基频的功率和效率。我们实验发现如果不对二次谐波进行优化，那么效率最多恶化约10％，饱和功率恶化约1dBm。
我们对比了相关的技术专利，其中：
申请号为CN111586896A的专利公开了一种集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端，没有明确阐述如何实现双频功分和匹配设计，而本发明采用了独特的“井字形”双频功分结构和“π形”双频匹配结构，可以灵活配置双频频率实现电路的小型化和相位补偿的优化，从而简化主辅功放输入匹配网络的复杂程度。现有技术在输出端只能支持集总器件用于集成电路，并且它采用的是传统的四分之一波长线集总等效电路。
申请号为CN107222173A的专利公开了基于单频线的毫米波双频Doherty功率放大器和申请号为CN106357222A的专利公开了Doherty功放电路，现有技术的匹配网络并不是并行实现的双频网络，他们的局限都很明显，例如CN107222173A采用互补频率的单频网络实现性能折中的伪双频Doherty放大器，CN106357222A采用的是对双频分路后分别处理，也不是真正的并发双频Doherty电路。
申请号为CN102868368A的专利公开了基于T型网络和耦合线的双频同步式功放及其设计方法、申请号为CN113381699A的专利公开了一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法，现有技术采用传统的T形网络、耦合线及三节串联传输线实现双频，其双频网络和匹配网络是串行的关系。
发明内容
基于背景技术存在的技术问题，本发明提出了一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器。
本发明提出的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，包括：双频功率分配器网络、主功放双频输入匹配网络、辅功放双频输入匹配网络、主功放管、辅功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络、辅功放双频偏置及谐波优化网络、主功放双频输出匹配网络、辅功放双频输出匹配网络、主功放双频补偿线、辅功放双频补偿线、双频阻抗变换网络；
所述双频功率分配器网络与主功放路径和辅功放路径相连，信号进入双频功率分配器网络完成功率分配后分别进入主、辅功放路径；所述主功放路径与辅功放路径用来放大输入的信号，输出端分别与双频阻抗变换网络的两个输入口相连，信号经过主、辅功放路径被放大后进入双频阻抗变换网络；所述双频阻抗变换网络一方面能够为主、辅功放路径提供适当的负载，另一方面可以提供信号合并通道，最终将功率合并输出至负载端；
所述主功放路径包括依次串联的主功放双频输入匹配网络、主功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络、主功放双频输出匹配网络、主功放双频补偿线；所述辅功放路径包括依次串联的辅功放双频输入匹配网络、辅功放管、辅功放双频偏置及谐波优化网络、辅功放双频输出匹配网络、辅功放双频补偿线。
优选的，所述双频功率分配器网络是由“井字型”微带功率分配器进行双频拓展得到。
优选的，所述主功放双频输入匹配网络和主功放双频输出匹配网络均使用“π型”结构实现。
优选的，所述双频补偿线均使用“上字型”结构实现。
优选的，所述主功放管和辅功放管相同。
优选的，所述双频阻抗变换网络由两个“T形”网络组成，其中第一个“T形”网络在频率f1和频率f2上等效于特征阻抗35欧姆，电长度90°的单频线，其中第二个“T形”网络在频率f1和频率f2上等效于特征阻抗50欧姆，电长度90°的单频线。
优选的，所述双频偏置及谐波优化网络包括五根微带线TL1、TL2、TL3、TL4、TL5，其中四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5组成一个“倒F形”网络，其中，TL1的一端连接供电电压，另一端连接TL2和TL3；TL2的一端连接TL1和TL3，另一端悬空；TL3一端连接TL1和TL2，另一端连接TL5；TL5一端连接TL3，另一端悬空。TL2、TL5的另一端悬空，所述TL4一端连接功放管，另一端同时连接TL3、TL5的连接点和后续匹配电路，信号从功放管输出经过TL4后进入后续网络。
优选的，所述的电路的设计方法，包括以下步骤：
步骤1：选取两个特定工作频率f1和f2，所述频率f1小于频率f2；
步骤2：设计一个“倒F形”网络结构，包括四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5；
步骤3：设计微带线TL5的电长度，使其在第一个工作频率f1的二次谐波频率即2f1上等于90°，可以满足当工作在第一个频率f1的时候，TL3和TL5连接点的阻抗在二次谐波频率2f1上趋于短路；
步骤4：设计TL1、TL2、TL3的阻抗和长度及TL5的阻抗，使TL3和TL5连接点的阻抗满足下述条件：
1.当工作在第一个频率f1的时候，在f1频率上趋于开路；
2.当工作在第二个频率f2的时候，在f2频率上趋于开路，在2倍f2频率上趋于短路；
步骤5：设计一个微带线TL4，连接功放管和所述的TL3和TL5的连接点，通过调整TL4的长度，使TL4连接到功放管处的两个频率的谐波阻抗大小合适。
本发明中，所述一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，对Doherty进行双频拓展，既能满足移动通信系统对高回退效率的要求，又能应对由于通信系统的升级所导致的频段分布碎片化、不连续且长期共存的问题。而对于现存的拼凑式双频基站，双频Doherty功放技术的应用可以有效的减少电路尺寸，减少体积，降低成本，同时针对现有技术双频Doherty谐波对性能恶化严重的问题，引入谐波优化电路，提高了双频Doherty的效率和输出功率。
附图说明
图1为相关技术传统Doherty功放的示意图；
图2为本发明提出的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器的电路图；
图3为传统Doherty中采用的双频匹配形式图；
图4为本发明中双频偏置及谐波优化网络示意图；
图5为传统单频谐波优化网络图；
图6为双频谐波优化网络图；
图7为输入连续波时，本发明实施例的输出功率和效率图；
图8为本发明的电路设计方法流程图；
图9为本发明的流程示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
参照图1-9，一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，包括：双频功率分配器网络200、主功放双频输入匹配网络201、辅功放双频输入匹配网络202、主功放管、辅功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络203、辅功放双频偏置及谐波优化网络204、主功放双频输出匹配网络205、辅功放双频输出匹配网络206、主功放双频补偿线207、辅功放双频补偿线208、双频阻抗变换网络209；
其中双频功率分配器网络200、主功放双频输入匹配网络201、主功放、主功放双频偏置及谐波优化网络203、主功放双频输出匹配网络205、主功放双频补偿线207、双频阻抗变化网络209依此相连；双频功率分配器网络200、辅功放双频输入匹配网络202、辅功放、辅功放双频偏置及谐波优化网络204、辅功放双频输出匹配网络206、辅功放双频补偿线208、双频阻抗变化网络209依次相连。
双频功率分配器网络200与主功放路径和辅功放路径相连，信号进入双频功率分配器网络完成功率分配后分别进入主、辅功放路径；主功放路径与辅功放路径用来放大输入的信号，输出端分别与双频阻抗变换网络的两个输入口相连，信号经过主、辅功放路径被放大后进入双频阻抗变换网络；双频阻抗变换网络一方面能够为主、辅功放路径提供适当的负载，另一方面可以提供信号合并通道，最终将功率合并输出至负载端；
主功放路径包括依次串联的主功放双频输入匹配网络、主功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络、主功放双频输出匹配网络、主功放双频补偿线；辅功放路径包括依次串联的辅功放双频输入匹配网络、辅功放管、辅功放双频偏置及谐波优化网络、辅功放双频输出匹配网络、辅功放双频补偿线。
本发明中，双频功率分配器网络是由“井字型”微带功率分配器进行双频拓展得到。
本发明中，主功放双频输入匹配网络和主功放双频输出匹配网络均使用“π型”结构实现。
本发明中，双频补偿线均使用“上字型”结构实现。
本发明中，主功放管和辅功放管相同。
本发明中，双频阻抗变换网络由两个“T形”网络组成，其中第一个“T形”网络在频率f1和频率f2上等效于特征阻抗35欧姆，电长度90°的单频线，其中第二个“T形”网络在频率f1和频率f2上等效于特征阻抗50欧姆，电长度90°的单频线。
本发明中，双频偏置及谐波优化网络包括五根微带线TL1、TL2、TL3、TL4、TL5，其中四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5组成一个“倒F形”网络，其中，TL1的一端连接供电电压，另一端连接TL2和TL3；TL2的一端连接TL1和TL3，另一端悬空；TL3一端连接TL1和TL2，另一端连接TL5；TL5一端连接TL3，另一端悬空。TL2、TL5的另一端悬空，TL4一端连接功放管，另一端同时连接TL3、TL5的连接点和后续匹配电路，信号从功放管输出经过TL4后进入后续网络。
本发明中，的电路的设计方法，包括以下步骤：
步骤1：选取两个特定工作频率f1和f2，频率f1小于频率f2；
步骤2：设计一个“倒F形”网络结构，包括四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5；
步骤3：设计微带线TL5的电长度，使其在第一个工作频率f1的二次谐波频率即2f1上等于90°，可以满足当工作在第一个频率f1的时候，TL3和TL5连接点的阻抗在二次谐波频率2f1上趋于短路；
步骤4：设计TL1、TL2、TL3的阻抗和长度及TL5的阻抗，使TL3和TL5连接点的阻抗满足下述条件：
1.当工作在第一个频率f1的时候，在f1频率上趋于开路；
2.当工作在第二个频率f2的时候，在f2频率上趋于开路，在2倍f2频率上趋于短路；
步骤5：设计一个微带线TL4，连接功放管和的TL3和TL5的连接点，通过调整TL4的长度，使TL4连接到功放管处的两个频率的谐波阻抗大小合适。
本发明：双频功率分配器网络200是利用在一定条件下“π形”网络可以在第一个频率f1和第二个频率f2处等效为电长度90°且阻抗特定的微带这个特点，通过把传统的“口字形”微带功率分配器进行双频拓展，得到“井字形”结构来实现对第一个频率f1和第二个频率f2的功率等分效果。
主功放双频输入匹配网络201、主功放双频输出匹配网络205、辅功放双频输入匹配网络202、辅功放双频输出匹配网络206，是利用“π形”网络的双频特性来实现第一频率f1和第二频率f2分别匹配到目标阻抗。
双频阻抗变化网络209是利用在一定条件下“T形”网络可以在第一个频率f1和第二个频率f2处等效为电长度90°、阻抗特定的微带传输线这个特点，实现对两个频率的阻抗进行变换的功能。
主功放双频补偿线207和辅功放双频补偿线208使对“T形“网络进行了拓展，用另一个“T形”网络代替了原“T形”网络垂直的微带线，设计成为“上”形网络，其用在主路时用于在回退功率时协助匹配，其用在辅路时用于在回退功率时使辅路表现为开路。
主功放双频偏置及谐波优化网络203和辅功放双频偏置及谐波优化网络204各包括五根微带线TL1、TL2、TL3、TL4、TL5，其中四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5组成一个“倒F形”网络，其中，TL1的一端连接供电电压，另一端连接TL2和TL3；TL2的一端连接TL1和TL3，另一端悬空；TL3一端连接TL1和TL2，另一端连接TL5；TL5一端连接TL3，另一端悬空。TL2、TL5的另一端悬空，TL4一端连接功放管，另一端同时连接TL3、TL5的连接点和后续匹配电路，如图4所示。
本发明，首先介绍单一频率f的二次谐波优化电路，如图5所示，通过传输线输入阻抗求解公式可以求得，当TL7的长度满足一定值时可以使向TL7看去的阻抗Zd在二次谐波频率2f处为0欧姆，此时无论后端接入的匹配网络呈现什么样的阻抗，TL6、TL7相接的节点在二次谐波频率2f处的阻抗永远为0欧姆，然后调节TL6的长度，可以使这个0欧姆的阻抗在史密斯圆的最外圈移动，直至移动到合适的阻抗位置，这个阻抗位置可由对功放管进行二次谐波频率的负载牵引仿真得到。基于此理论，对这个单频谐波优化电路进行双频拓展可以得到电路如图6所示，TL9用来使第一个频率f1的二次谐波频率2f1在Ze处阻抗为0欧姆，TL8用来把第一个频率f1的二次谐波频率阻抗调整到合适的大小，TL11用来使第二个频率f2的二次谐波频率2f2在Zf处阻抗为0欧姆，TL10用来把第二个频率f2的二次谐波频率阻抗调整到合适的大小。
针对这种二次谐波优化网络尺寸大的缺点，本发明继续进行了创新，将偏置电路进行电路创新，使其既能够完成供电作用，又能代替图6中TL8与TL9的作用，达到缩小电路尺寸的目的，如图4所示。具体实施方法如下：
1)首先定义第一设计频率为f1，定义第一设计频率的二次谐波频率为2f1，定义第二设计频率为f2，定义第二设计频率的二次谐波频率为2f2，定义k＝f2/f1；
2)设计微带线TL5使其在频率2f1下的电长度等于90°，那么根据微带线阻抗计算公式：
Figure GDA0003668131480000111
得到Zd在频率2 f1上呈现短路，那么ZA同样在频率2f1上呈现短路。
3)设计微带线TL1、TL2、TL3与TL5组成“倒F形”网络，根据传输线阻抗计算公式，那么阻抗满足关系式：
Za@f1＝j Z1tan(θ1) (2)
Figure GDA0003668131480000112
Figure GDA0003668131480000113
Figure GDA0003668131480000114
ZA@f1＝Zc@f1//Zd@f1 (6)
其中Z1、Z2、Z3、Z5和θ1、θ2、θ3、45°分别为微带线TL1、TL2、TL3的特性阻抗和在频率f1上的电长度；
把公式(2)和(3)代入(4)可得：
Figure GDA0003668131480000115
同理在频率f2和2f2处可得：
Figure GDA0003668131480000121
Figure GDA0003668131480000122
Zd@f2＝-jZ5cot(k*45) (10)
Zd@2f2＝-jZ5cot(k*90) (11)
其中k＝f2/f1。
根据前面提到原理，只要满足条件：
Figure GDA0003668131480000123
那么就可以满足我们的设计需求，其中ZA@2f1＝0已经由上述第二点得到且恒成立，因此在这里可以不用考虑。所述的ZA等于Zc并联Zd，包含了Z1、Z2、Z3、Z5、θ1、θ2、θ3七个变量，那么一定可以找到恰当的值使上述条件满足。由于方程比较复杂，可以借助科学计算软件求得，或者使用仿真软件迭代优化取得；
4)设计微带线TL4连接功放管和结点A，通过调整TL4的长度使连接到功放管的阻抗在频率2f1和2f2处是一个适当的大小。这里由于谐波阻抗的取值范围比较宽，因此通常使用一根单频线就能够使两个频率的谐波阻抗同时满足设计需要。
这样这个电路拓扑即完成了偏置电路的作用，防止基频信号进入电源，又代替了图5中TL8与TL10的作用，大大缩小了电路尺寸。
为了证明设计的可行性，我们按照上述设计思路，使用CREE公司的功放管CGH40010在900MHz和2300MHz上设计了带有谐波优化功能对的双频Doherty电路，输出功率和效率的仿真结果如图7所示，两个频率在6db回退功率下效率为49.9％和54.5％，满足设计目标。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，其特征在于，包括：双频功率分配器网络、主功放双频输入匹配网络、辅功放双频输入匹配网络、主功放管、辅功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络、辅功放双频偏置及谐波优化网络、主功放双频输出匹配网络、辅功放双频输出匹配网络、主功放双频补偿线、辅功放双频补偿线、双频阻抗变换网络；
所述双频功率分配器网络与主功放路径和辅功放路径相连，信号进入双频功率分配器网络完成功率分配后分别进入主、辅功放路径；所述主功放路径与辅功放路径用来放大输入的信号，输出端分别与双频阻抗变换网络的两个输入口相连，信号经过主、辅功放路径被放大后进入双频阻抗变换网络；所述双频阻抗变换网络一方面能够为主、辅功放路径提供负载，另一方面可以提供信号合并通道，最终将功率合并输出至负载端；
所述主功放路径包括依次串联的主功放双频输入匹配网络、主功放管、主功放双频偏置及谐波优化网络、主功放双频输出匹配网络、主功放双频补偿线；所述辅功放路径包括依次串联的辅功放双频输入匹配网络、辅功放管、辅功放双频偏置及谐波优化网络、辅功放双频输出匹配网络、辅功放双频补偿线；
所述双频阻抗变换网络由两个“T形”网络组成，其中第一个“T形”网络在频率f1和频率f2上等效于特征阻抗35欧姆，电长度90°的单频线，其中第二个“T形”网络在频率f1和频率f2上等效于特征阻抗50欧姆，电长度90°的单频线，其中，双频阻抗变换网络包括如下设计方法：
步骤1：选取两个工作频率f1和f2，所述频率f1小于频率f2；
步骤2：设计一个“倒F形”网络结构，包括四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5，其中，TL1的一端连接供电电压，另一端连接TL2和TL3；TL2的一端连接TL1和TL3，另一端悬空；TL3一端连接TL1和TL2，另一端连接TL5；TL5一端连接TL3，另一端悬空；
步骤3：设计微带线TL5的电长度，使其在第一个工作频率f1的二次谐波频率即2f1上等于90°，可以满足当工作在第一个频率f1的时候，TL3和TL5连接点的阻抗在二次谐波频率2f1上趋于短路；
步骤4：设计TL1、TL2、TL3的阻抗和长度及TL5的阻抗，使TL3和TL5连接点的阻抗满足下述条件：
条件1.当工作在第一个频率f1的时候，在f1频率上趋于开路；
条件2.当工作在第二个频率f2的时候，在f2频率上趋于开路，在2倍f2频率上趋于短路；
步骤5：设计一个微带线TL4，连接功放管和所述的TL3和TL5的连接点。
2.根据权利要求1所述的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述双频功率分配器网络是由“井字型”微带功率分配器进行双频拓展得到。
3.根据权利要求1所述的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放双频输入匹配网络和主功放双频输出匹配网络均使用“π型”结构实现。
4.根据权利要求1所述的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放双频补偿线和辅功放双频补偿线均使用“上字型”结构实现。
5.根据权利要求1所述的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放管和辅功放管相同。
6.根据权利要求1所述的一种具有谐波优化功能的双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述双频偏置及谐波优化网络包括五根微带线TL1、TL2、TL3、TL4、TL5，其中四根微带线TL1、TL2、TL3、TL5组成一个“倒F形”网络，所述TL4一端连接功放管，另一端同时连接TL3、TL5的连接点和后续匹配电路，信号从功放管输出经过TL4后进入后续网络。
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