CN112087204A - 功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法 - Google Patents

功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112087204A
CN112087204A CN202010960495.8A CN202010960495A CN112087204A CN 112087204 A CN112087204 A CN 112087204A CN 202010960495 A CN202010960495 A CN 202010960495A CN 112087204 A CN112087204 A CN 112087204A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power amplifier
power
loop
amplifier
divider
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010960495.8A
Other languages
English (en)
Inventor
姜岩峰
王群亮
沈小虎
韩孙煜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Zhejiang Jinzhou Electronic Technology Co ltd
Original Assignee
Zhejiang Jinzhou Electronic Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Zhejiang Jinzhou Electronic Technology Co ltd filed Critical Zhejiang Jinzhou Electronic Technology Co ltd
Priority to CN202010960495.8A priority Critical patent/CN112087204A/zh
Publication of CN112087204A publication Critical patent/CN112087204A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/04—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in discharge-tube amplifiers
    • H03F1/06—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in discharge-tube amplifiers to raise the efficiency of amplifying modulated radio frequency waves; to raise the efficiency of amplifiers acting also as modulators
    • H03F1/07—Doherty-type amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明公开了一种功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法，属于无线通信功放技术领域。本发明设计了一种包含三个环路的功分器，并将该功分器接入对称Doherty功放电路的信号输入端，实现对载波功放和峰值功放两个支路的功率的自动分配，相对于现有Doherty功放电路设置一条负载反馈回路实现两个支路的功率分配的方式，本申请不是以牺牲直流功耗来提高功放的线性度，因此不存在当功率回退到一定程度，如当三阶交调制达到‑50dBc以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度的问题，而是可以在提升功放回退区效率的同时明显改善放大器的线性度，能够适应线性度要求很高的场合。

Description

功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法
技术领域
本发明涉及功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法，属于无线通信功放技术领域。
背景技术
无线通信技术中，信号的传输离不开功率放大器，其主要作用就是将前级输出的信号进行功率放大，然后将放大后的信号传送给天线进行发射。现有的功率放大器中，Doherty功放以技术结构简单、性价比高等优势成为基站功率放大器研究的热点。
众所周知，Doherty功放包含两条支路功放，一条主功放，一条辅功放；主功放一直开启，辅功放根据负载的情况开启。通常Doherty功放电路中存在一条负载反馈回路，将负载情况反馈给主功放，以便在负载较大时开启辅功放并确定主辅功放支路的功率分配，使得Doherty功放实现较大的输出功率。
而功率回退技术是提高功放的一个常用方法，即选用功率较大的管子作小功率管使用，实际上是以牺牲直流功耗来提高功放的线性度。
功率回退法就是把功率放大器的输入功率从1dB压缩点(放大器有一个线性动态范围，在这个范围内，放大器的输出功率随输入功率线性增加。随着输入功率的继续增大，放大器渐渐进入饱和区，功率增益开始下降，通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率值定义为输出功率的1dB压缩点，用P1dB表示。)向后回退6-10个分贝，工作在远小于1dB压缩点的电平上，使功率放大器远离饱和区，进入线性工作区，从而改善功率放大器的三阶交调系数。一般情况，当基波功率降低1dB时，三阶交调失真改善2dB。
功率回退法简单且易实现，不需要增加任何附加设备，是改善放大器线性度行之有效的方法，缺点是效率大为降低。另外，当功率回退到一定程度，当三阶交调制达到-50dBc以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度。因此，在线性度要求很高的场合，功率回退具有一定缺点。
发明内容
为了提高Doherty功率放大器的在功率回退中的效率，本发明提供了一种利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法，并设计了相应的功分器。
一种功分器，所述功分器包含三个环路，分别记为环路A、环路B和环路C；三个环路依次相连，且环路A尺寸最小，环路C尺寸最大，环路B尺寸介于环路A和环路C之间。
可选的，所述环路A的尺寸为：半径10mm至20mm之间，宽度0.1mm至1mm之间；环路B的半径比环路A的半径大0.1mm至10mm，环路B的宽度比环路A的宽度大0.1mm至1mm；环路C的半径比环路B的半径大0.1mm至10mm，环路C的宽度比环路B的宽度大0.1mm至1mm。
可选的，所述环路A半径16.38mm，宽度0.63mm；环路B半径17.62mm，宽度0.91mm；环路C半径17.39mm，宽度1.25mm。
本发明还提供一种功率放大器，所述功率放大器为在Doherty功放电路的信号输入端接入上述功分器后得到的功率放大器。
可选的，所述Doherty功放采用载波功放为AB类结构、峰值功放为C类结构的对称Doherty放大器。
可选的，所述Doherty功放的支路功放选用GaN功率管CGH40025F。
可选的，所述Doherty功放的载波功放的静态工作点选定在漏极电压V_DS＝28V、栅极电压V_GS＝-3V处。
可选的，所述Doherty功放的峰值功放的静态工作点选定在漏极电压V_DS＝28V、栅极电压V_GS＝-3.8V处。
本发明还提供一种利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法，所述方法在对称Doherty功放电路的信号输入端接入上述功分器。
可选的，所述方法根据负载情况利用信号输入端的功分器自动分配载波功放和峰值功放两个支路的功率。
本发明有益效果是：
本发明通过在对称Doherty功放电路的信号输入端接入一个功分器，实现对载波功放和峰值功放两个支路的功率的自动分配，相对于现有Doherty功放电路设置一条负载反馈回路实现两个支路的功率分配的方式，本申请不是以牺牲直流功耗来提高功放的线性度，因此不存在当功率回退到一定程度，如当三阶交调制达到-50dBc以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度的问题，而是可以在提升功放回退区效率的同时明显改善放大器的线性度，能够适应线性度要求很高的场合，比如5G应用场景下基站信号的放大、雷达接收端低噪声放大器的应用等。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是负载调制电路图。
图2是Doherty功放的回退区效率示意图。
图3是本发明一个实施例中提供的功分器的结构示意图。
图4是本发明一个实施例中提供的功分器的电磁仿真结果图。
图5是本发明一个实施例中提供的功分器和传统功分器的端口1的S参数仿真图。
图6是本发明一个实施例中提供的功分器和传统功分器的端口2的S参数仿真图。
图7是本发明一个实施例中提供的功放器的电路图。
图8是本发明一个实施例中提供的功放器载波功放负载牵引结果仿真图。
图9是本发明一个实施例中提供的功放器载波功放源牵引结果仿真图。
图10是本发明一个实施例中提供的功放器峰值功放负载牵引结果仿真图。
图11是本发明一个实施例中提供的功放器峰值功放源牵引结果仿真图。
图12是本发明一个实施例中提供的功放器峰值功的联合仿真电路图。
图13是本发明一个实施例中提供的功放器峰值功的功率附加效率曲线图。
图14是本发明一个实施例中提供的功放器中的信号输入端的功分器的具体物理尺寸图。
图15是本发明一个实施例中提供的功放器中的信号输入端的功分器的电磁仿真示意图。
图16是本发明一个实施例中提供的功放器整体电路图。
图17是本发明一个实施例中提供的功放器功率附加效率输出曲线图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
基本知识介绍：
1、负载调制技术
如图1所示，负载调制电路由两个受控电流源(A和B)和一个阻抗(RL)组成，两个受控电流源对应产生的电流IA和IB，一起流入阻抗RL。负载调制技术的核心思想是：一个受控电流源对应的负载视在阻抗(ZA或ZB)会受到另一个电流源的牵引而改变，也就是说当其中一个受控电流源的电流(IA或IB)发生变化时，另一个受控电流源对应的负载视在阻抗也将发生改变，因此负载调制技术也称为有源负载牵引。
具体的等式分析如下：
根据叠加定理，可求出RL上的电压VL的值：
VL＝(IA+IB)RL (1)
由此可以得出，每个受控电流源对应的视在阻抗：
Figure BDA0002680377730000041
Figure BDA0002680377730000042
从等式(2)和(3)可知，受控电流源B产生的电流IB将导致受控电流源A的负载阻抗ZA的变化，受控电流源A产生的电流IA将导致受控电流源B的负载阻抗ZB的变化。将这种负载调制技术应用到微波功率放大器领域，微波功率管可看作一个受电压控制的受控电流源，每个功放电路可看作负载调制技术中的每一条电流支路；因此，每一路电流的相位和幅度变化将带来另外一路负载阻抗的变化。从而通过调节负载阻抗来调节功放的输出功率。
2、Doherty功放
Doherty功放中，载波功放一般是AB类功放，峰值功放一般是C类功放。每条支路两侧的相位补偿线主要是补偿功分网络和非线性引起的相位变化，使两路功放在功率合成的时候相位一致。一般在设计过程中，相位补偿线的长度是根据输出功率和功率附加效率的值通过调谐优化而来。
Doherty功放结构的效率来源于支路电流的导通状态，而每个放大器电流的导通角取决于各自的工作点和输入电压，图2显示了Doherty功放的回退区效率。具体地说，随着功放输入信号的逐渐增大，载波功放支路的输出功率变大并进入饱和状态，这时整个Doherty功放的效率出现了首个极大值，此时峰值功放处于开启的临界状态。随着输入功率的继续增加，峰值功放进入饱和输出状态。Doherty功放漏极效率出现第二个极大值，整个功放进入饱和输出状态。两个效率极大值对应输出功率之间的区域称Doherty功放的回退区。可以看出，对于其他功放而言，回退区效率可近似为功放在某一段输出功率区间的平均效率。
实施例一：
本实施例提供一种功分器，所述功分器包含三个环路，分别记为环路A、环路B和环路C；三个环路依次相连，且环路A尺寸最小，环路C尺寸最大，环路B尺寸介于环路A和环路C之间。
所述环路A的尺寸为：半径10mm至20mm之间，宽度0.1mm至1mm之间；环路B的半径比环路A的半径大0.1mm至10mm，环路B的宽度比环路A的宽度大0.1mm至1mm；环路C的半径比环路B的半径大0.1mm至10mm，环路C的宽度比环路B的宽度大0.1mm至1mm。
本实施例中，设定环路A半径16.38mm，宽度0.63mm；环路B半径17.62mm，宽度0.91mm；环路C半径17.39mm，宽度1.25mm，如图3所示，环路A包含输入端口和端口4、端口5；环路B包含端口4、端口5、端口6、端口7；环路C包含端口6、端口7、端口2、端口3。
该功分器的电磁仿真结果如图4所示，图4中，Port1为信号输入端口，端口2和端口3为信号输出端口。图4所示的仿真结果分别显示了入射波和反射波的磁场强度。入射波通过输入端口后，被功分器等功率分配。反射波通过端口2后，输入端口和端口3的磁场强度很小；反射波通过端口3后，端口1和端口2的磁场强度很小，说明两个输出端口的隔离度较好，功分器能有效抑制端口之间的信号串扰。
为了突出本发明提供的功分器的优点，本实施例将本申请所提供的图3所示的功分器和传统Wilkinson功分器进行对比。传统Wilkinson功分器和本申请所提供的功分器的S参数如图5和图6所示。
由于端口3和端口2的S参数特性相同，因此，图5和图6中分别显示端口1和端口2的S参数。从图5中可知，在2.3GHz-2.7GHz频段，本申请所提供的功分器S11参数为-50dB，传统功分器S11参数为-40dB，说明本发明的输入端口的回波损耗很小，明显好于传统功分器。从图6可知，在2.20GHz-2.70GHz频段，本申请所提供的功分器的S(23)值明显较低，在中心工作频率2.45GHz处，本申请所提供的功分器的S(22)值比传统功分器高15.8dB。
实施例二：
本实施例提供一种功放器，所述功放器采用了载波功放为AB类结构、峰值功放为C类结构的对称Doherty放大器；所述功放器的功分支路由两条λ/4波长线构成，两个输出端口通过电阻值为2Zo的电阻连接，Zo为系统阻抗；所述等功率分配功分器的S参数矩阵为：
Figure BDA0002680377730000051
其中，j表示复数系数，j2＝-1。
如图7所示，为本实施例提供的功放器的电路图。图7中信号输入端的功分器为实施例一提供的功分器。
对于载波功放：
所述功放器的支路功放选用GaN功率管CGH40025F。对于载波功放，由于载波功放偏置在AB类，静态工作点暂时选定在即漏极电压VDS＝28V栅极电压VGS＝-3V，此时的静态电流约为133mA，静态工作点可根据最后的仿真结果进行微调。接着对载波功放进行负载牵引和源牵引。负载牵引结果如图8所示，源牵引结果如图9所示。
可以看出，在负载端输出阻抗为39.512-j5.517时，输出功率达到了45.17dbm，功率附加效率达到了71.72％。在源端输出阻抗为5.396-j1.055时，输出功率达到了44.95dbm，功率附加效率达到了70.23％。根据牵引结果进行输出和输入匹配网络设计，最后整合各部分匹配网络，对整个AB类功放进行电路仿真和电磁仿真，AB类的联合仿真电路如图10所示。仿真结果如图11所示，可以看出在载波功放的输出功率为44.199dbm时，功率附加效率达到了64.731％。
对于峰值功放：
峰值功放工作在C类状态，根据图12显示的CGH40025F转移特性曲线，静态工作点暂时选定在漏极电压VDS＝28V栅极电压VGS＝-3.8V。在Doherty整体仿真中，可以通过优化VGS控制峰值功率放大器的开启时间。
峰值功放的负载牵引结果如图10所示，源牵引结果如图11所示。可以看出，在负载端输出阻抗为43.923-j6.077时，输出功率达到了45.29dbm，功率附加效率达到了76.79％。在源端输出阻抗为5.237-j2.388时，输出功率达到了45.11dbm，功率附加效率达到了78.78％。由于C类功放的效率要优于AB类功放，因此，峰值功放的效率比载波功放要高一些。
匹配网络设计：
完成峰值功放的负载牵引和源牵引之后，根据牵引结果进行输出和输入匹配网络设计，最后整合各部分匹配网络，对整个峰值功放进行电路仿真和电磁仿真，峰值功放的联合仿真电路如图12所示。图13显示了对应仿真结果，可以看出在峰值功放的输出功率为44.355dbm时，功率附加效率达到了70.205％。比载波功放的效率高出6个百分点。
Doherty功放结构的功率合成网络：
Doherty功放电路的信号输入端接入的功分器的具体物理尺寸如图14所示。图15显示了该功分器的电磁仿真情况。
Doherty功放设计结果分析
在完成Doherty功放的载波功放、峰值功放、功分结构和合成网络等设计之后，可对整个功放电路进行仿真分析。图16显示了整个Doherty功放的层次电路图，其中SCH_carry为载波功放子电路，SCH_peak为峰值功放子电路，50Ω和35Ω四分之一波长线为负载调制网络进行功率合成。图17显示了Doherty功放的功率附加效率输出曲线。
可以看出，在6db功率回退区，整个功放的效率在45％以上，峰值效率接近60％。虽然功放的峰值效率并没有F类功放高，但是在功率回退区，整个效率得到了提升。因此非常适合于当今通讯系统广泛使用的变包络信号。
本发明实施例中的部分步骤，可以利用软件实现，相应的软件程序可以存储在可读取的存储介质中，如光盘或硬盘等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种功分器，其特征在于，所述功分器包含三个环路，分别记为环路A、环路B和环路C；三个环路依次相连，且环路A尺寸最小，环路C尺寸最大，环路B尺寸介于环路A和环路C之间。
2.根据权利要求1所述的功分器，其特征在于，所述环路A的尺寸为：半径10mm至20mm之间，宽度0.1mm至1mm之间；环路B的半径比环路A的半径大0.1mm至10mm，环路B的宽度比环路A的宽度大0.1mm至1mm；环路C的半径比环路B的半径大0.1mm至10mm，环路C的宽度比环路B的宽度大0.1mm至1mm。
3.根据权利要求1所述的功分器，其特征在于，所述环路A半径16.38mm，宽度0.63mm；环路B半径17.62mm，宽度0.91mm；环路C半径17.39mm，宽度1.25mm。
4.一种功率放大器，其特征在于，所述功率放大器为在Doherty功放电路的信号输入端接入权利要求1-3任一所述的功分器后得到的功率放大器。
5.根据权利要求4所述的功率放大器，其特征在于，所述Doherty功放采用载波功放为AB类结构、峰值功放为C类结构的对称Doherty放大器。
6.根据权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，所述Doherty功放的支路功放选用GaN功率管CGH40025F。
7.根据权利要求6所述的功率放大器，其特征在于，所述Doherty功放的载波功放的静态工作点选定在漏极电压V_DS＝28V、栅极电压V_GS＝-3V处。
8.根据权利要求7所述的功率放大器，其特征在于，所述Doherty功放的峰值功放的静态工作点选定在漏极电压V_DS＝28V、栅极电压V_GS＝-3.8V处。
9.一种利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法，其特征在于，所述方法在对称Doherty功放电路的信号输入端接入权利要求1-3任一所述的功分器。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法根据负载情况利用信号输入端的功分器自动分配载波功放和峰值功放两个支路的功率。
CN202010960495.8A 2020-09-14 2020-09-14 功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法 Pending CN112087204A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010960495.8A CN112087204A (zh) 2020-09-14 2020-09-14 功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010960495.8A CN112087204A (zh) 2020-09-14 2020-09-14 功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112087204A true CN112087204A (zh) 2020-12-15

Family

ID=73736792

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010960495.8A Pending CN112087204A (zh) 2020-09-14 2020-09-14 功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112087204A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113746434A (zh) * 2021-07-26 2021-12-03 杭州电子科技大学 一种基于负载调制网络的宽带Doherty功率放大器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113746434A (zh) * 2021-07-26 2021-12-03 杭州电子科技大学 一种基于负载调制网络的宽带Doherty功率放大器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111384901B (zh) 一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器
Gustafsson et al. A modified Doherty power amplifier with extended bandwidth and reconfigurable efficiency
CN109672411B (zh) 一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器
KR102330688B1 (ko) 조절가능한 출력 전력 백-오프를 가진 시퀀셜 브로드밴드 도허티 전력 증폭기
CN110266275B (zh) 一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器
CN107517039B (zh) 毫米波GaN功放射频预失真线性化器
KR20090071834A (ko) 고조파 동조를 이용한 도허티 증폭기
CN111585517B (zh) 采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器
CN112491365B (zh) 一种基于单并联谐振块的宽带Doherty功率放大器
CN109889162B (zh) 一种自输入控制的负载调制类功率放大器及其实现方法
CN111740703B (zh) 伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器及其实现方法
CN111030620A (zh) 一种新型合路的宽带Doherty功率放大器及其设计方法
Sun et al. Broadband three-stage pseudoload modulated balanced amplifier with power back-off efficiency enhancement
CN210053382U (zh) 一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器
JP2018074320A (ja) ドハティ型増幅器
CN113381699B (zh) 一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法
CN112636697B (zh) 一种具有深回退区间的Doherty功率放大器
CN112087204A (zh) 功分器及利用负载调制技术提升功放回退区效率的方法
CN107689777B (zh) 一种宽带Doherty功率放大器
CN213125982U (zh) 一种功分器、放大器、无线发射终端及系统
CN210327509U (zh) 一种新型的反向doherty放大器
CN107276541B (zh) 可变矢量混合叠加式预失真线性化方法
CN115833758A (zh) 一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器
CN210780690U (zh) 一种新型合路的宽带Doherty功率放大器
Abdulkhaleq et al. A compact load-modulation amplifier for improved efficiency next generation mobile

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination