CN110708701A - 一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放 - Google Patents

一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放 Download PDF

Info

Publication number
CN110708701A
CN110708701A CN201910761756.0A CN201910761756A CN110708701A CN 110708701 A CN110708701 A CN 110708701A CN 201910761756 A CN201910761756 A CN 201910761756A CN 110708701 A CN110708701 A CN 110708701A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power amplifier
radio frequency
frequency power
microstrip line
impedance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910761756.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110708701B (zh
Inventor
叶焱
高凯仑
刘太君
许高明
陆云龙
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ningbo University
Original Assignee
Ningbo University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ningbo University filed Critical Ningbo University
Priority to CN201910761756.0A priority Critical patent/CN110708701B/zh
Publication of CN110708701A publication Critical patent/CN110708701A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110708701B publication Critical patent/CN110708701B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W16/00—Network planning, e.g. coverage or traffic planning tools; Network deployment, e.g. resource partitioning or cells structures
    • H04W16/18—Network planning tools
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L41/00—Arrangements for maintenance, administration or management of data switching networks, e.g. of packet switching networks
    • H04L41/14—Network analysis or design
    • H04L41/145—Network analysis or design involving simulating, designing, planning or modelling of a network
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明公开了一种宽带射频功放设计方法及5G低频段射频功放，基于传统谐波控制技术，在保证宽带射频功放高效率的同时借助ADS仿真软件，对宽带射频功放的基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，找出能在工作带宽范围内实现高效工作的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间，实现宽带谐波控制网络的设计。鉴于输入谐波控制网络对射频功放性能提升有限，直接采用ADS源牵引系统牵引出晶体管输入端最优基波阻抗，并将其匹配至50欧姆实现输入匹配网络的设计，简化了电路设计复杂度；优点是设计得到的宽带射频功放在具有高效率的基础上，同时具有较宽的工作带宽，满足现代无线通信系统宽频带、多模式并存、多频段的需求。

Description

一种宽带射频功放设计方法及5G低频段射频功放
技术领域
本发明涉及一种射频功放技术，尤其是涉及一种宽带射频功放设计方法及采用此设计方法设计的5G低频段射频功放。
背景技术
随着无线通信技术的飞速发展，现代无线通信系统迎来了宽频带、多模式和多频段并存的问题。传统的无线通信系统直流功率转换效率过低，直流损耗严重，与现代绿色无线通信的理念不符。在民用无线通信领域，无线通信系统被划分为多种无线通信标准，各个无线通信标准又同时含有多个不同的工作频段，工作频段划分日益复杂，通信标准也日益繁多。当前常见的无线通信标准有全球移动通信系统GSM、宽带码分多址WCDMA、长期演进LTE和全球微波互联网接入WiMAX以及当下被各界广泛关注的5G通信技术等。全球移动通信系统GSM包括850MHz、900MHz、1800MHz和1900MHz等通信频段；宽带码分复用WCDMA则包括900MHz、1700MHz和1900MHz等通信频段；而在近年来大规模商用的4G牌照中，中国移动获得了1880-1900MHz、2320-2370MHz和2575-2635MHz三个通信频段，中国联通包括2300-2320MHz和2555-2575MHz两个通信频段，中国电信则被分配了包括2370-2390MHz和2635-2655MHz在内的40M带宽的频谱资源。然而，由于信息时代数据激增，4G通信系统将很快无法满足数据通信的需求，在未来十年内无线通信网络的数据传输量会急剧增长，其增长量甚至超过当今数据传输量的100倍，为应对急速增长的数据流量，各国对5G通信技术的研究和试商用急剧升温，中国在2019年6月6日正式向中国移动、中国电信、中国联通及中国广电发放了4张5G商用牌照，标志着我国正式进入5G商用元年。对于5G通信系统，其低频段(Sub-6G)的单载波信号带宽将至少为160MHz，而其高频段(毫米波频段)带宽甚至可达1.2GHz。从前期5G试验网的情况可以发现，5G大规模商用的最大瓶颈问题是基站功耗太大，如果无法有效地降低基站功耗，5G的能耗费用将成为运营商的重大经济负担，将严重制约5G的大规模商用。射频功放(射频功率放大器)是无线通信基站中耗能最大的核心射频器件，因此对适合于5G系统的高效率宽频带射频功放的研究具有极为重要的意义。为满足全球各地运营商宽带、多模式和多频段并存的需求，要求无线通信系统具备宽带和高效的特性，能在宽带范围内同时覆盖多个通信模式。而在军事领域中，随着军事技术的不断更新、发展，现代作战系统变的日益复杂，对信息传输速率、准确度要求越来越高。这要求无线通信系统能够在非常宽的频率范围内稳定高效地工作。而射频功放作为无线通信系统最为重要的射频器件之一，其性能直接影响着整个无线通信系统指标的好坏。
目前，国内外对高效率射频功放的研究主要集中在开关类和谐波控制类射频功放。开关类射频功放包括D类、E类等，输入信号驱动晶体管工作在开关状态，使晶体管漏极电压、电流在一个周期内不发生交叠，功率管不产生额外的能量损耗，从而实现射频功放很高的直流转换效率。但是，现有的开关类射频功放的设计方法中为实现对高次谐波的抑制，必须加上LC选频网络进行射频信号输出，由此导致设计得到的射频功放工作带宽很窄。而谐波控制类射频功放则包括F类、逆F类等，该类射频功放通过特定比例的谐波电压或电流分量来调控晶体管漏极电压或电流波形，对晶体管漏极电压和电流进行“塑形”，使其漏极电压与电流交替出现，从而实现很高的直流转换效率。但在，现有的谐波控制类射频功放的设计方法中需要对高次谐波进行严格的控制，因而谐波控制类射频功放阻抗最优设计空间很小，最终导致谐波控制类射频功放带宽仍然很窄。
因此，当前射频功放设计方法虽然能满足高效率的需求，但是均存在着带宽过窄的问题，难以满足当今多模式和多频段并存的现代无线通信系统的需求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题之一是提供一种宽带射频功放设计方法，采用该设计方法设计得到的宽带射频功放在具有高效率的基础上，同时具有较宽的工作带宽，满足现代无线通信系统宽频带、多模式、多频段并存的需求。
本发明解决上述技术问题之一所采用的技术方案为：一种宽带射频功放设计方法，基于传统谐波控制技术，在保证宽带射频功放高效率的同时借助是德科技ADS EDA仿真软件，对宽带射频功放的基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，找出能在工作带宽范围内实现高效工作的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间，实现宽带谐波控制网络的设计。鉴于射频功放输入端谐波控制网络对射频功放性能提升有限，直接采用ADS源牵引系统牵引出晶体管输入端最优基波阻抗，并将其匹配至50欧姆实现宽带射频功放输入匹配网络的设计，简化了射频功放电路设计复杂度。该设计方法具体包括以下步骤：
(1)根据设计射频功放的工作需求及应用场景进行晶体管选型，确定所述的宽带射频功放的设计指标，所述的宽带射频功放的设计指标包括输出功率、效率、工作带宽、增益和增益平坦度；
(2)根据晶体管数据手册设计所述的宽带射频功放的偏置网络，在设计工作带宽内判断所述的宽带射频功放是否绝对稳定，若存在潜在不稳定性则设计所述的宽带射频功放的稳定网络；
(3)基于ADS EDA仿真软件牵引出晶体管源阻抗，设计所述的宽带射频功放的输入匹配电路，将所述的宽带射频功放的工作带宽从低到高平均分成四段，其中第一段记为f1～f2，第二段记为f2～f3，第三段记为f3～f4，第四段记为f4～f5；
(4)在f3频点处设计一个F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络；
(5)借助ADS EDA仿真软件的Load Harmonic Phase Sweep控件对该频点处基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，运行仿真，得到仿真结果，在仿真结果的“Simulated load reflection coefficients”中得到该频点下基波阻抗最优设计空间，并得到“Simulated load reflection coefficients”中的Smith圆上不同相位处对应的“Phase of Load Reflection Coefficient”中所述的宽带射频功放的功率附加效率PAE和饱和输出功率Pout。则最大功率附加效率PAE和最大饱和输出功率Pout所对应的阻抗区间即为基波频率为f3时，所述的宽带射频功放对应的高次谐波阻抗最优设计空间；
(6)在“Load Harmonic Phase Sweep”控件中将基波频率依次修改为f1、f2、f4、f5，基于步骤(4)中设计的谐波控制网络，重复步骤(5)，得到不同基波频率处所述的宽带射频功放对应的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间；
(7)调节步骤(4)中设计的f3频点处的F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络，使得到的f1～f5基波频率处对应的基波阻抗最优设计空间产生交叠，f1～f5基波频率处对应的高次谐波阻抗最优设计空间也产生交叠，则f1～f5基波频率处对应的基波阻抗最优设计空间的交叠区域即为所述的宽带射频功放设计时所需的基波阻抗最优设计空间，f1～f5基波频率处对应的高次谐波阻抗的最优设计空间的交叠区域即为所述的宽带射频功放设计时所需的高次谐波阻抗的最优设计空间，最终调节后得到的谐波控制网络即为所述的宽带射频功放的宽带谐波控制网络，将得到的设计宽带射频功放所需的基波阻抗最优设计空间匹配至50欧姆，即可实现所述的宽带射频功放的输出匹配电路的设计；
(8)将上述步骤中设计的偏置网络、稳定网络(如需设计)、输入匹配电路、晶体管、宽带谐波控制网络、输出匹配电路依次连接起来，并在射频功放的输入、输出端各加入一段特性阻抗为50欧姆的微带线做射频输入输出端口，由此得到所需设计的射频功放的电路。
所述的步骤(2)中的稳定网络采用RC网络实现，所述的稳定网络既可由并联型RC网络串联接入所述的晶体管的栅极和所述的输入匹配电路之间实现，也可由串联型RC网络并联接入所述的晶体管的栅极处。
所述的步骤(7)中通过调节F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络中微带线的长度和宽度来实现该F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络的调节。
所述的步骤(7)中的射频功放的输出匹配电路采用阶跃阻抗低通滤波结构实现。该结构中，采用阶跃阻抗低通滤波电路结构实现输出匹配电路，在实现宽带射频功放输出端基波阻抗匹配的基础上，进一步拓宽了宽带射频功放的有效工作带宽。
与现有技术相比，本发明的设计方法的优点在于基于F/逆F类高效射频功放的设计方法，采用谐波控制技术使宽带射频功放中晶体管的漏极电压、漏极电流在整个周期内不发生交叠，减少了直流损耗，保证了宽带射频功放的高效率，同时借助是德科技ADS EDA仿真软件中的Load Harmonic Phase Sweep控件，在宽带射频功放的工作带宽范围内扫描出宽带射频功放的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间，可在ADS仿真界面实时观察不同谐波阻抗设计空间、不同基波频率处宽带射频功放对应的附加功率效率以及饱和输出功率，相比传统射频功放设计方法避开了繁琐的理论推导和计算，方便设计者更快、更准确的设计出高性能射频功放，基于该谐波阻抗最优设计空间可在宽带范围内实现对宽带射频功放高次谐波较好的控制，鉴于射频功放输入端谐波控制网络对射频功放性能的提升有限，故宽带射频功放输入端未考虑宽带谐波控制网络的设计，直接采用传统源牵引技术牵引出宽带射频功放最优源阻抗，并将其匹配至50欧姆实现宽带射频功放输入匹配电路的设计，对电路实现复杂度和射频功放性能提升做了折中处理，使宽带射频功放实现更为简单，电路结构更加紧凑，最终实现宽带射频功放在宽带范围内稳定、高效的工作，由此实现了高效、宽带射频功放的设计，较好地解决了适应现代无线通信系统宽频带、多模式、多频段并存的难题，同时大大减少了无线通信系统的直流损耗，契合现代绿色无线通信技术的要求，可广泛应用于现代无线通信系统。
本发明所要解决的技术问题之二是提供一种在具有高效率的基础上，同时具有较宽的工作带宽，适应现代无线通信系统多模式并存、多频段、宽频带的需求的5G低频段射频功放。
本发明解决上述技术问题之二所采用的技术方案为：一种5G低频段射频功放，包括输入电路、输入匹配电路、稳定网络、偏置网络、谐波控制网络、输出匹配电路、晶体管和输出电路，所述的输入电路采用特性阻抗为50欧姆的第一微带线实现，所述的第一微带线的一端用于接入所述的射频功放的输入信号，所述的输入匹配电路包括第一电容、第二微带线和第三微带线，所述的第一电容的一端和所述的第一微带线的另一端连接，所述的第一电容的另一端、所述的第二微带线的一端和所述的第三微带线的一端连接，所述的第二微带线的另一端悬空，所述的稳定网络包括第二电容、第一电阻、第二电阻和第四微带线，所述的第二电容的一端和所述的第一电阻的一端均与所述的第三微带线的另一端连接，所述的第二电容的另一端、所述的第一电阻的另一端、所述的第二电阻的一端和所述的第四微带线的一端连接，所述的第四微带线的另一端和所述的晶体管的栅极连接，所述的偏置网络包括第三电容、第四电容和第五微带线，所述的第三电容的一端和所述的第五微带线的一端连接且其连接端用于接入栅极偏置电压，所述的第三电容的另一端接地，所述的第五微带线的另一端和所述的第二电阻的另一端连接，所述的第四电容的一端用于接入漏极偏置电压，所述的第四电容的另一端接地，所述的谐波控制网络包括第六微带线、第七微带线、第八微带线、第九微带线、第一T型结和第二T型结，所述的第六微带线的一端和所述的晶体管的漏极连接，所述的晶体管的源极接地，所述的第六微带线的另一端、所述的第七微带线的一端和所述的第八微带线的一端分别与所述的第一T型结连接，所述的第七微带线的另一端和所述的第四电容的一端连接，所述的第八微带线的另一端和所述的第九微带线的一端分别与所述的第二T型结连接，所述的第九微带线的另一端悬空，所述的输出匹配网络包括第十微带线、第十一微带线和第五电容，所述的第十微带线的一端和所述的第二金属连接块连接，所述的第十微带线的另一端和所述的第十一微带线的一端连接，所述的第十一微带线的另一端和所述的第五电容的一端连接，所述的输出电路采用特性阻抗为50欧姆的第十二微带线实现，所述的第十二微带线的一端和所述的第五电容的另一端连接，所述的第十二微带线的另一端用于输出所述的射频功放的输出信号。
与现有技术相比，本发明的5G低频段射频功放的优点在于通过输入电路、输入匹配电路、稳定网络、偏置网络、宽带谐波控制网络、输出匹配电路、晶体管和输出电路构建5G低频段射频功放，其中宽带谐波控制网络基于F类/逆F类射频功放谐波控制网络，采用谐波控制技术对晶体管漏极电压和电流进行“塑形”，使其在一个开关周期内交替出现，使5G低频段射频功放耗能始终为零，保证了5G低频段射频功放的高效率，同时该宽带谐波控制网络综合考虑了5G低频段射频功放工作带宽内各频点处基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间，使得该5G低频段射频功放能在跨倍频程宽带范围内始终保持对高次谐波较好的控制状态，得到如F类/逆F类射频功放的高效率，大大拓宽了5G低频段射频功放的工作带宽，鉴于射频功放输入端谐波控制网络对射频功放性能无明显的提升，故5G低频段射频功放输入端直接采用传统源牵引技术牵引出射频功放的源阻抗，并采用传统T型匹配网络实现输入匹配网络的设计，对电路性能提升和电路复杂度折中考虑，简化了5G低频段射频功放输入端射频电路设计，在具有高效率的基础上，同时具有较宽的工作带宽，以满足现代无线通信系统宽频带、多模式、多频段并存的需求；最后，基于ADS EDA仿真软件，采用CREE公司GaN HEMT高电子迁移率晶体管CGH40010F，基于罗杰斯4003C射频板材(介电常数3.55、板厚20mil、敷铜厚度1盎司)，设计得到一款在400MHz-2.85GHz跨倍频程宽带范围内均可高效、稳定工作的5G低频段宽带射频功放，在整个工作带宽内其漏极效率(DE)均在55％以上，最大可达75.5％，饱和输出功率(Pout)大于40dBm，最大可达41.6dBm，增益在10dB以上，且其增益平坦度在±1dB以内。可覆盖当今较为成熟已广泛商用的包括GSM、WCDMA、LTE、WiMAX以及试商用的5G(SUB-6G)低频段等在内的无线通信标准，可有效解决现代通信系统所面临的通信模式繁多、频段划分复杂的难题，同时该5G低频段射频功放在整个工作频带内均具有较高的直流转换效率，可大大减小无线通信系统的能耗，有效地改善了无线通信系统效率低下、散热困难、体积庞大及稳定性等方面的难题，符合当代绿色无线通信的观念，可广泛应用于现代无线通信系统中。
附图说明
图1为使用本发明的设计方法设计的逆F类射频功放的谐波控制网络；
图2为本发明的设计方法的ADS EDA仿真软件中“Load Harmonic Phase Sweep”控件的界面图；
图3为本发明的设计方法的“Simulated load reflection coefficients”仿真结果图；
图4为本发明的设计方法的“Phase of Load Reflection Coefficient”仿真结果图；
图5为本发明的5G低频段射频功放的电路图；
图6为本发明的5G低频段射频功放的仿真曲线图。
图7为本发明的5G低频段射频功放设计方法流程图；
图8(a)为频率500MHz时5G低频段射频功放的漏极电压、电流波形；
图8(b)为频率1000MHz时5G低频段射频功放的漏极电压、电流波形；
图8(c)为频率1500MHz时5G低频段射频功放的漏极电压、电流波形；
图8(d)为频率2000MHz时5G低频段射频功放的漏极电压、电流波形；
图8(e)为频率2850MHz时5G低频段射频功放的漏极电压、电流波形；
具体实施方式
本发明公开了一种射频功放的设计方法，以下结合附图实施例对本发明的射频功放的设计方法作进一步详细描述。
实施例：如图7所示，一种宽带射频功放设计方法，基于谐波控制技术，在保证宽带射频功放高效率的同时借助ADS EDA仿真软件，对宽带射频功放的基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，找出能在工作带宽范围内实现高效工作的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间，实现宽带谐波控制网络的设计。鉴于射频功放输入端谐波控制网络对射频功放性能提升有限，直接采用ADS源牵引系统牵引出晶体管输入端最优基波阻抗，并将其匹配至50欧姆，实现宽带射频功放输入匹配网络的设计，简化了射频功放电路设计复杂度。该设计方法具体包括以下步骤：
(1)根据设计射频功放的工作需求及应用场景进行晶体管选型，确定宽带射频功放的设计指标，宽带射频功放的设计指标包括输出功率、效率、工作带宽、增益和增益平坦度；
(2)根据晶体管数据手册设计宽带射频功放的偏置网络，在设计工作带宽内判断宽带射频功放是否绝对稳定，若存在潜在不稳定性则设计宽带射频功放的稳定网络；
(3)基于ADS EDA仿真软件牵引出晶体管源阻抗，设计宽带射频功放的输入匹配电路，将宽带射频功放的工作带宽从低到高平均分成四段，其中第一段记为f1～f2，第二段记为f2～f3，第三段记为f3～f4，第四段记为f4～f5；
(4)在f3频点处设计一个F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络；
(5)借助安捷伦ADS EDA仿真软件的Load Harmonic Phase Sweep控件对该频点处基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，运行仿真，得到仿真结果，其中，ADSEDA仿真软件中Load Harmonic Phase Sweep控件的界面如图2所示；在仿真结果的“Simulated load reflection coefficients”中得到如图3所示的该频点下基波阻抗最优设计空间，并得到“Simulated load reflection coefficients”中的Smith圆上不同相位处对应的“Phase of Load Reflection Coefficient”中宽带射频功放的功率附加效率PAE和饱和输出功率Pout，其中“Phase of Load Reflection Coefficient”中的射频功放功率附加效率PAE和饱和输出功率Pout”的仿真曲线如图4所示。则最大功率附加效率PAE和最大饱和输出功率Pout所对应的阻抗区间即为基波频率为f3时，宽带射频功放对应的高次谐波阻抗最优设计空间；
(6)在“Load Harmonic Phase Sweep”控件中将基波频率依次修改为f1、f2、f4、f5，基于步骤(4)中设计的谐波控制网络，重复步骤(5)，得到不同基波频率处宽带射频功放的对应的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间；
(7)调节步骤(4)中设计的f3频点处的F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络，使得到的f1～f5基波频率处对应的基波阻抗最优设计空间产生交叠，f1～f5基波频率处对应的高次谐波阻抗最优设计空间也产生交叠，则f1～f5基波频率处对应的基波阻抗最优设计空间的交叠区域即为宽带射频功放设计时所需的基波阻抗最优设计空间，f1～f5基波频率处对应的高次谐波阻抗的最优设计空间的交叠区域即为宽带射频功放设计时所需的高次谐波阻抗的最优设计空间，最终调节后得到的谐波控制网络即为宽带射频功放的宽带谐波控制网络，将得到的设计宽带射频功放所需的基波阻抗最优设计空间匹配至50欧姆，即可实现宽带射频功放的输出匹配电路的设计；
(8)将上述步骤中设计的偏置网络、稳定网络(如需设计)、输入匹配电路、晶体管、宽带谐波控制网络、输出匹配电路依次连接起来，并在射频功放的输入、输出端各加入一段特性阻抗为50欧姆的微带线做射频输入输出端口，由此得到所需设计的射频功放的电路。
本实施例中，步骤(2)中的稳定网络采用RC网络实现，稳定网络既可由并联型RC网络串联接入晶体管的栅极和输入匹配电路之间实现，也可由串联型RC网络并联接入晶体管的栅极处。
本实施例中，步骤(7)中通过调节F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络中微带线的长度和宽度来实现该F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络的调节。
本实施例中，步骤(7)中的射频功放的输出匹配电路采用阶跃阻抗低通滤波结构实现。该结构中，采用阶跃阻抗低通滤波电路结构实现输出匹配电路，在实现宽带射频功放输出端基波阻抗匹配的基础上，进一步拓宽了宽带射频功放的有效工作带宽。
本发明的设计方法设计的逆F类射频功放谐波控制网络如图1所示，由于在微波频段并联电容可以等效为开路短截线，串联电感可等效为电长度小于四分之一波长的串联短截线。故可以用微带线来实现对晶体管寄生参数的补偿以及射频功放高次谐波的控制。图1中，微带线TL1、TL2、TL3和TL4共同构成了具有寄生补偿的逆F类射频功放的谐波控制网络，其中TL1和TL3又起到对晶体管寄生参数的补偿，从而可以在A点电流源平面实现逆F类射频功放最平坦波形原理中理想的阻抗条件。图1所示电路中，首先采用四分之一波长漏极馈电微带线在C点实现二次谐波短路(2S)的阻抗条件，再借助特性阻抗和电长度可变的微带线TL1和等效寄生参数网路进行阻抗变换，最终在A点(电流源平面)得到二次谐波开路(2O)的阻抗条件(即二次谐波导纳为零)。据此可得式(1)：
Figure BDA0002168708950000091
求解式(1)得到：
Figure BDA0002168708950000092
而对于三次谐波，首先借助十二分之波长开路微带线TL4在E点实现三次谐波短路(3S)的阻抗条件，然后再通过特性阻抗和电长度均可变的微带线TL3、TL1及等效寄生参数网络进行阻抗变换，最终在A点得到三次谐波短路(3S)的阻抗条件。从而实现在A点(电流源平面)达到逆F类射频功放最平坦化波形原理中理想的阻抗(导纳)条件。由此可得式(3)：
Figure BDA0002168708950000093
求解式(3)得到：
Figure BDA0002168708950000101
上式中，j为虚数单位，“//”表示并联；w0为基波角频率，cot为余切函数符号，tan为正切函数符号，arctan为反正切函数符号；YA(2w0)为A点二次谐波导纳；ZA(3w0)为A点三次谐波阻抗值；Y1表示微带线TL1导纳值；θ1为微带线TL1电长度；θ2为微带线TL2电长度；Z1为微带线TL1和TL2特性阻抗；Cds为晶体管等效寄生电容；Ld为晶体管等效寄生电感。
查阅选定晶体管的数据书册等相关资料可得到其等效寄生电感Ld、等效寄生电容Cds的值，根据所设计射频功放频段、晶体管漏极管脚输出引脚尺寸、输出端电流大小以及版图尺寸等条件的限制，对其进行折中考虑，选定微带线TL1、TL3的特性阻抗Z1。联立公式(2)和公式(4)即可得到串联微带线TL1和TL3的电长度θ1和θ2，再对θ1和θ2进行优化，即可得到逆F类射频功放的谐波控制网络的设计。同理F类射频功放谐波控制网络可采用相同的方法进行设计，这里不再赘述。
本发明还公开了一种采用上述射频功放的设计方法设计得到的适合于5G低频段的高效宽带射频功放，以下结合附图实施例对本发明的射频功放作进一步详细描述。
实施例：如图5所示，一种5G低频段射频功放，包括输入电路、输入匹配电路、稳定网络、偏置网络、谐波控制网络、输出匹配电路、晶体管T1和输出电路，输入电路采用特性阻抗为50欧姆的第一微带线TL1实现，第一微带线TL1的一端用于接入射频功放的输入信号，输入匹配电路包括第一电容C1、第二微带线TL2和第三微带线TL3，第一电容C1的一端和第一微带线TL1的另一端连接，第一电容C1的另一端、第二微带线TL2的一端和第三微带线TL3的一端连接，第二微带线TL2的另一端悬空，稳定网络包括第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2和第四微带线TL4，第二电容C2的一端和第一电阻R1的一端均与第三微带线TL3的另一端连接，第二电容C2的另一端、第一电阻R1的另一端、第二电阻R2的一端和第四微带线TL4的一端连接，第四微带线TL4的另一端和晶体管T1的栅极连接，偏置网络包括第三电容C3、第四电容C4和第五微带线TL5，第三电容C3的一端和第五微带线TL5的一端连接且其连接端用于接入栅极偏置电压VGS，第三电容C3的另一端接地，第五微带线TL5的另一端和第二电阻R2的另一端连接，第四电容C4的一端用于接入漏极偏置电压VDS，第四电容C4的另一端接地，谐波控制网络包括第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第一T型结TEE1和第二T型结TEE2，第六微带线TL6的一端和晶体管T1的漏极连接，晶体管T1的源极接地，第六微带线TL6的另一端、第七微带线TL7的一端和第八微带线TL8的一端分别与第一T型结TEE1连接，第七微带线TL7的另一端和第四电容C4的一端连接，第八微带线TL8的另一端和第九微带线TL9的一端分别与第二T型结TEE2连接，第九微带线TL9的另一端悬空，输出匹配网络包括第十微带线TL10、第十一微带线TL11和第五电容C5，第十微带线TL10的一端和第二金属连接块连接，第十微带线TL10的另一端和第十一微带线TL11的一端连接，第十一微带线TL11的另一端和第五电容C5的一端连接，输出电路采用特性阻抗为50欧姆的第十二微带线TL12实现，第十二微带线TL12的一端和第五电容C5的另一端连接，第十二微带线TL12的另一端用于输出射频功放的输出信号。
基于ADS EDA仿真软件，采用CREE公司GaN HEMT高电子迁移率晶体管CGH40010F和罗杰斯4003C射频板材(介电常数3.55、板厚20mil、敷铜厚度1盎司)，设计了本发明的5G低频段射频功放。该5G低频段射频功放在400MHz-2.85GHz跨倍频程宽带范围内均可高效、稳定工作的射频功放。该5G低频段射频功放的仿真曲线如图6所示。分析图6可知：本发明的5G低频段射频功放在400MHz-2.85GHz有效工作频带内均能高效、稳定地工作。在整个工作频带内其PAE(功率附加效率)均在50％以上；DE(漏极效率)均在55％以上，最大可达75.5％；Pout(饱和输出功率)在40dBm左右，最大可达41.6dBm；Gain(饱和增益)在整个工作频带内均在10dB以上，且其增益平坦度在±1dB以内。本发明的5G低频段射频功放可覆盖当今较为成熟已广泛商用的包括GSM、WCDMA、LTE、WiMAX以及试商用的5G低频段(SUB-6G)等在内的通信标准，可有效解决现代通信系统所面临的通信模式繁多、频段划分复杂的难题。同时本发明的5G低频段射频功放在整个工作频带内具有较高的直流转换效率，可大大减小无线通信系统的能耗，可有效地解决现代无线通信系统中直流转换效率低下、散热困难、体积庞大及稳定性等方面的难题，符合现代绿色无线通信的理念。基于本发明提出的宽带射频功放的设计方法，成功设计了一款性能优良的射频功放，证明了该设计方法的可行性和有效性。
本发明的5G低频段射频在其工作带宽内不同频点处的漏极电压、电流波形如图8(a)～图8(e)所示。分析图8(a)～图8(e)可知，在不同频点处本发明的5G低频段射频的漏极电压和电流的波形均交替出现，晶体管在一个工作周期内耗能趋近于零。表明本发明的5G低频段射频功放在宽带范围内实现了高次谐波的有效控制，对漏极电压和电流进行了有效“塑形”，直观的展示了本发明的5G低频段射频功放可以在宽带范围内取得高效率。从而也证明了本发明所提出的设计方法以及采用该设计方法设计的5G低频段射频功放的可行性和正确性。

Claims (5)

1.一种宽带射频功放设计方法，其特征在于基于谐波控制技术，在保证宽带射频功放高效率的同时借助ADS EDA仿真软件，对宽带射频功放的基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，找出能在工作带宽范围内实现高效工作的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间，实现宽带谐波控制网络的设计。鉴于射频功放输入端谐波控制网络对射频功放性能提升有限，直接采用ADS源牵引系统牵引出晶体管输入端最优基波阻抗，并将其匹配至50欧姆实现宽带射频功放输入匹配网络的设计，简化了射频功放电路设计复杂度。该设计方法具体包括以下步骤：
(1)根据设计射频功放的工作需求及应用场景进行晶体管选型，确定所述的宽带射频功放的设计指标，所述的宽带射频功放的设计指标包括输出功率、效率、工作带宽、增益和增益平坦度；
(2)根据晶体管数据手册设计所述的宽带射频功放的偏置网络，在设计工作带宽内判断所述的宽带射频功放是否绝对稳定，若存在潜在不稳定性则设计所述的宽带射频功放的稳定网络；
(3)基于ADS EDA仿真软件牵引出晶体管源阻抗，设计所述的宽带射频功放的输入匹配电路，将所述的宽带射频功放的工作带宽从低到高平均分成四段，其中第一段记为f1～f2，第二段记为f2～f3，第三段记为f3～f4，第四段记为f4～f5；
(4)在f3频点处设计一个F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络；
(5)借助是德科技ADS EDA仿真软件的Load Harmonic Phase Sweep控件对该频点处基波阻抗设计空间和高次谐波阻抗设计空间进行扫描，运行仿真，得到仿真结果，在仿真结果的“Simulated load reflection coefficients”中得到该频点下基波阻抗最优设计空间，并得到“Simulated load reflection coefficients”中的Smith圆上不同相位处对应的“Phase of Load Reflection Coefficient”中所述的宽带射频功放的功率附加效率PAE和饱和输出功率Pout。则最大功率附加效率PAE和最大饱和输出功率Pout所对应的阻抗区间即为基波频率为f3时，所述的宽带射频功放对应的高次谐波阻抗最优设计空间；
(6)在“Load Harmonic Phase Sweep”控件中将基波频率依次修改为f1、f2、f4、f5，基于步骤(4)中设计的谐波控制网络，重复步骤(5)，得到不同基波频率处所述的宽带射频功放的对应的基波阻抗最优设计空间和高次谐波阻抗最优设计空间；
(7)调节步骤(4)中设计的f3频点处的F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络，使得到的f1～f5基波频率处对应的基波阻抗最优设计空间产生交叠，f1～f5基波频率处对应的高次谐波阻抗最优设计空间也产生交叠，则f1～f5基波频率处对应的基波阻抗最优设计空间的交叠区域即为所述的宽带射频功放设计时所需的基波阻抗最优设计空间，f1～f5基波频率处对应的高次谐波阻抗的最优设计空间的交叠区域即为所述的宽带射频功放设计时所需的高次谐波阻抗的最优设计空间，最终调节后得到的谐波控制网络即为所述的宽带射频功放的宽带谐波控制网络，将得到的设计宽带射频功放所需的基波阻抗最优设计空间匹配至50欧姆，即可实现所述的宽带射频功放的输出匹配电路的设计；
(8)将上述步骤中设计的偏置网络、稳定网络(如需设计)、输入匹配电路、晶体管、宽带谐波控制网络、输出匹配电路依次连接起来，并在射频功放的输入、输出端各加入一段特性阻抗为50欧姆的微带线做射频输入输出端口，由此得到所需设计的射频功放的电路。
2.根据权利要求1所述的一种射频功放设计方法，其特征在于所述的步骤(2)中的稳定网络采用RC网络实现，所述的稳定网络既可由并联型RC网络串联接入所述的晶体管的栅极和所述的输入匹配电路之间实现，也可由串联型RC网络并联接入所述的晶体管的栅极处。
3.根据权利要求1所述的一种射频功放设计方法，其特征在于所述的步骤(7)中通过调节F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络中微带线的长度和宽度来实现该F类或者逆F类射频功放的谐波控制网络的调节。
4.根据权利要求1所述的一种射频功放设计方法，其特征在于所述的步骤(7)中的射频功放的输出匹配电路采用阶跃阻抗低通滤波结构实现。
5.一种采用权利要求1所述的射频功放设计方法设计的5G低频段射频功放，其特征在于包括输入电路、输入匹配电路、稳定网络、偏置网络、谐波控制网络、输出匹配电路、晶体管和输出电路，所述的输入电路采用特性阻抗为50欧姆的第一微带线实现，所述的第一微带线的一端用于接入所述的射频功放的输入信号，所述的输入匹配电路包括第一电容、第二微带线和第三微带线，所述的第一电容的一端和所述的第一微带线的另一端连接，所述的第一电容的另一端、所述的第二微带线的一端和所述的第三微带线的一端连接，所述的第二微带线的另一端悬空，所述的稳定网络包括第二电容、第一电阻、第二电阻和第四微带线，所述的第二电容的一端和所述的第一电阻的一端均与所述的第三微带线的另一端连接，所述的第二电容的另一端、所述的第一电阻的另一端、所述的第二电阻的一端和所述的第四微带线的一端连接，所述的第四微带线的另一端和所述的晶体管的栅极连接，所述的偏置网络包括第三电容、第四电容和第五微带线，所述的第三电容的一端和所述的第五微带线的一端连接且其连接端用于接入栅极偏置电压，所述的第三电容的另一端接地，所述的第五微带线的另一端和所述的第二电阻的另一端连接，所述的第四电容的一端用于接入漏极偏置电压，所述的第四电容的另一端接地，所述的谐波控制网络包括第六微带线、第七微带线、第八微带线、第九微带线、第一T型结和第二T型结，所述的第六微带线的一端和所述的晶体管的漏极连接，所述的晶体管的源极接地，所述的第六微带线的另一端、所述的第七微带线的一端和所述的第八微带线的一端分别与所述的第一T型结连接，所述的第七微带线的另一端和所述的第四电容的一端连接，所述的第八微带线的另一端和所述的第九微带线的一端分别与所述的第二T型结连接，所述的第九微带线的另一端悬空，所述的输出匹配网络包括第十微带线、第十一微带线和第五电容，所述的第十微带线的一端和所述的第二金属连接块连接，所述的第十微带线的另一端和所述的第十一微带线的一端连接，所述的第十一微带线的另一端和所述的第五电容的一端连接，所述的输出电路采用特性阻抗为50欧姆的第十二微带线实现，所述的第十二微带线的一端和所述的第五电容的另一端连接，所述的第十二微带线的另一端用于输出所述的射频功放的输出信号。
CN201910761756.0A 2019-08-16 2019-08-16 一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放 Active CN110708701B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910761756.0A CN110708701B (zh) 2019-08-16 2019-08-16 一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910761756.0A CN110708701B (zh) 2019-08-16 2019-08-16 一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110708701A true CN110708701A (zh) 2020-01-17
CN110708701B CN110708701B (zh) 2020-08-04

Family

ID=69193583

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910761756.0A Active CN110708701B (zh) 2019-08-16 2019-08-16 一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110708701B (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111880003A (zh) * 2020-08-06 2020-11-03 广州大学 基于神经网络的射频功放谐波平衡参数提取方法
CN111985177A (zh) * 2020-06-30 2020-11-24 宁波大学 一种射频功率放大器的设计方法
CN112787605A (zh) * 2020-12-31 2021-05-11 四川天巡半导体科技有限责任公司 一种基于一体化内匹配电路的功率器件及其加工方法
CN113258889A (zh) * 2021-03-29 2021-08-13 电子科技大学 一种宽带功率放大器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060170492A1 (en) * 2005-02-02 2006-08-03 Chang Sheng-Fuh Dual-band power amplifier
CN105631109A (zh) * 2015-12-24 2016-06-01 合肥师范学院 一种射频超宽带高效率功率放大器的设计方法及电路
CN106208972A (zh) * 2016-08-22 2016-12-07 深圳市华讯方舟微电子科技有限公司 一种高效率高宽带的谐波功率放大电路及射频功率放大器
CN107483025A (zh) * 2017-07-12 2017-12-15 杭州电子科技大学 一种基于新型谐波控制网络的f类功率放大器
CN109672411A (zh) * 2018-12-19 2019-04-23 重庆邮电大学 一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060170492A1 (en) * 2005-02-02 2006-08-03 Chang Sheng-Fuh Dual-band power amplifier
CN105631109A (zh) * 2015-12-24 2016-06-01 合肥师范学院 一种射频超宽带高效率功率放大器的设计方法及电路
CN106208972A (zh) * 2016-08-22 2016-12-07 深圳市华讯方舟微电子科技有限公司 一种高效率高宽带的谐波功率放大电路及射频功率放大器
CN107483025A (zh) * 2017-07-12 2017-12-15 杭州电子科技大学 一种基于新型谐波控制网络的f类功率放大器
CN109672411A (zh) * 2018-12-19 2019-04-23 重庆邮电大学 一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
张杰等: "一种连续F 类/逆F 类模式转换功率放大器*", 《微波学报》 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111985177A (zh) * 2020-06-30 2020-11-24 宁波大学 一种射频功率放大器的设计方法
CN111985177B (zh) * 2020-06-30 2023-05-02 宁波大学 一种射频功率放大器的设计方法
CN111880003A (zh) * 2020-08-06 2020-11-03 广州大学 基于神经网络的射频功放谐波平衡参数提取方法
CN111880003B (zh) * 2020-08-06 2023-08-11 广州大学 基于神经网络的射频功放谐波平衡参数提取方法
CN112787605A (zh) * 2020-12-31 2021-05-11 四川天巡半导体科技有限责任公司 一种基于一体化内匹配电路的功率器件及其加工方法
CN113258889A (zh) * 2021-03-29 2021-08-13 电子科技大学 一种宽带功率放大器

Also Published As

Publication number Publication date
CN110708701B (zh) 2020-08-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110708701A (zh) 一种宽带射频功放设计方法及5g低频段射频功放
CN109672411B (zh) 一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器
Wong et al. High-power high-efficiency broadband GaN HEMT Doherty amplifiers for base station applications
CN108712154B (zh) 一种宽带f类功率放大器及设计方法
CN110784185A (zh) 功率放大器、输出匹配电路和射频模块
CN113162554A (zh) 一种基于谐波控制的混合高效功率放大器及其设计方法
CN111181506A (zh) 一种具有新型输出匹配方法的宽带高效j类功率放大器
CN113765482A (zh) 一种频率可重构Doherty功率放大器
JP2695395B2 (ja) 高周波電力増幅器
Piazzon et al. A method for designing broadband Doherty power amplifiers
CN111262535A (zh) 宽带混合结构j类功率放大器及设计方法
CN116131778A (zh) 一种宽带分布式功率放大器和集成电路
Nghe et al. Ultra-wideband efficient linearized 10W GaN-HEMT power amplifier
Wang et al. Single-and dual-band filtering power amplifiers
CN211377989U (zh) 宽带混合结构j类功率放大器
Yang et al. A High-Efficiency Inverse Class-F GaN MMIC Power Amplifier with Compact Output Matching Network
CN114978045A (zh) 一种双频Doherty功率放大器及射频分立器件
CN112838833A (zh) 基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器及设计方法
CN110971194B (zh) 一种基于谐波控制的高效双频带功率放大器
Wang et al. 5G wideband bandpass filtering power amplifiers based on a bandwidth-extended bandpass matching network
Chen et al. Design of broadband power amplifier based on loop-shaped filter matching structure
CN214756255U (zh) 一种基于谐波控制的混合高效功率放大器
CN214315212U (zh) 基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器
CN217469896U (zh) 一种宽带连续型Doherty功率放大器
CN218217310U (zh) 输入匹配电路和射频电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant