CN111262535A - 宽带混合结构j类功率放大器及设计方法 - Google Patents

宽带混合结构j类功率放大器及设计方法 Download PDF

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CN111262535A CN202010131037.3A CN202010131037A CN111262535A CN 111262535 A CN111262535 A CN 111262535A CN 202010131037 A CN202010131037 A CN 202010131037A CN 111262535 A CN111262535 A CN 111262535A
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郭灿天赐
程知群
周国祥
董志华
王涛
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Abstract

本发明公开一种宽带混合结构J类功率放大器及设计方法，包括偏置电路，输入匹配电路，混合结构谐波控制电路，以及输出基波匹配电路。其中，混合结构谐波控制电路输入端和晶体管输出端相连接，采用开路枝节微带传输线和阶跃阻抗变换线进行混合，通过选取多个频点来实现谐波控制方式。以实现对应频点的二次谐波短路及J类功率放大器特征。输出基波匹配电路和混合谐波控制电路相连用于匹配到负载。采用本发明技术方案，利用一种新混合结构以及多频点实现方式能够在保证效率的同时扩展J类功率放大器的带宽。

Description

宽带混合结构J类功率放大器及设计方法
技术领域：
本发明属于射频电路技术领域，涉及一种宽带混合结构J类功率放大器及其设计方法，用于实现宽带功率放大器。
背景技术：
随着5G通信技术的发展，对通信设备需求越来越大，同时对硬件设备的要求也越来越高，其中功率放大器作为通信设备的重要一部分，成为多年来研究的重点。目前，功率放大器的研究主要包含三个方面，分别是大宽带提高功率放大器的使用率，高效率减少使用中不必要的能量损耗以及稳定性增加通信的质量。
在上述重点研究的几个方面，其中宽带和高效率成为了提高硬件设备的主要途径。虽然目前所使用的功率放大器很成熟，但是要实现宽带下的高效率的功率放大器却很有难度，传统的功率放大器大多都是高效率的功率放大器，但是主要针对的是很窄的一部分频段，这显然不能够满足目前通信技术的要求，要提高功率放大器的带宽就要增加功率放大器的结构复杂度，以此增加的是功率放大器不必要的能量损耗。因此，现阶段设计难点主要是如何能够让一台通信设备能够应用于所有的频段下同时保证能量损耗尽量减少，这意味着功率放大器带宽需要大大拓展并且控制其结构的复杂度。
故，针对上述问题，有必要深入研究分析，提出一种宽带性能更加优越的功率放大器。
发明内容：
针对现有的设计方式存在的问题，本发明提出一种宽带混合结构J类功率放大器及其设计方法，通过设计谐波控制混合结构实现J类功率放大器带宽的拓展，能够大大提高功率放大器的带宽，同时能够控制其结构复杂度和保证其效率。
为了解决其现有技术存在的问题，本发明设计方案如下：
宽带混合结构J类功率放大器，包括输入匹配电路、偏置电路、晶体管、混合结构谐波控制电路和输出基波匹配电路，其中，
所述的输入匹配电路和晶体管栅极相连，用于匹配到栅极基波阻抗；
所述的偏置电路包括栅极偏置电路和漏极偏置电路，分别和晶体管的栅极和漏极相连，用于设置静态工作点和阻断射频信号流入电源；
所述的混合结构谐波控制电路和晶体管漏极相连，采用传统结构微带传输线和阶跃阻抗变换线结构混合，通过设计多个频点来实现。控制对应频点二次谐波阻抗短路，以实现J类功率放大器的特征；
所述的输出基波匹配电路负载相连，用于将谐波阻抗匹配到负载阻抗，获得最佳的传输效率。
作为进一步的改进方案，采用的混合结构用于设计宽带J类功率放大器，混合结构包括传统的微带线和阶跃阻抗微带线共同构成，同时控制二次谐波短路，传统微带线控制结构用于保证功率放大器的效率，阶跃阻抗微带线用于扩展功率放大器的带宽。最后，通过设计四个频率点来实现混合谐波控制结构。
作为进一步的改进方案，所述的输入匹配电路，至少设置隔直电容C1，微带传输线Z1、Z2、Z3、Z4、Z5、Z6、Z8和RC稳定电路，其中微带传输线Z1和射频源相连接，微带传输线Z1另一端和隔直电容C1相连接，电容C1的另一端和微带传输线Z2相连接，微带传输线Z2另一端和微带传输线Z3相连接，微带传输线Z3另一端和微带传输线Z4、Z5一端相连接，微带传输线Z5另一端和并联RC网络相连接，RC并联网络另一端和微带传输线Z6相连接，微带传输线Z6另一端和栅极偏置电路以及微带传输线Z8相连接，微带传输线Z8连接到晶体管输出端。
作为进一步的改进方案，所述的栅极偏置电路设置四分之一波长线Z7，稳定电阻R1以及耦合电容C3，漏级偏置电路设置四分之一波长线Z18以及耦合电容C4。
作为进一步的改进方案，所述的混合结构谐波控制电路至少设置微带传输线Z9、Z10、Z11、Z12、Z17和阶跃阻抗微带线Z13、Z14、Z15、Z16，其中，微带传输线Z9一端和晶体管输出端相连，微带传输线Z9另一端和微带传输线Z10、Z11，Z12相连，微带传输线Z12另一端和阶跃阻抗微带线Z13、Z15、Z17相连，微带传输线Z13另一端和微带传输线Z14相连，微带传输线Z15另一端和微带传输线Z16相连。微带传输线Z17的另一端和偏置电路以及输出基波匹配电路相连。
作为进一步的改进方案，所述的基波匹配电路至少设置微带传输线Z19、Z20、Z21、Z22、Z23以及电容C5相连。其中Z19和谐波匹配电路相连，另一端和微带传输线Z20相连，微带传输线Z20另一端和微带传输线Z21相连，微带传输线Z21另一端和微带传输线Z22相连，微带传输线Z22另一端和电容C5相连，C5另一端和微带传输线Z23相连，微带传输线Z23另一端连接到负载。
本发明还公开了一种宽带混合结构J类功率放大器的设计方法，包括以下步骤：
步骤S1：选取相应多个频点，此处假设为四个f1，f2，f3，f4；
步骤S2：通过选取的频率点获取相应的栅极阻抗ZS、漏极阻抗ZD以及谐波阻抗；
步骤S3：通过获取的栅极阻抗设计输入匹配电路；
步骤S4：设计偏置电路以及静态工作点；
步骤S5：通过步骤2获取的谐波阻抗设计混合结构谐波控制电路；
步骤S6：通过步骤2获取的漏级阻抗设计输入基波匹配电路；
其中，所述的S3步骤中，利用公式(1)进行逐级计算,其中ZFI为基波匹配电路逐级计算的特征阻抗，ZIN为射频源阻抗，ZS为晶体管栅极阻抗；
Figure BDA0002395775890000041
所述的S4步骤中，采用λ/4微带传输线进行设计，利用公式(2)进行计算，Z0为微带线特征阻抗，当Zin＝0，Zout＝∞；
Figure BDA0002395775890000042
所述的S5步骤中，选取对应四个频率点，中心频率基波阻抗为ZD,二次谐波阻抗分别为ZD(2f1),ZD(2f2),ZD(2f3),ZD(2f4),ZA(2f1),Z′A(2f1)为不同平面下计算的二次谐波阻抗,ZA,Z′A,ZB,Z′B为不同平面下计算的基波阻抗,Z13-4,Z15-6为对应微带线等效阻抗，θ2f为二次谐波下微带线的电长度；
Figure BDA0002395775890000051
Figure BDA0002395775890000052
Figure BDA0002395775890000053
Figure BDA0002395775890000054
Figure BDA0002395775890000055
Figure BDA0002395775890000056
Figure BDA0002395775890000057
Figure BDA0002395775890000058
Z′A＝ZA//-jZ10 cot(θ10)//-jZ11 cot(θ11) (14)
Figure BDA0002395775890000059
Figure BDA00023957758900000510
Figure BDA0002395775890000061
Z′B＝ZB//Z13-4//Z15-6 (18)
所述步骤S6中，利用计算公式(19),其中ZFO为基波匹配电路逐级计算的特征阻抗，ZOUT为负载阻抗，Z′D混合结构谐波控制电路输出基波阻抗；
Figure BDA0002395775890000062
作为进一步的改进方案，四个谐波频率控制点为f1＝1.4GHz,f2＝2.0GHz,f3＝2.6GHz,f4＝3.2GHz；
在上述设计方案，输入匹配电路设计中，将射频源阻抗匹配到晶体管栅极阻抗即其输入端，保证功率能够以最小损耗传输到晶体管，同时利用RC并联网络提高电路的稳定性。
在上述设计方案，偏置电路设计中，利用四分之一波长微带线设置J类功率放大器所需的静态工作点，同时防止射频信号流入直流电源损坏仪器。
在上述设计方案，混合结构谐波控制电路的设计，即本设计是本发明的核心，采用传统微带线和阶跃阻抗型微带线混合，采用多频点实现其方法。选取对应的四个频率点，中间两个频点采用传统微带线保证效率，两边频点采用阶跃阻抗型微带线拓展其带宽，所选频率点均控制到二次谐波阻抗短路，以满足J类功率放大器的特征，通过该混合结构能够大大扩展其带宽，同时结构低复杂度保证了该功率放大器的性能。
在上述设计方案，输出基波匹配电路设计，和输入匹配电路类似，将谐波控制后的阻抗匹配到负载端来实现最大功率传输。
在上述的技术方案中，射频信号通过输入匹配电路传输到晶体管的栅极，然后通过晶体管将信号放大，通过混合结构谐波匹配电路控制其谐波阻抗从而塑造其漏极电压和电流波形，在扩展带宽的同时保证其较优的效率。最后通过输出基波匹配电路实现最大功率传输到负载。相对现有技术，本发明不再采用单一的传统微带线结构设计功率放大器，而是采用混合结构谐波控制电路，传统的微带线能够较精确的控制其谐波阻抗，能够保证较优的效率，但是带宽受其限制。而阶跃阻抗型微带线具有滤波效果，当用于控制谐波阻抗时具有扩展带宽的潜力。本发明将两者进行混合，中间频率采用开路枝节微带线保证效率性能，而频段周边采用阶跃阻抗微带线能够拓展其带宽，因此这种混合谐波控制结构能够在扩展带宽的同时保证较为优良的效率性能。
与现有技术相比，本发明的技术效果如下：通过混合结构谐波控制电路能够兼顾效率的同时扩展带宽，利用多频点技术来实现，采用了四个频率点，中间两点频率采用传统微带线控制其二次谐波短路，两边频点采用阶跃阻抗型微带线控制其二次谐波短路，利用此结构能够保证电路结构不会过于复杂，同时能够保证效率不下降的情况下提高功率放大器的宽带。
附图说明：
图1是本发明中宽带混合结构J类功率放大器框图。
图2是本发明中输入匹配模块和栅极偏置电路模块示意图。
图3是本发明中混合结构谐波控制模块示意图。
图4是本发明中输出基波匹配模块和漏极偏置电路模块示意图。
图5是本发明中整体电路结构示意图。
图6是本发明中宽带混合结构J类功率放大器设计方法的流程框图。
图7本发明中仿真结果示意图。
具体实施方式
以下是本发明的具体实施例，对本方案做进一步阐述。但本发明并不限于这些实施例。
参见图1-5，所示为本发明宽带混合结构J类功率放大器的电路框图，包括输入匹配电路模块，偏置电路模块，晶体管，混合结构谐波控制电路模块，输出基波匹配电路模块，其中，
所述的偏置电路包括栅极偏置电路和漏极偏置电路，分别和晶体管的栅极和漏极相连，用于设置静态工作点和阻断射频信号流入电源；
所述的混合结构谐波控制电路和晶体管漏极相连，采用常规四分之一波长线和阶跃阻抗变换线结构混合，通过设计多个频点来实现。控制对应频点二次谐波阻抗短路，以实现J类功率放大器的特征；
所述的输出基波匹配电路负载相连，用于将谐波阻抗匹配到负载阻抗，获得最佳的传输效率。
参见图2，所述的输入匹配电路，至少设置隔直电容C1，微带传输线Z1、Z2、Z3、Z4、Z5、Z6、Z8和RC稳定电路，其中微带传输线Z1和射频源相连接，微带传输线Z1另一端和隔直电容C1相连接，电容C1的另一端和微带传输线Z2相连接，微带传输线Z2另一端和微带传输线Z3相连接，微带传输线Z3另一端和微带传输线Z4、Z5一端相连接，微带传输线Z5另一端和并联RC网络相连接，RC并联网络另一端和微带传输线Z6相连接，微带传输线Z6另一端和栅极偏置电路以及微带传输线Z8相连接，微带传输线Z8连接到晶体管输出端。
所述的栅极偏置电路设置四分之一波长线Z7，稳定电阻R1以及耦合电容C3。其中，微带传输线Z7一端与C3及电源相连，C3另一端接地。微带传输线Z7另一端与稳定电阻R1相连，R1另一端与晶体管输入端相连。
参见图3，所述的混合结构谐波控制电路至少设置微带传输线Z9、Z10、Z11、Z12、Z17和阶跃阻抗微带线Z13、Z14、Z15、Z16，其中，微带传输线Z9一端和晶体管输出端相连，微带传输线Z9另一端和微带传输线Z10、Z11，Z12相连，微带传输线Z12另一端和阶跃阻抗微带线Z13、Z15、Z17相连，微带传输线Z13另一端和微带传输线Z14相连，微带传输线Z15另一端和微带传输线Z16相连。微带传输线Z17的另一端和偏置电路以及输出基波匹配电路相连。
参见图4，所述的基波匹配电路至少设置微带传输线Z19、Z20、Z21、Z22、Z23以及电容C5相连。其中Z19和谐波匹配电路相连，另一端和微带传输线Z20相连，微带传输线Z20另一端和微带传输线Z21相连，微带传输线Z21另一端和微带传输线Z22相连，微带传输线Z22另一端和电容C5相连，C5另一端和微带传输线Z23相连，微带传输线Z23另一端连接到负载。漏极偏置电路设置四分之一波长线Z18以及耦合电容C4。其中，其中，微带传输线Z18一端与C4及电源相连，C4另一端接地。微带传输线Z7另一端与混合结构谐波控制电路输出端相连。
参见图6，所示为本发明宽带混合结构J类功率放大器设计方法的流程框图，包括以下步骤：
步骤S1：选取相应多个频点，此处假设为四个f1，f2，f3，f4；
步骤S2：通过选取的频率点获取相应的栅极阻抗ZS、漏极阻抗ZD以及谐波阻抗；
步骤S3：通过获取的栅极阻抗设计输入匹配电路；
步骤S4：设计偏置电路以及静态工作点；
步骤S5：通过步骤2获取的谐波阻抗设计混合结构谐波控制电路；
步骤S6：通过步骤2获取的漏级阻抗设计输入基波匹配电路；
以下详述本发明宽带混合结构J类功率放大器的设计过程：
设计电路带宽为1-3.8GHz，中心频率设置为2.4GHz用于基波匹配，选取四个频率点为f1＝1.4GHz,f2＝2.0GHz,f3＝2.6GHz,f4＝3.2GHz；分别获取上述中心频率基波阻抗和四个频点的二次谐波阻抗，分别为，Zs＝13.41+j*21.46,ZD＝11.56+j*14.05，ZD(2f1)＝16.28+j*11.32，ZD(2f2)＝12.87+j*5.96，ZD(2f3)＝9.60-j*1.76，静态工作点VDS＝28V,VGS＝-2.7V，其宽带混合结构J类功率放大器通过如下步骤实现：
步骤一，设计输入匹配电路模块，其采用传统的微带传输线进行匹配，同时采用RC并联电路进行匹配。利用公式(1)逐级进行匹配，通过仿真工具获取RC选频下的值，同时通过计算得出的阻抗Zn和电长度θ。利用ADS软件转换成宽度W和长度L，最终得到W1＝3.8mm，L1＝3.3mm，W2＝3.6mm，L1＝3.0mm，W3＝2.0mm，L3＝2.7mm，W4＝3.2mm，L4＝2.8mm，W5＝2.4mm，L5＝3.1mm，W6＝3.6mm，L6＝4.8mm，W8＝5.9mm，L8＝6.0mm。C1＝30pF,C2＝3pF,R＝8Ω
Figure BDA0002395775890000111
其中ZIN为射频源阻抗，ZS为晶体管栅极负载牵引阻抗，ZFI为Z1-Z7逐级计算后的等效特征阻抗。
步骤二，设计偏置电路模块，主要包括两个部分，均采用传统的λ/4微带传输线，在栅极偏置中，为防止射频信号流入电源，同时在其栅极偏置设置串联稳定电阻以及耦合电容。漏级偏置电路只需设置微带线和耦合电容即可。其偏置电路微带线特征阻抗Z7、Z18可自由设计，通常在50-100Ω之间。利用公式(2)计算得出其宽度和长度，通过仿真工具进行转换，最终得到W6＝1.45mm，L6＝17.91mm，W18＝1.2mm，L18＝19.61mm，C3＝18pF，C4＝27pF，R1＝50Ω。
Figure BDA0002395775890000112
步骤三，设置混合结构谐波控制电路，通过采用传统为微带传输线和阶跃阻抗型微带传输线混合，传统微带线Z10,Z11控制其Z(2f2),Z(2f3)阻抗短路，设置Z10.Z11电长度为λ/8。即f1,f2的二次谐波阻抗在A点处短路，利用公式(3)-(4)得到微带线Z9的特征阻抗和电长度，Z13,Z14、Z15,Z16分别组成两段阶跃阻抗微带线，其电长度为λ/8，其关系为公式(11)-(12)所示。最后利用公式(5)-(10)计算出混合结构谐波控制电路各段微带线特征阻抗和电长度，最终通过仿真软件进行转换，最终得到W9＝1.3mm，L9＝1.4mm，W10＝1.8mm，L10＝2.7mm，W11＝2.8mm，L11＝2.5mm，W12＝2.3mm，L12＝4.2mm，W13＝3.2mm，L13＝2.6mm，W14＝2.4mm，L14＝1.7mm，W15＝3.0mm，L15＝1.7mm，W16＝2.1mm，L16＝2.0mm，W17＝2.7mm，L17＝4.2mm。其中，ZD为中心频率基波阻抗，ZD(2f1),ZD(2f2),ZD(2f3),ZD(2f4)为四个频率点的二次谐波阻抗,ZA(2f1),Z′A(2f2)不同平面下计算的二次谐波阻抗,ZA,Z′A,ZB,Z′B为不同平面下计算的基波阻抗,θ2f为二次谐波的电长度。
Figure BDA0002395775890000121
Figure BDA0002395775890000122
Figure BDA0002395775890000123
Figure BDA0002395775890000124
Figure BDA0002395775890000125
Figure BDA0002395775890000126
Figure BDA0002395775890000131
Figure BDA0002395775890000132
Z′A＝ZA//-jZ10 cot(θ10)//-jZ11 cot(θ11) (14)
Figure BDA0002395775890000133
Figure BDA0002395775890000134
Figure BDA0002395775890000135
Z′B＝ZB//Z13-4//Z15-6 (18)
步骤四，设计输出基波匹配电路，和输入匹配相似，利用公式(13)-(18)计算得出混合结构谐波控制电路基波Z′D,最后利用公式(19)逐级进行计算出其每段微带线的特征阻抗和电长度，最终得到W19＝1.3mm，L19＝6.8mm，W20＝2.2mm，L20＝2.1mm，W21＝2.7mm，L21＝4.2mm,W22＝1.26mm，L22＝4mm,W23＝1.26mm，L23＝4mm。
Figure BDA0002395775890000136
其中ZOUT为负载阻抗，Z′D混合谐波电路输出基波阻抗，ZFO为Z19-Z23逐级计算后的等效特征阻抗。
根据以上叙述的理论，通过ADS进行电路仿真，其仿真结果如图7所示，纵轴左边表示输出功率和增益，纵轴右边表示漏极效率。其中，在1-3.8GHz下漏极效率为61％-68％，输出功率为39.5-42.6dBm，增益趋于10dB以上。
以上实施例只是用于帮助理解本发明的方法及核心思想，对应本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干的改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (8)

1.宽带混合结构J类功率放大器，其特征在于，包括输入匹配电路、偏置电路、晶体管、混合结构谐波控制电路和输出基波匹配电路；其中，
所述的输入匹配电路和晶体管栅极相连，用于匹配到栅极基波阻抗；
所述的偏置电路包括栅极偏置电路和漏极偏置电路，分别和晶体管的栅极和漏极相连，用于设置静态工作点和阻断射频信号流入电源；
所述的混合结构谐波控制电路和晶体管漏极相连，采用微带传输线和阶跃阻抗变换线混合结构，该混合结构用于控制对应频点二次谐波阻抗短路，以实现J类功率放大器的特征；
所述的输出基波匹配电路负载相连，用于将谐波阻抗匹配到负载阻抗，获得最佳的传输效率。
2.根据权利要求1所述的宽带混合结构J类功率放大器，其特征在于，所述的输入匹配电路至少设置隔直电容C1、微带传输线Z1、Z2、Z3、Z4、Z5、Z6、Z8和RC稳定电路，其中微带传输线Z1和射频源相连接，微带传输线Z1另一端和隔直电容C1相连接，电容C1的另一端和微带传输线Z2相连接，微带传输线Z2另一端和微带传输线Z3相连接，微带传输线Z3另一端和微带传输线Z4、Z5一端相连接，微带传输线Z5另一端和并联RC网络相连接，RC并联网络另一端和微带传输线Z6相连接，微带传输线Z6另一端和栅极偏置电路以及微带传输线Z8相连接，微带传输线Z8连接到晶体管输出端。
3.根据权利要求1所述的宽带混合结构J类功率放大器，其特征在于，所述的栅极偏置电路设置四分之一波长线Z7，稳定电阻R1以及耦合电容C3，漏级偏置电路设置四分之一波长线Z18以及耦合电容C4。
4.根据权利要求1所述的宽带混合结构J类功率放大器，其特征在于，所述的混合结构谐波控制电路至少设置微带传输线Z9、Z10、Z11、Z12、Z17和阶跃阻抗微带线Z13、Z14、Z15、Z16，其中，微带传输线Z9一端和晶体管输出端相连，微带传输线Z9另一端和微带传输线Z10、Z11，Z12相连，微带传输线Z12另一端和阶跃阻抗微带线Z13、Z15、Z17相连，微带传输线Z13另一端和微带传输线Z14相连，微带传输线Z15另一端和微带传输线Z16相连；微带传输线Z17的另一端和偏置电路以及输出基波匹配电路相连。
5.根据权利要求1所述的宽带混合结构J类功率放大器，其特征在于，所述的基波匹配电路至少设置微带传输线Z19、Z20、Z21、Z22、Z23以及电容C5相连；其中Z19和谐波匹配电路相连，另一端和微带传输线Z20相连，微带传输线Z20另一端和微带传输线Z21相连，微带传输线Z21另一端和微带传输线Z22相连，微带传输线Z22另一端和电容C5相连，C5另一端和微带传输线Z23相连，微带传输线Z23另一端连接到负载。
6.宽带混合结构J类功率放大器的设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1：选取四个频点，分别为f1、f2、f3、f4；
步骤S2：通过选取的频率点获取相应的栅极阻抗ZS、漏极阻抗ZD以及谐波阻抗；
步骤S3：通过获取的栅极阻抗设计输入匹配电路；
步骤S4：设计偏置电路以及静态工作点；
步骤S5：通过步骤S2获取的谐波阻抗设计混合结构谐波控制电路；
步骤S6：通过步骤S2获取的漏级阻抗设计输入基波匹配电路；
其中，所述的S3步骤中，利用公式(1)进行逐级计算,其中ZFI为基波匹配电路逐级计算的特征阻抗，ZIN为射频源阻抗，ZS为晶体管栅极阻抗；
Figure FDA0002395775880000031
所述的S4步骤中，采用λ/4微带传输线进行设计，利用公式(2)进行计算，Z0为微带线特征阻抗，当Zin＝0，Zout＝∞；
Figure FDA0002395775880000032
所述的S5步骤中，利用如下公式(3)-(18)进行设计，其中，选取对应四个频率点，中心频率基波阻抗为ZD,二次谐波阻抗分别为ZD(2f1),ZD(2f2),ZD(2f3),ZD(2f4),ZA(2f1),Z′A(2f1)为不同平面下计算的二次谐波阻抗,ZA,Z′A,ZB,Z′B为不同平面下计算的基波阻抗,Z13-4,Z15-6为对应微带线等效阻抗，θ2f为二次谐波下微带线的电长度；
Figure FDA0002395775880000033
Figure FDA0002395775880000041
Figure FDA0002395775880000042
Figure FDA0002395775880000043
Figure FDA0002395775880000044
Figure FDA0002395775880000045
Figure FDA0002395775880000046
Figure FDA0002395775880000047
Z′A＝ZA//-jZ10cot(θ10)//-jZ11cot(θ11) (14)
Figure FDA0002395775880000048
Figure FDA0002395775880000049
Figure FDA00023957758800000410
Z′B＝ZB//Z13-4//Z15-6 (18)
7.根据权利要求6所述的宽带混合结构J类功率放大器的设计方法，其特征在于，所述步骤S6中，利用公式(19)进行计算，其中，ZFO为输出基波匹配电路逐级计算的特征阻抗，ZOUT为负载阻抗，Z′D混合结构谐波控制电路输出基波阻抗；
Figure FDA0002395775880000051
8.根据权利要求6所述的宽带混合结构J类功率放大器的设计方法，其特征在于，四个谐波频率控制点为f1＝1.4GHz,f2＝2.0GHz,f3＝2.6GHz,f4＝3.2GHz。
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