WO2023197673A1 - 一种doherty功率放大器、电路板组件和电子设备 - Google Patents

一种doherty功率放大器、电路板组件和电子设备 Download PDF

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WO2023197673A1
WO2023197673A1 PCT/CN2022/141428 CN2022141428W WO2023197673A1 WO 2023197673 A1 WO2023197673 A1 WO 2023197673A1 CN 2022141428 W CN2022141428 W CN 2022141428W WO 2023197673 A1 WO2023197673 A1 WO 2023197673A1
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于翠屏
马鑫成
段向阳
段斌
唐碧华
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中兴通讯股份有限公司
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    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only

Definitions

  • TL1 referred to here is the first transmission line
  • TL2 is the second transmission line
  • TL3 is the third transmission line
  • TL4 is the fourth transmission line.
  • ⁇ in the above expression refers to the electrical length of each transmission line.
  • the tuning range of the characteristic impedance of the transmission line is set to 10 ⁇ ⁇ 120 ⁇ , and the tuning range of the electrical length is set to 5° ⁇ 180°.
  • the impedance of the bias unit is 50 ⁇ , and the electrical length is 76°; the first output matching circuit
  • the impedance of the second transmission line Z TL2 18.5 ⁇ and the electrical length is 83.5°;
  • the impedance of the third transmission line Z TL3 38.7 ⁇ and the electrical length is 155.4° ;
  • the impedance Z TL4 of the fourth transmission line 80 ⁇ , and the electrical length is 36.8°.
  • Figure 7 is the simulation result of the first output matching circuit in this embodiment.
  • the abscissa shown in Figure 7 is the frequency in GHz, and the ordinate is the scattering coefficient S11 in dB.
  • S11 in dB the scattering coefficient S11 in dB.
  • the Doherty power amplifier provided by this implementation mode realizes fundamental frequency impedance matching under power saturation and fallback states and control of second harmonic and second-order intermodulation impedance at the output end. Compared with the Doherty power amplifier with a traditional structure, it is effectively expanded It improves the available bandwidth, gain, efficiency and output power indicators of dual-band, and has better out-of-band suppression effect, achieving higher backoff efficiency and synchronization efficiency of dual-frequency signals.

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Abstract

本申请涉及通信技术领域，公开了一种Doherty功率放大器、电路板组件和电子设备，功率分配单元（101）的两输出端分别连接第一、第二功放管（102、103）；第一、第二功放管（102、103）的输出端分别连接第一、第二输出匹配网络（104、105）的第一传输线的输入端，且通过第一、第二输出匹配网络（104、105）连接至后匹配单元（106）的输入端；第一或第二输出匹配网络（104、105）包括四段传输线；其中，第一、第二和第三传输线依次串联连接，第四传输线的起始端并联连接在第一传输线和第二传输线之间且终点端开路。

Description

一种Doherty功率放大器、电路板组件和电子设备
相关申请的交叉引用
本申请基于申请号为202210383699.9、申请日为2022年04月12日的中国专利申请提出，并要求该中国专利申请的优先权，该中国专利申请的全部内容在此引入本申请作为参考。
技术领域
本申请的实施方式涉及通信技术领域，特别涉及一种Doherty功率放大器、电路板组件和电子设备。
背景技术
近年来，各种高速宽带应用如虚拟现实、高清视频、可穿戴设备和物联网等的快速发展，对无线通信技术与通信设备的方方面面都提出了越来越高的要求，不断推动着无线通信向前发展。考虑到无线通信的工作频段分布在700-900MHz，1.8-2.1GHz，2.6GHz，3.5GHz，4.9GHz等多个子频段，且各授权频段的带宽也各不相同，设备厂商必须提供射频链路的灵活频段覆盖方案，将不同频段的应用场景进行合理合并，使其设备既满足支持多频多模和宽带信号的应用需求，又能够实现站点无线接入设备的配置简化。作为连续宽带方案的有力补充，双频宽带技术无疑将成为频段覆盖方案中不可或缺的组成部分。
功率放大器作为无线发射机的关键器件，功放模块的频率拓展及性能指标的提升具有广泛的应用价值和重要的实际意义。Doherty结构是一种常用的功放效率提升技术，Doherty功率放大器广泛地应用于基站设备中。然而，Doherty结构具有窄带响应特性，传统的Doherty功率放大器难以满足实际应用场景中拓宽带宽的需求，Doherty功率放大器的双频带宽拓展问题亟需解决。
发明内容
本申请的实施方式提出一种Doherty功率放大器、电路板组件和电子设备。
本申请的实施方式提供了一种Doherty功率放大器，包括：功率分配单元、第一功放管、第二功放管、第一输出匹配网络、第二输出匹配网络以及后匹配单元；所述功率分配单元的第一输出端连接所述第一功放管，第二输出端连接所述第二功放管；所述第一功放管的输出端连接所述第一输出匹配网络的第一传输线，且通过所述第一输出匹配网络连接至所述后匹配单元；所述第二功放管的输出端连接所述第二输出匹配网络的第一传输线的输入端，且通过所述第二输出匹配网络连接至所述后匹配单元，所述后匹配单元的另一端连接外部负载；输出匹配网络包括第一传输线、第二传输线、第三传输线和第四传输线，其中所述第一传输线、所述第二传输线和所述第三传输线依次串联连接，所述第四传输线的起始端并联连接在第一传输线和第二传输线之间且终点端开路；其中，所述输出匹配网络为第一输出匹配网络和/或第二输出匹配网络。
本申请的实施方式提供了一种包括上述Doherty功率放大器的电路板组件。
本申请的实施方式提供了一种包括上述Doherty功率放大器的电子设备。
附图说明
一个或多个实施方式通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施方式的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是根据本申请一实施方式中的Doherty功率放大器的结构示意图；
图2是根据本申请另一实施方式中的Doherty功率放大器的结构示意图；
图3是根据本申请一实施方式中的输入匹配网络的连接结构示意图；
图4是根据本申请一实施方式中的偏置单元的结构示意图；
图5是根据本申请另一实施方式中的偏置单元的结构示意图；
图6是根据本申请一实施方式中的输出匹配网络的连接结构示意图；
图7是根据本申请一实施方式中的第一输出匹配电路的仿真结果图；
图8是根据本申请一实施方式中的使用双频偏置单元的第二输出匹配电路的仿真结果图；
图9是根据本申请一实施方式中的Doherty功率放大器在小信号下的仿真结果图；
图10是根据本申请一实施方式中的Doherty功率放大器在大信号下的仿真结果图。
具体实施方式
为使本申请实施方式的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本申请各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。以下各个实施方式的划分是为了描述方便，不应对本申请的实现方式构成任何限定，各个实施方式在不矛盾的前提下可以相互结合相互引用。
本文所使用的术语“包括/包含”指特征、步骤或元件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、步骤或元件的存在或添加。除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中所使用的术语只是为了描述实施例的目的，而并不是旨在限制本申请。
另外，在本申请实施例的描述中，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于描述目的和区别类似的对象，两者之间并不存在先后顺序，也不能理解为指示或暗示相对重要性。
本申请的一实施方式涉及一种Doherty功率放大器，电路结构图如图1所示。
在本实施方式中，该Doherty功率放大器，包括：功率分配单元的第一输出端连接第一功放管，第二输出端连接第二功放管；所述第一功放管的输出端连接第一输出匹配网络的第一传输线，且通过所述第一输出匹配网络连接至后匹配单元；所述第二功放管的输出端连接第二输出匹配网络的第一传输线，且通过所述第二输出匹配网络连接至所述后匹配单元，所述后匹配单元的另一端连接外部负载；输出匹配网络包括第一传输线、第二传输线、第三传输线和第四传输线，其中所述第一传输线、所述第二传输线和所述第三传输线以依次串联的方式互相连接，所述第四传输线的起始端并联连接在第一传输线和第二传输线之间且终点端开路；其中，所述输出匹配网络为第一输出匹配网络和/或第二输出匹配网络。
下面对本实施方式中的Doherty功率放大器的实现细节进行说明，以下内容仅为方便理 解本方案的实现细节，并非实施本方案的必须。结构如图1所示。
功率分配单元101的第一输出端连接第一功放管102，第二输出端连接第二功放管103；所述第一功放管102的输出端连接第一输出匹配网络104的第一传输线，且通过所述第一输出匹配网络104连接至后匹配单元106；所述第二功放管103的输出端连接第二输出匹配网络105的第一传输线，且通过所述第二输出匹配网络105连接至后匹配单元106，后匹配单元的另一端连接外部负载。
在本实施例中，该Doherty功率放大器的频带中包括频段1和频段2，其各自的中心频点定义为f1与f2，其中f1小于f2。其中，频段1的频率范围是从f 1-Δf到f 1+Δf，频段2的频率范围是从f 2-Δf到f 2+Δf。为了方便说明和公式推导，以下假设两个频段的可用带宽2*Δf是相等的。
另外，除了如图1所示的较为简化的Doherty功率放大器的电路结构之外，Doherty功率放大器的完整连接结构可以如图2所示。在如图2所示的Doherty功率放大器中，Doherty功率放大器被配置为功率分配单元的第一输出端通过第一输入匹配网络连接至第一功放管，所述功率分配单元的第二输出端通过第二输入匹配网络连接至第二功放管。
上述提及的输入匹配网络可以采用由阻抗变换部分与预处理部分组成的双频宽带匹配电路，输入匹配网络的电路结构可以如图3所示，采用双频宽带匹配电路，具有较好的带内平坦度与带外抑制。其中输入匹配电路的预处理部分可以根据实际需要灵活选择多种电路形式，图3中示出的是一种倒T型的开路支节形式的电路结构。
此外，如图2所示，上述Doherty功率放大器还可以被配置为：所述功率分配单元的第一输出端通过第一相位调节单元连接第一输入匹配网络，功率分配单元的第二输出端通过第二相位调节单元连接第二输入匹配网络；所述第一相位调节单元与所述第二相位调节单元用于补偿所述第一信号放大单元与所述第二信号放大单元的相位差。相位调节单元用于补偿第一信号放大单元与第二信号放大单元的相位差，使得经过两功放管的信号在传输至合路点时相位保持一致，这里的合路点是指图2中示出的后匹配单元左侧的连接点。
值得说明的是，此处涉及的第一信号放大单元指的是功率分配单元和后匹配单元之间的第一支路所包含的电路单元(请参见图2中示出的第一相位调节单元、第一输入匹配网络以及第一输出匹配网络，还可以包括直流偏置单元1和直流偏置单元2)。相应地，第二信号放大单元指的是功率分配单元和后匹配单元之间的第二支路所包含的电路单元(请参见图2中示出的第二相位调节单元、第二输入匹配网络以及第二输出匹配网络，此外还可以包括直流偏置单元3和直流偏置单元4)。
所述输入匹配网络或输出匹配网络还需要与直流偏置单元相连接；所述输入匹配网络为所述第一输入匹配网络或所述第二输入匹配网络；所述输出匹配网络为所述第一输出匹配网络或所述第二输出匹配网络。通常，所述偏置单元的一端连接所述功率放大器的匹配网络，所述偏置单元的另一端连接接地射频电容后与直流供电相连。
所述直流偏置单元可以采用多种电路结构，可以是如图4所示的简单的线型结构，也可以是如图5所示的支持双频特性的T型结构，无法穷举。
所述输出匹配网络采用的电路结构如图6所示，此处涉及的输出匹配网络可以是第一输出匹配网络104和/或第二输出匹配网络105。输出匹配网络包括第一传输线、第二传输线、第三传输线和第四传输线，其中所述第一传输线、所述第二传输线和所述第三传输线依次串 联连接，所述第四传输线的起始端并联连接在第一传输线和第二传输线之间且终点端开路。也就是说，所述第四传输线是并联在第一传输线和第二传输线之间的支节传输线，并保持终端开路。
依照附图2所示的连接关系，可以得到输出匹配网络的ABCD矩阵，
Figure PCTCN2022141428-appb-000001
其中，TL1、TL2、TL3的ABCD矩阵形式为
Figure PCTCN2022141428-appb-000002
TL4的ABCD矩阵形式为
Figure PCTCN2022141428-appb-000003
将其代入，可以进一步得出输出匹配网络的阻抗变换关系。可以理解地，此处涉及的TL1为第一传输线、TL2为第二传输线、TL3为第三传输线、TL4为第四传输线。此外，值得说明的是，上述表达式中的θ指的是各传输线的电长度。
当处在功率回退状态时，下式中的Z L等效为Z M，当处在功率饱和状态时，下式中的Z L等效为2*Z M。
Figure PCTCN2022141428-appb-000004
根据负载线理论，此处涉及的饱和与回退状态下双频段基频阻抗的阻抗匹配可以用以下表达式表示。实际中，由于功放管寄生效应的影响，下式中等式右边的阻抗往往具有一定的电抗分量，但不影响上述的计算方法。对上述恒等式进行求解，可以得到所述输出匹配电路的初始参数。
Figure PCTCN2022141428-appb-000005
Figure PCTCN2022141428-appb-000006
所述直流偏置单元与所述功率放大器中的所述输入或输出匹配网络连接时，其接入位置可以根据实际需求或仿真结果灵活选择。以直流偏置单元连接所述功率放大器中的所述输出匹配网络为例，所述直流偏置单元可以在以下任一位置与所述输出匹配网络连接(请参见图6)：所述第一传输线的输入端(如图6中位置1所示)；所述第四传输线的终点端(如图6中位置2所示)；所述第一传输线与所述第二传输线及所述第四传输线的共同连接处(如图6中位置3所示)；所述第二传输线与所述第三传输线的连接处(如图6中位置4所示)；所述第三传输线的输出端(如图6中位置5所示)。
为了进一步提升功放效率，所述信号放大单元中的输出匹配网络还需要实现交调阻抗的调控，进一步保证双频共时信号激励下的效率。为实现上述目的，可以将第四传输线的电长度设定为二阶交调频率f1+f2下的四分之一波长，所述第一传输线的电长度被设定为使得二阶交调频率f1+f2的阻抗靠近开路点所需的电长度。
在初步确定了输出匹配电路中的第一传输线以及第四传输线的电长度θ1及θ4之后，可以先将阻抗未知数Z1～Z4进行适当取值，再代入公式对第二传输线以及第三传输线的电长度进行求解。比如，将Z1和Z2取值于低阻抗区间10Ω～2Z M，Z3和Z4取值于高阻抗区间2Z M～120Ω，此处涉及的Z M为等效合路阻抗，即上述提及的合路点的阻抗。对于第二传输线以及第三传输线的电长度θ2和θ3，可以借助数值分析软件进行求解。还需要说明的是，当无 解时，可以再重新给Z1～Z4赋值之后，重新尝试求解θ2和θ3。
通过上述对相关参数的初步求解，能够实现Doherty功率放大器的基频阻抗与二阶交调频率f1+f2的设计目标。
为了更进一步地保证共时信号激励下的效率，还可以对另一个二阶交调频率f2-f1以及二次谐波频率2f1与2f2进行阻抗调控。在一实施方式中，使得输出匹配网络中的第一至第四传输线的阻抗和电长度被设置为：使得以下各频率下的阻抗匹配要求均被满足：二阶交调频率f1+f2、二阶交调频率f2-f1、二次谐波频率2f1、二次谐波频率2f2；其中，所述输出匹配网络为所述第一输出匹配网络或所述第二输出匹配网络。
为了实现上述目的，通常是直流偏置单元接入所述输出匹配网络，基于完整电路进行整体优化。
在本申请中，基频的双状态阻抗匹配与二次谐波及二阶交调的阻抗调控是由图2所示的直流偏置单元和输出匹配网络共同完成的，设计过程中需要结合负载牵引结果，反复迭代、优化相关的电路参数，避免进入功率与效率下降明显的阻抗区域。
在对电路参数的优化过程中，需要考虑实际版图的物理可实现性，通常将传输线的特性阻抗的调谐范围设置为10Ω～120Ω，将电长度的调谐范围设置为5°～180°。
在本申请中，所述双频宽带Doherty功率放大器，优先考虑了基频阻抗的双状态匹配，并且重点实现了二次谐波阻抗与二阶交调阻抗的调控，能够较好地实现饱和与回退状态下在双频段的阻抗匹配，进而保证功率放大器在双频段上表现出一致性较好的性能指标。
此外，除了二阶谐波和二阶交调频率之外，还可以考虑对更高阶谐波与交调阻抗进行调控，实际中需要结合复杂度等问题综合考虑。
本申请的另一实施方式涉及一种Doherty功率放大器，该Doherty功率放大器，包括：功率分配单元、第一功放管、第二功放管、第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、位于各功放管输入端的相位调节单元，第一输出匹配网络、第二输出匹配网络、后匹配单元以及与所述输入、输出匹配网络相连的直流偏置网络。
本申请提供的Doherty功率放大器在双频应用中实现了频带扩展，能够实现较高的饱和以及回退效率。
本实施方式提供的Doherty功率放大器中的所述第一功放管可以是栅压偏置为AB类的功放，所述第二功放管可以是栅压偏置为C类或深C类的功放。
本实施方式提供的Doherty功率放大器中，Doherty功率放大器中的功率分配单元可以将输入的功率平均分配给所述第一功放管和所述第二功放管。此外，为了提高功放的功率回退空间，功率分配单元还可以是不等分的功分器。本例中涉及的功率分配单元可以是电桥或威尔金森功分器，也可以是能够满足功率分配需求的其他类型的器件。
本实施方式提供的Doherty功率放大器中，第一功放管与第二功放管可以是相同的功放管，也可以是不同额定输出功率的功放管。如果采用不同的功放管进行设计，通常第二功放管的额定输出功率会大于第一功放管，不对称型的Doherty功放有利于提高功率回退的空间。此时，饱和状态下，第一功放管的等效负载阻抗为(1+β)*Z M，第二功放管的等效负载阻抗为(1+1/β)*Z M，其中，为第二功放管与第一功放管额定输出功率的比值。
本实施方式提供的Doherty功率放大器例中的所述第一输出匹配网络与第二输出匹配网络遵循不同的设计目标，所述第二输出匹配网络的侧重点集中在饱和状态的阻抗匹配，而第 一输出匹配网络需要同时保证功率回退与饱和状态下的阻抗匹配。
下面对本实施方式中的Doherty功率放大器的实现细节进行说明，以下内容仅为方便理解本方案的实现细节，并非实施本方案的必须。
在本实施方式中，功率分配单元采用等功分比的双路威尔金森功分器，第一功放管与第二功放管使用来自Wolfspeed的GaN HEMT通用型宽带管芯CG2H40025F，第一功放管的栅极偏置电压设置为AB类，第二功放管的栅极偏置电压设置为C类，第一功放管与第二功放管的漏极偏压设置为28V，确定双频宽带Doherty功率放大器的应用频段为第一频段1.7-1.9GHz和第二频段2.5-2.7GHz。示例性地，将等效合路阻抗Z M设置为12Ω，完成标准端接阻抗50Ω与合路阻抗Z M之间的阻抗变换。
在本实施例中，根据源牵引仿真，可得到第一功放管和第二功放管在1.7GHz、1.9GHz、2.5GHz以及2.7GHz四个频点的优选源阻抗。由于输入匹配电路相关的内容并非本申请的重点，此处不再涉及相关技术细节。
在本实施例中，根据负载牵引仿真，可以得到功率饱和下第一功放管在第一频段与第二频段的优选负载阻抗分别为9.5+j*3.5与8+j*1.5；得到功率回退下第一功放管在第一频段与第二频段的优选负载阻抗分别为10+j*10与7.4+j*5。可得到第二功放管在第一频段与第二频段的优选负载阻抗分别为6+j*7与4+j*3。
根据本申请提出的方法确定输出匹配电路中各部分的初值，首先将第四传输线的电长度设置为二阶交调频点4.4GHz下的四分之一波长，再通过调节第一传输线的电长度，将前述二阶交调阻抗移动到近似开路阻抗的位置。将阻抗未知数Z1～Z4进行适当取值，代入公式对第二传输线以及第三传输线的电长度进行求解。
将直流偏置网络与输出匹配网络相连，调节相关的电路参数，在实现双频段下的双状态基频匹配的基础上，结合负载牵引的仿真结果，整体优化二次谐波频段3.4-3.8GHz和5-5.4GHz以及二次交调频点0.8GHz和4.4GHz附近的阻抗，使其尽量远离性能指标下降明显的阻抗区域。
采用如图5所示的结果作为偏置单元的电路结构，经过迭代优化可以确定第一输出匹配网络的如下电路参数：偏置单元的阻抗为50Ω，电长度为76°；第一输出匹配电路中第一传输线的阻抗Z TL1＝40Ω，电长度为5°；第二传输线的阻抗Z TL2＝18.5Ω，电长度为83.5°；第三传输线的阻抗Z TL3＝38.7Ω，电长度为155.4°；第四传输线的阻抗Z TL4＝80Ω，电长度为36.8°。
图7是本实施例中第一输出匹配电路的仿真结果。图7中示出的横坐标为频率，单位为GHz，纵坐标为散射系数S11，单位为dB。如图7所示，可以看出在设计频段1.7-1.9GHz与2.5-2.7GHz内，在饱和与回退状态下的仿真曲线都体现出良好的匹配结果，满足预期结果。
为了进一步说明双频偏置单元的可行性，采用如图5所示的T型结构作为偏置单元的电路结构，经过迭代优化可以确定第二输出匹配网络的如下电路参数：偏置单元的阻抗Z TLa＝50Ω，电长度为19°；Z TLb＝50Ω，电长度为60°；Z TLc＝50Ω，电长度为74°。第一输出匹配网络中的第一传输线的阻抗Z TL1＝40Ω，电长度为8°；第二传输线的阻抗Z TL2＝21.6Ω，电长度为83.7°；第三传输线的阻抗Z TL3＝40.1Ω，电长度为146.4°；第四传输线的阻抗Z TL4＝80Ω，电长度为36.8°。
图8是本实施例中采用双频偏置单元的第二输出匹配电路对饱和状态的仿真结果。图8中示出的横坐标为频率，单位为GHz，纵坐标为散射系数S11，单位为dB。可以发现，在第 一频段1.7-1.9GHz与第二频段2.5-2.7GHz内，仿真曲线体现出良好的匹配结果，满足预期结果。
根据第一功放支路与第二功放支路的相位仿真结果，调整输入端第一与第二相位调节单元后，可以组成完整的Doherty功率放大器。图9示出了上述Doherty功率放大器的小信号散射参数的仿真结果，图9中示出的横坐标为频率，单位为GHz，纵坐标为散射系数S11，单位为dB。在第一频段1.7-1.9GHz与第二频段2.5-2.7GHz内呈现明显的频带拓展特征，在设计频段外还呈现出明显的增益抑制结果。
图10示出了上述Doherty功率放大器在大信号下的仿真结果，图10中示出的横坐标为频率，单位为GHz，纵坐标为输出功率(单位为dBm)与效率(单位为百分数)。在第一频段1.7-1.9GHz与第二频段2.5-2.7GHz内，回退效率不小于50％，饱和效率不小于70％，在两频段外，效率与输出功率指标出现明显的下降，实现了带宽拓展与带外抑制的设计目标。
本实施方式提供的Doherty功率放大器在输出端实现了功率饱和和回退状态下的基频阻抗匹配以及二次谐波与二阶交调阻抗的调控，相对传统结构的Doherty功率放大器，有效的拓展了双频段的可用带宽、增益、效率和输出功率指标，且具有较好的带外抑制效果，实现了较高的回退效率与双频信号的共时效率。
值得一提的是，本申请上述实施方式中并没有将与解决本申请所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施方式中不存在其它的单元。
本申请的另一实施方式涉及一种包括上述Doherty功率放大器的电路板组件。本实施方式提供的电路板组件包括前述实施方式中涉及的Doherty功率放大器，具备该Doherty功率放大器相应的功能模块和有益效果，此处不再赘述。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本申请实施例所提供的Doherty功率放大器的相关细节。
本申请的另一实施方式涉及一种包括上述Doherty功率放大器的电子设备。本实施方式提供的电子设备包括前述实施方式中涉及的Doherty功率放大器，具备该Doherty功率放大器相应的功能模块和有益效果，此处不再赘述。本实施方式涉及的电子设备可以为包括上述Doherty功率放大器的电源设备。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本申请实施例所提供的Doherty功率放大器的相关细节。
在本申请的实施方式中，Doherty功率放大器包括功率分配单元、第一功放管、第二功放管、第一输出匹配网络、第二输出匹配网络以及后匹配单元。其中第一输出匹配网络和/或第二输出匹配网络包括四段传输线；其中，第一、第二和第三传输线依次串联连接，第四传输线的起始端并联连接在第一传输线和第二传输线之间且终点端开路。本申请提供的Doherty功率放大器的硬件结构不同于传统的Doherty功率放大器。此外，通过本申请提供的Doherty功率放大器，在双频应用中满足了频带扩展的需求，且能够实现在功率饱和与回退状态下基频阻抗的阻抗匹配，二次谐波与二次交调阻抗的阻抗调控，进而达到较高的饱和效率以及回退效率，且具有较好的带外抑制。
上述实施例是提供给本领域普通技术人员来实现和使用本申请的，本领域普通技术人员可以在不脱离本申请的发明思想的情况下，对上述实施例做出种种修改或变化，因而本申请的保护范围并不被上述实施例所限，而应该符合权利要求书所提到的创新性特征的最大范围。

Claims (10)

  1. 一种Doherty功率放大器，包括：功率分配单元、第一功放管、第二功放管、第一输出匹配网络、第二输出匹配网络以及后匹配单元；
    所述功率分配单元的第一输出端连接所述第一功放管，第二输出端连接所述第二功放管；所述第一功放管的输出端连接所述第一输出匹配网络的第一传输线，且通过所述第一输出匹配网络连接至所述后匹配单元的第一端；所述第二功放管的输出端连接所述第二输出匹配网络的第一传输线，且通过所述第二输出匹配网络连接至所述后匹配单元的第一端，所述后匹配单元的第二端连接外部负载；
    输出匹配网络包括第一传输线、第二传输线、第三传输线和第四传输线，其中所述第一传输线、所述第二传输线和所述第三传输线依次串联连接，所述第四传输线的起始端并联连接在第一传输线和第二传输线之间且终点端开路；其中，所述输出匹配网络为第一输出匹配网络和/或第二输出匹配网络。
  2. 根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其中，所述Doherty功率放大器的频带被配置为以第一频率f1和第二频率f2为中心频点的两个带宽拓展的频带，其中所述f1小于所述f2；所述第四传输线的电长度被设定为二阶交调频率f1+f2下的四分之一波长，所述第一传输线的电长度被设定为使得所述二阶交调频率f1+f2的阻抗靠近开路点所需的电长度。
  3. 根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其中，
    所述第一输出匹配网络中的第一至第四传输线的阻抗和电长度被设置为：使得基频阻抗同时满足双频段内功率回退和功率饱和状态下的阻抗匹配要求；
    所述第二输出匹配网络中的第一至第四传输线的阻抗和电长度被设置为：使得基频阻抗满足双频段内功率饱和状态下的阻抗匹配要求。
  4. 根据权利要求1至3中任一项所述的Doherty功率放大器，其中，所述功率分配单元的第一输出端通过第一输入匹配网络连接至第一功放管，所述功率分配单元的第二输出端通过第二输入匹配网络连接至第二功放管。
  5. 根据权利要求4所述的Doherty功率放大器，其中，所述功率分配单元的第一输出端通过第一相位调节单元连接至第一输入匹配网络，所述功率分配单元的第二输出端通过第二相位调节单元连接至第二输入匹配网络。
  6. 根据权利要求4所述的Doherty功率放大器，其中，所述输入匹配网络和/或所述输出匹配网络与直流偏置单元相连接；
    所述输入匹配网络为所述第一输入匹配网络或所述第二输入匹配网络；所述输出匹配网络为所述第一输出匹配网络或所述第二输出匹配网络。
  7. 根据权利要求6所述的Doherty功率放大器，其中，所述直流偏置单元连接所述功率放大器中的所述输出匹配网络，且在以下任一位置与所述输出匹配网络连接：
    所述第一传输线的输入端；
    所述第一传输线与所述第二传输线及所述第四传输线的共同连接处；
    所述第二传输线与所述第三传输线的连接处；
    所述第四传输线的终点端；
    所述第三传输线的输出端。
  8. 根据权利要求7所述的Doherty功率放大器，其中，
    所述输出匹配网络中的第一至第四传输线的阻抗和电长度被设置为：使得以下各频率下的阻抗匹配要求均被满足：
    二阶交调频率f1+f2、二阶交调频率f2-f1、二次谐波频率2f1、二次谐波频率2f2；
    其中，所述输出匹配网络为所述第一输出匹配网络和/或所述第二输出匹配网络。
  9. 一种电路板组件，包括：权利要求1至8中任一项所述的Doherty功率放大器。
  10. 一种电子设备，包括：权利要求1至8中任一项所述的Doherty功率放大器。
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