CN107508565B - 一种非连续频带工作的宽带功率放大器 - Google Patents

一种非连续频带工作的宽带功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种支持非连续频带工作的宽带功率放大器。该功率放大器的特征在于使用了基于带通结构的匹配电路。在目标设计频带上，该结构实现对功率放大器最优复阻抗的非连续频带宽带匹配，而在非设计频点上，通过有目的的阻抗失配，压缩非设计频带上的可用增益、减弱功率输出能力并降低功率转换效率。该电路由五段传输线组成，即，两条位于传输路径上的四分之一波长传输线以及三条半波长的支节传输线，各段传输线的阻抗值可根据本发明给出的设计公式得到。本发明提出的功率放大器是一种支持非连续频带单独工作和共时多模式工作的宽带功率放大器，十分适合当前通信系统需同时兼容多种通信协议的应用情景，能满足其对通信带宽和多频带工作的需求。

Description

一种非连续频带工作的宽带功率放大器
技术领域
本发明涉及一种非连续频带工作的宽带功率放大器，属于移动通信系统中 功率放大器的设计领域。
背景技术
功率放大器作为无线通信系统中最为关键的单元，其性能在系统层面决定 着收发系统的性能指标。当前的无线通信系统，多种通信协议并存，导致系统 需要同时支持多个工作频带。此外，当前的无线通信系统为了提高数据的传输 速率，一方面采用更加复杂的调制和编码方式来提高频谱利用效率，另一方面 通过不断提高载波的带宽，即通常采用的多载波和载波聚合技术，来满足高速 数据传输对信号带宽的需求。
申请人对国内外相关技术文献进行检索发现，很多学者已经对相关的功放 设计问题进行了一系列的扩展研究。目前，应对上述无线通信系统面临的问题， 收发终端的解决方案主要分为两类：1)应用多频技术，能实现双频/多频共时 工作的功率放大器；2)应用宽带匹配技术设计的支持连续宽频带工作的宽带功 率放大器。对于前者，比如文献《Concurrent Dual-Band GaN-HEMT Power Amplifier at 1.8GHz and 2.4GHz》，虽然其具有双频带工作的能力，但是在1.8 GHz和2.4GHz两个工作频带上，其可用带宽都比较窄。显然，这一缺点不能满 足以追求更高传输速率为目标的现代通信系统对信号带宽的需求。对于后者， 比如文献《Design of Highly Efficient Broadband Class-E Power AmplifierUsing Synthesized Low-Pass Matching Networks》，虽然其一个倍频程的工作频带足以满足大多数通信系统对带宽的要求，但在具体应用中，非设计频带上的信号放 大能力会使收发系统变得复杂，需要加入滤波器等器件抑制带外信号，否则， 在多系统共存、信道不理想时，收发机之间互相干扰问题会变得尤其严重，比 如阻塞干扰、互调干扰等。
综上所述，传统的设计方案都有各自的不足。传统双频/多频功率放大器的 不足体现在有限的可用通信带宽，而支持连续宽带工作的功率放大器在非设计 频点上仍然有可观的功率放大能力，这会在多方面带来系统层面的问题。因此， 有必要提供一种频段不连续，但在各自频带上都呈现宽带工作特性的功率放大 器，来满足目前无线通信系统的切实需求。
发明内容
有鉴于此，本发明引入基于解析的计算公式提供一种实现非连续频带工作 的宽带功率放大器的设计方法，核心是应用基于带通结构的宽带匹配匹配网络 完成功率放大器的设计。本发明的目的是提供一种能够解决现有技术的缺陷和 填补技术空白的设计方案，设计的基本原则是：1)在目标设计频带上，使用基 于带通结构的宽带匹配网络实现对相应最优复阻抗的宽带匹配；2)在非设计频 带上，通过有意的阻抗失配，压缩非设计频带上的可用增益、减弱功率输出能 力并降低功率转换效率。
总体来讲，基于集总参数的偏置电路、稳定电路、隔直电路与基于分布参 数的匹配电路形成的混合电路实现本专利所述的具有非连续频带响应的宽带功 率放大器。输入、输出匹配电路是本发明的核心，分别用于实现系统端接特性 阻抗(50Ω)与最优源阻抗(ZS,OPT)以及最优负载阻抗(ZL,OPT)之间的阻抗变 换，确保管芯处于优化的工作状态，并且确保整体设计满足行业标准的输入、 输出VSWR指标。
上述基于带通结构的宽带匹配电路由五段传输线/微带线组成，即，两条位 于传输路径上的四分之一波长传输线(Z12、Z23)以及三条半波长的支节传输线 (Z1、Z2、Z3)。各段传输线的阻抗值能根据本发明给出的设计公式得到，其计 算公式如下：
Figure BDA0001392192590000023
Figure BDA0001392192590000024
Figure BDA0001392192590000035
Figure BDA0001392192590000036
其中，
Figure BDA0001392192590000033
Figure BDA0001392192590000034
r为阻抗变换比，ω为相对带宽，d为调整参数。特别地，选择适 当的d值会得到物理可实现的阻抗值。g1到g5为四阶低通拓扑结构的归一化参 数，可依据宽带匹配理论计算得到，其计算方法可参考相关文献。
在选取介质板材后，就能利用仿真软件计算匹配网络的几何尺寸，并在版 图仿真中进行优化，得到最终的电路尺寸。
本发明的创新在于以下两个方面：
第一，多频功放实现频谱跨度较远频点上有增益响应的原理是通过使用多 频阻抗变换技术在输入端和输出端分别实现端接标准阻抗(即，50Ω)到指定 复阻抗(如，Zf1,OPT和Zf2,OPT)之间的阻抗变换。虽然多频技术已能实现任意频 率比，任意复阻抗的阻抗变换，但是，其闭式解析解的推导过程中没有加入有 关频带宽度的设计参数。这可以认为是导致多频器件在频带宽度这一性能指标 上不够理想的原因之一。因此，依据多频技术设计并实现的多频功放也通常只 能在较窄的频带上工作，其有效总带宽满足不了现代通信系统对信号带宽的要 求。为了克服多频功放只能窄频带上工作的不足，本发明引入宽带匹配理论来 实现对目标复阻抗的匹配，扩展了相应频带上的工作带宽。
第二，在传统宽带功放的设计方法中，通常采用低通匹配网络实现输入、 输出端最优复阻抗的匹配。基于低通拓扑结构的宽带匹配网络已广泛应用于电 路设计，在此不在赘述其设计原理，仅就其实现方式进行简要叙述。在具体实 现过程中，通常利用短截线的高阻抗传输线/微带线近似串联电感，利用短截线 的低阻抗传输线/微带线近似并联电容，其近似转换公式分别如公式(1)和(2) 所示，其中θ为传输线/微带线的电长度，ω为中心频点的角频率，L和C为等 效的电感和电容值，Z0为传输线/微带线的阻抗值。此外，需要指出的是，对于 并联电容还有另外两种实现形式，分别为并联的直线支节(straight stub)和并 联的扇形支节(radial stub)。前者近似公式如公式(3)所示，后者虽然没有现 成的近似公式，但可以根据仿真结果直接进行调试。通常，高低阻抗线交替排 列的结构最为普遍，因为这种结构的版图形式最简单，尺寸最小，调试最方便。
串联电感近似公式：(1)
Figure BDA0001392192590000041
并联电容近似公式：(2)
Figure BDA0001392192590000042
但是，上述几类基于低通结构的宽带匹配网络没有本质区别。虽然他们都 能在一定带宽下实现对复阻抗的阻抗变换，但在应用于有源器件的阻抗匹配时， 有无法克服的缺陷。这来源于一个基本的制约条件，即，前述最优复阻抗具有 频变特性，而低通结构的宽带匹配理论通常假设目标阻抗是不随频率变化的。 因此，为了兼顾整个频带的匹配质量，基于低通结构设计实现的宽带匹配网络 仅能在中心频带附近实现理想的匹配效果，同时，无法避免地会牺牲掉其他频 点，尤其是边缘频带处的匹配质量。在设计频带逐渐拓宽时，边缘频带处的性 能指标往往已经有了明显的恶化。为了克服上述局限，实现对频变复阻抗的宽 带匹配，本发明创造性的使用基于带通结构的宽带匹配网络实现针对频变复阻 抗的宽带匹配，这与传统宽带功放的设计有着本质的不同。
本发明提出的功率放大器克服了传统多频/双频功率放大器只能在较窄频 带上工作的不足，拓展了可用带宽。在另一方面，与支持连续频带工作的宽带 功率放大器相比，本发明提出的设计方法能压缩非设计频带上的可用增益，能 减弱杂散和杂波信号对系统的干扰。本发明是一种支持非连续频带单独工作或 共时种通信协议的应用情景，能满足其对通信带宽和多频带工作的多模式工作 的功率放大器，是一种既支持多频工作又支持宽带工作的设计方案，十分适合 当前通信系统需同时兼容多需求。本发明设计实现的功率放大器，可广泛应用 于射频链路的预放级和末级，其推广应用前景看好。
附图说明
图1是本发明与多频和宽带功率放大器关于增益响应的对比示意图。
图2是本发明的电路组成示意图。
图3是本发明功放实施例1的匹配电路示意图及相关物理尺寸。
图4是本发明功放实施例2的匹配电路示意图及相关物理尺寸。
图5是本发明功放实施例1的S参数仿真结果示意图。
图6是本发明功放实施例2的S参数仿真结果示意图。
图7为输入、输出匹配电路示意图，图右边所示匹配电路的输入阻抗代表 最优源阻抗(ZS,OPT)或者最优负载阻抗(ZL,OPT)，Z12和Z23分别代表两条位于 传输路径上的四分之一波长传输线，Z1、Z2和Z3分别代表三条半波长的支节传 输线。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例对 本发明作进一步的详细描述。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限 制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以 避免不必要地混淆本发明的概念。
相比于多频方案和连续宽带方案，本发明的主要特点是可以在相隔较远的 频带内实现宽带信号的放大，并且在非设计频带上呈现较弱的信号放大能力， 参见示意图1。
本实施例，功放管芯采用Cree公司的一款性能优良的GaN HEMT器件(基 于氮化镓材料的高电子迁移率晶体管)CGH40010F进行设计验证。对于基于其 他半导体材料制作的其他类型的晶体管，如LDMOS型器件，设计思路也同样 适用。在本实施例中，选用的介质板材为Taconic TLX-8，介电系数为2.55，板 材厚度为30mil，仿真软件为先进设计系统(Advanced design system)。
本发明设计的功率放大器由多种辅助电路以及本发明提出的输入、输出匹 配电路组成。其中，辅助电路部分(包括偏置电路，稳定电路和隔直电路)属 于公知部分，不属于本发明涉及的发明内容。
参见图2，介绍本发明实施例的主体电路的结构组成，设有两个信号端口和 两个直流供电端口，分别是射频信号的输入端口和输出端口以及栅极和漏极的 供电端口。射频信号输入端和输出端通过SMA射频信号转接头与介质板上的微 带线连接。介质板的整个下表面上印制的电路涂层用作接地。电路部分设有：
基于带通结构的输入、输出匹配网络；
位于主传输路径支路上的栅极、漏极偏置电路，用于提供GaN材料晶体管 正常工作所需的栅极负偏压和漏极正偏压；
位于主传输路径上的隔直电容，使射频信号正常通过的同时，阻断栅极和 漏极的直流电压；
位于主传输路径上的RC稳定电路(RSTAB和CSTAB)和位于栅极偏置电路的 栅极稳定电阻(RG)，用于抑制可能发生的振荡，保证晶体管在大信号激励下 能稳定工作。
总体来讲，基于集总参数的偏置电路、RC稳定电路、隔直电路与基于分布 参数的匹配电路形成的混合电路实现本专利所述的具有非连续频带响应的宽带 功率放大器。在本实施例中，隔直电容选为15pF，栅极稳定电阻RG＝50Ω，RC 稳定电路中的RSTAB＝30Ω，CSTAB＝3.9pF。
根据实施例，本发明提供了一种非连续频带上实现宽带工作的功率放大器 的设计实现方法，其设计步骤为：
步骤1：通过源牵引和负载牵引技术得到所需的目标阻抗。
步骤2：在管芯的输入端和输出端，使用本发明列出的公式(4)-(7)计 算得到所述匹配电路的初始阻抗值，实现管芯的阻抗匹配。
步骤3：进行基于实际物理尺寸的转换和进一步的版图优化，确定实际加 工的电路尺寸。
步骤4：加入必要的辅助电路，验证设计的有效性。
本发明已经进行了多次仿真测试实施试验，下面简要说明实施例1和实施 例2的情况。
第一个实施例：输入匹配电路的初始值确定如下：r＝10，ω＝0.5，g1＝5， g2＝0.44，g3＝5.4，g4＝0.2，g5＝3.9，带入到公式(4)-(7)中，计算出五段传输 线的阻抗值分别为：Z1＝13.75Ω，Z2＝22.57Ω，Z3＝193.13Ω，Z12＝Z23＝19.58Ω(优 选的，选定d＝0.4)。由于PCB加工对最小线宽的限制，在介质板上难于实现 193.13Ω的微带线，因此，第三个支节的线宽选为0.2mm，大致相当于140Ω。 输出匹配电路的初始值确定如下：r＝30，ω＝0.5，g1＝1，g2＝1.18，g3＝1.4，g4＝0.52， g5＝1.18，计算出五段传输线的阻抗值分别为：Z1＝35.52Ω，Z2＝29.39Ω， Z3＝415.56Ω，Z12＝Z23＝27.62Ω(优选的，选定d＝0.7)。基于前述同样的原因， 第三个支节的线宽选为0.2mm。
进一步地，所述输入、输出匹配电路的最终加工尺寸可由仿真优化确定， 如图3所示。其中，本实例的输入匹配电路中的第一个支节和第二个支节采用 了对称结构，这是一种公知结构，与设计方法和计算公式并无冲突。
第二个实施例：为了验证计算公式的有效性，采用不同的初始参数进行电 路初值的计算，这里仅针对输出匹配网络进行重新设计。输出匹配电路的初始 值确定如下：r＝20，ω＝0.6，g1＝0.5，g2＝0.94，g3＝0.94，g4＝0.41，g5＝1，带入到 公式(4)-(7)中，计算出五段传输线的阻抗值分别为：Z1＝36.78Ω，Z2＝126.63Ω， Z3＝3061.94Ω，Z12＝Z23＝25.82Ω(优选的，选定d＝0.3)。基于前述同样的原因， 第三个支节的线宽选定为0.2mm。经过版图仿真优化，实施例2中输出匹配电路 的最终电路尺寸如图4所示。
应该理解并无需解释的是，有源器件的设计过程需要大量的仿真工作用于 物理尺寸的迭代优化，因此，最终加工的物理尺寸与基于理论计算得到的电路 初值会有一定的差异。
参见图5和图6，介绍本发明两个实施例的仿真结果。从S参数的仿真和测试 结果可知，1)2个频带增益较一致，增益平坦度较好；2)在频带1，S11<-20dB， S22<-15dB，在频带2，S11<-10dB，S22<-10dB；3)两个频带的可用带宽分别为250 MHz和200MHz。虽然两个实施例的输出匹配电路的几何参数有明显差别，但 都能在相同的频带上实现相似的匹配效果。
本发明实施例验证了本发明所提出的非连续频带宽带功放的设计方法，实 现了发明目的。本发明的主要技术指标和优点是：
(1)本发明的实施例，S21、S11和S22具有较理想的切比雪夫响应特性， 频带内增益平坦，频带外增益被明显压缩。
(2)本发明在相隔较远频带上可用带宽明显增宽。由于引入宽带匹配 理论，其工作频带上的带宽相比于应用多频技术的传统多频/双频功放有显 著提高。在本实施例中，频带1的可用带宽为250MHz，频带2的可用带宽 为200MHz。
应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明，而不构 成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何 修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种非连续频带工作的宽带功率放大器，其特征在于，包括：
分别位于功率放大器管芯两侧的输入匹配电路和输出匹配电路，实现具有非连续频带响应的宽带功率放大器；
所述输入、输出匹配电路是基于带通结构的匹配电路，分别用于实现系统端接特性阻抗与最优源阻抗(ZS,OPT)以及最优负载阻抗(ZL,OPT)之间在特定频带上的阻抗变换；
所述非连续频带是指在目标设计频带上，使用基于带通结构的宽带匹配网络实现对前述最优源阻抗(ZS,OPT)以及最优负载阻抗(ZL,OPT)的宽带匹配；
在非设计频带上，通过有意的阻抗失配，压缩非设计频带上的可用增益、减弱功率输出能力并降低功率转换效率。
2.根据权利要求1所述的一种非连续频带工作的宽带功率放大器，其特征在于，所述输入、输出匹配电路各由位于传输路径上的两条四分之一波长传输线(Z12、Z23)以及三条半波长的支节传输线(Z1、Z2、Z3)组成。
3.根据权利要求1所述的一种非连续频带工作的宽带功率放大器，其特征在于，所述匹配电路的初始阻抗值是通过解析算法计算得到的；
各段传输线的阻抗值可根据如下设计公式得到：
Figure FDA0002821064900000011
Figure FDA0002821064900000012
Figure FDA0002821064900000013
Figure FDA0002821064900000014
其中，
Figure FDA0002821064900000015
Figure FDA0002821064900000016
r为阻抗变换比，ω为相对带宽，d为调整参数，选择适当的d值会得到物理可实现的阻抗值，g1到g5为四阶低通拓扑结构的归一化参数，可依据宽带匹配理论计算得到。
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