CN110649896B - 一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路 - Google Patents

一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路 Download PDF

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Abstract

该发明公开了一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路，属于电子信息技术领域。该方案既有效的解决了传统线性化器带宽窄，只能在一定频带内实现线性化的问题，又可以保证在需要线性化的多个频段内端口驻波系数和隔离度好。解决了传统线性化器带宽窄、隔离度和驻波特性不好等问题，本发明可实现双带、三带甚至更多频带的线性化器，可以极大的减少电路尺寸和生产成本，具有很好的应用前景。

Description

一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路
技术领域
本发明属于电子信息技术领域，是一种可以应用于无线通信的多带模拟预失真电路。
背景技术
随着科技的发展,当代通信产业发生了巨大变化,在过去,卫星传输的都是单载波视频信号,而数字压缩技术的产生允许多载波信号在同样的频带内传输。移动电话、互联网服务改变了传统卫星装载,用于视频服务、数据传送、移动电话、个人通信的新型陆用微波传输业务纷纷出现,复杂调制技术的使用越来越普遍。
为了完成更高质量的数据传输,目前常常采用正交频分多路复用技术(OFDM)和正交振幅调制(如64QAM)等高效而复杂的调制技术，这类技术在实际使用中会产生很高的峰均比(PAPR),这势必会要求系统内的一些部件具有很大的线性动态范围；系统中末级波功放往往工作在饱和状态,产生非线性失真,恶化了无线通信系统的性能,所以这类技术对末级功放的线性度要求较高。目前毫米波无线通信系统对行波管功率放大器和固态功率放大器线性度的要求越来越苛刻。总而言之,毫米波功放线性化技术的研究对毫米波无线通信系统甚至是整个无线通信领域具有重要的意义。
文献《新型Ka波段模拟预失真线性化器》和《采用90°分支电桥的C波段预失真线性化器》采用的都是反射式的线性化架构，电桥从输入端输入信号，通过调节直通端和耦合端二极管的偏置电压，可以改变电路的反射系数，从而引起的非线性信号经直通端和耦合端反射后，在隔离端进行合路输出。该架构中由于所使用的正交耦合器是基于四分之一波长设计的，属于窄带器件，当输入信号频率偏离中心频率时，耦合器的特性阻抗和相位特性会发生变化，从而一定程度的限制了线性化器的带宽，同时输入驻波比和隔离度都会变差。另外二极管的偏置电路也是使用的四分之一波长设计的，从而一定程度上也限制了线性化器的带宽。若需要在多个频段内实现预失真，则需要多个线性化器联合使用。这样会增大电路尺寸、调节难度和制作成本。
目前的反射式线性化器和双路矢量合成式线性化器大多都采用了90°电桥作为核心部件，所以目前毫米波段的线性化器带宽都很窄，且只能对单一特定频带进行预失真补偿。
发明内容
本发明引入多带的思想，在传统的模拟预失真电路基础上提出一种多带模拟预失真电路，以达到在较宽频率范围内实现多个通带的线性化。
本发明采用双频分支线耦合器和多扇形馈电网络替代了传统的单频耦合器和偏置电路，从而使得该线性化器具有多带线性化的功能，多带的频率间隔能达到数G以上。
本发明技术方案为一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路，该预失真电路包括：双频耦合器、第一电容(C1)、第二电容(C2)、限流电阻(R1)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、射频扼流圈(L1)；
所述双频耦合器包括：位于同一平面内的第一至第八共8条结构相同的方形微带线，其中第一微带线、第四微带线、第七微带线顺次连接，且位于同一直线上；第三微带线、第五微带线、第八微带线顺次连接，且位于同一直线上；第一、四微带线的共节点与第三、五微带线的共接点之间通过第二微带线连接，第四、七微带线的共节点与第五、八微带线的共接点之间通过第六微带线连接，第二、五、六、四微带线围成“口”字型结构；所述第一、四微带线的共节点为双频耦合器的输入端(M1)，所述第三、五微带线的共接点为双频耦合器的隔离端(M2)，所述第四、七微带线的共节点为双频耦合器的直通端(M3)，所述第五、八微带线的共接点为双频耦合器的耦合端(M4)；
所述第一电容(C1)的一端作为该预失真电路的射频输入，另一端连接双频耦合器的输入端(M1)；同时双频耦合器的输入端(M1)通过另一支路依次连接射频扼流圈(L1)、限流电阻(R1)后接控制电压vcc；
所述第二电容(C2)的一端作为该预失真电路的射频输出，另一端连接双频耦合器的隔离端(M2)；
所述双频耦合器的直通端(M3)连接第一二极管(D1)的输入端，第一二极管(D1)的输出端接地；所述双频耦合器的耦合端(M4)连接第二二极管(D2)的输入端，第二二极管(D2)的输出端接地。
进一步的，所述双频耦合器中的第一、三、七、八微带线为枝节线，第二、六微带线为分支线，第四、五微带线为主线；所述分支线的阻抗Z1、主线的阻抗Z2、枝节线的阻抗Z3的计算方法为：
Figure GDA0004125452580000021
Figure GDA0004125452580000022
Figure GDA0004125452580000031
其中Z0为50欧姆特性阻抗，f1为所需双频中的较低频率、f2为所需双频中的较高频率，
Figure GDA0004125452580000032
本发明射频扼流圈(L1)和限流电阻(R1)组成该线性化器的馈电电路，该馈电网络一个作用是给二极管提供直流偏置，从而调节二极管的工作状态，另一个作用是进行射频信号扼流，防止射频信号进入到直流电源中去。信号经过直通端(M3)和耦合端(M4)反射后，在隔离端(M2)进行合成输出。通过调节馈电电压，可改变输出信号的增益和相位形状。此次发明的多带模拟预失真电路结构如图4所示。
本发明是一种应用于模拟预失真电路的新型电路设计，该方案既有效的解决了传统线性化器带宽窄，只能在一定频带内实现线性化的问题，又可以保证在需要线性化的多个频段内端口驻波系数和隔离度好。解决了传统线性化器带宽窄、隔离度和驻波特性不好等问题，本发明可实现双带、三带甚至更多频带的线性化器，可以极大的减少电路尺寸和生产成本，具有很好的应用前景。
附图说明
图1传统反射式模拟预失真器结构；
图2π形双频阻抗变换器结构；
图3本发明多带线性化器结构；
图4 28GHz时改变偏置电压的增益相位扩张变化曲线；
图5 38GHz时改变偏置电压的增益相位扩张变化曲线；
图6为28GHz时改变偏置电压vbias的增益相位扩张变化曲线；
图7为38GHz时改变偏置电压vbias的增益相位扩张变化曲线。
具体实施方式
本发明使得该线性化器具有多带线性化的功能。以反射式双带线性化器为例，描述整个方案的实施过程。首先选用合适的双频耦合器结构，这里采用π形双频分支线耦合器进行设计，结构如图2所示。
本具体实施方式中实际制作阻抗线的阻值范围在20-120欧姆之间，通过下式计算分支线的阻抗Z1、主线的阻抗Z2、枝节线的阻抗Z3；
Figure GDA0004125452580000033
Figure GDA0004125452580000041
Figure GDA0004125452580000042
Figure GDA0004125452580000043
选择频率f1为28GHz,f2为38GHz,依次计算得到δ＝0.15，Z1＝36.4Ω，Z2＝51.5Ω，Z3＝105.9Ω，根据板材设定参数后，计算得到每个微带线枝节的长宽物理参数，如表一所示。通过软件ADS(Advanced Design System)进行原理图仿真验证了该双频耦合器的功能。
图4可以看出，该双频耦合器的，S11和S41小于-19dB,说明隔离度和端口驻波比较好，S21和S31分别为3.3dB和3.1dB。
图5可以看出端口间在两个频带处的相位差在90°左右。图4和图5结果说明该耦合器在f1＝28GHz和f2＝38GHz同时存在两个频带，满足双频特性，实现了双频耦合器的功能。
二极管采用MA4E1317，板材采用10mil厚度的Rogers 5880，通过软件ADS仿真了该双带模拟预失真器。
图6为28GHz时改变偏置电压vbias的增益相位扩张变化曲线，可以看到增益扩张达6.8dB，相位扩张达41°。
图7为38GHz时改变偏置电压vbias的增益相位扩张变化曲线，可以看到增益扩张达4dB，相位扩张达40°。
通过仿真结果可以看出，该多带线性化器能够在28GHz和38GHz两个频带上产生增益和相位扩张，频带间隔10GHz，并且增益和相位扩张量大。
表一
Z1 Z2 Z3
36.4Ω 51.5Ω 105.9Ω
L1 L2 L3
1.62mm 1.66mm 5.22mm
w1 w2 w3
1.2mm 0.72mm 0.16mm

Claims (2)

1.一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路，该预失真电路包括：双频耦合器、第一电容(C1)、第二电容(C2)、限流电阻(R1)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、射频扼流圈(L1)；
所述双频耦合器包括：位于同一平面内的第一至第八共8条结构相同的方形微带线，其中第一微带线、第四微带线、第七微带线顺次连接，且位于同一直线上；第三微带线、第五微带线、第八微带线顺次连接，且位于同一直线上；第一、四微带线的共节点与第三、五微带线的共接点之间通过第二微带线连接，第四、七微带线的共节点与第五、八微带线的共接点之间通过第六微带线连接，第二、五、六、四微带线围成“口”字型结构；所述第一、四微带线的共节点为双频耦合器的输入端(M1)，所述第三、五微带线的共接点为双频耦合器的隔离端(M2)，所述第四、七微带线的共节点为双频耦合器的直通端(M3)，所述第五、八微带线的共接点为双频耦合器的耦合端(M4)；
所述第一电容(C1)的一端作为该预失真电路的射频输入，另一端连接双频耦合器的输入端(M1)；同时双频耦合器的输入端(M1)通过另一支路依次连接射频扼流圈(L1)、限流电阻(R1)后接控制电压vcc；
所述第二电容(C2)的一端作为该预失真电路的射频输出，另一端连接双频耦合器的隔离端(M2)；
所述双频耦合器的直通端(M3)连接第一二极管(D1)的输入端，第一二极管(D1)的输入端为第一二极管(D1)的阳极；第一二极管(D1)的输出端接地，第一二极管(D1)的输出端为第一二极管(D1)的阴极；所述双频耦合器的耦合端(M4)连接第二二极管(D2)的输入端，第二二极管(D2)的输入端为第二二极管(D2)的阳极，第二二极管(D2)的输出端接地，第二二极管(D2)的输出端为第二二极管(D2)的阴极。
2.如权利要求1所述的一种应用于无线通信的多带模拟预失真电路，其特征在于所述双频耦合器中的第一、三、七、八微带线为枝节线，第二、六微带线为分支线，第四、五微带线为主线；所述分支线的阻抗Z1、主线的阻抗Z2、枝节线的阻抗Z3的计算方法为：
Figure FDA0004125452560000011
Figure FDA0004125452560000012
Figure FDA0004125452560000021
其中Z0为50欧姆特性阻抗，f1为所需双频中的较低频率、f2为所需双频中的较高频率，
Figure FDA0004125452560000022
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