CN111245380A - Ka波段固态功率放大器预失真器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了Ka波段固态功率放大器预失真器，90°电桥的输出端口通过一个隔直电容与射频信号的输出端口相连；90°电桥的耦合端口与一组所述反向并联肖特基二极管对的一端相连，另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长线相连；述90°电桥的直通端口与另一组反向并联肖特基二极管对的一端相连，另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长线相连；90°电桥的输入端口的隔直电容后并接直流偏置电路；两个反向并联肖特基二极管对均与对应的四分之一开路波长线相连的一端射频接地，两个反向并联肖特基二极管对连接一个对应的调谐电容。结构简单，提高了预失真电路的应用能力；补偿精度高，能够满足功率放大器的非线性预失真线性化要求。

Description

Ka波段固态功率放大器预失真器

技术领域

本发明属于通信设备技术领域，涉及Ka波段固态功率放大器预失真器。

背景技术

随着电子通信技术的不断发展，一方面，较低端的电磁波频谱被人们完全挖掘和使用， 民用通信领域的频谱资源越来越稀缺，军事通信领域对保密性较好的高频段频谱有特殊的 使用需求；另一方面，大数据容量和高数据传输率是现代无线通信系统发展趋势，所以具 有更宽工作频带和更高信息容量的微波及毫米波频段的开发和利用变得日益迫切。通常频 域在30-300GHz(波长介于1-10mm)的电磁波称为毫米波，具有波长短，频带宽，并且与 大气中悬浮颗粒气体和含水物质之间的相互作用强优点，所以毫米波技术在卫星通信、雷 达、电子战、遥感技术等领域占据重要的位置。

而对于毫米波通信系统来说，系统的输出功率大小与线性化特性是其主要指标。系统 输出功率的提高可以使该系统拥有更好的抵抗外界干扰的能力并且具有更大的能量覆盖范 围；系统的线性化特性则保证了通信系统的通信质量。由于系统的输出功率与线性化特性 主要受其末端的高功率放大器决定，但是当功率放大器的输出功率较大时将会产生严重的 非线性失真特性，从而影响系统的通信质量。

随着具有高线性化特性的毫米波通信系统在多个领域的重要的作用。例如在卫星通信 领域，随着世界各国对航空航天领域的关注与重视，卫星通信得以迅速发展。其频带也已 经从微波频段上升至毫米波频段的低端(Ka波段)并会在将来向更高的毫米波频段发展， 同时新的调制技术也在卫星通信领域扩展开来，所以卫星通信领域迫切需要具有高线性化 特性的毫米波功率放大器来满足当前和未来卫星通信系统的要求。

传统功率放大器通常采用功率回退的方法，使得功率放大器在低于的饱和输出功率的 水平下工作以满足严格的线性要求，但是这种方法以牺牲效率为代价来提高功率放大器的 线性度，无法同时满足高效率和高线性，较低的效率会造成效率浪费和成本浪费，是一种 很不经济的方法；现今常用的功率放大器线性化技术主要有前馈，反馈和预失真技术，以 改善功放线性度。前两种技术由于毫米波频段工作波长短，电路工艺要求高，在工作频率 高于20GHz时仍存在一些设计限制，例如主辅路径之间的非线性消除的精度以及额外的模 拟信号处理单元导致的高功耗以及较高的设计复杂度等问题，所以在微波频段较为成熟的 反馈技术、前馈技术等线性化手段难以实施。与前两种线性化技术相比，基于非线性器件 的预失真技术具有尺寸更小，复杂度更低，成本更低的优点。因此预失真技术几乎已是微 波高端、毫米波频段所采用的唯一线性化技术手段。

预失真线性化技术主要研究与功率放大器产生的非线性失真信号特性相反的非线性预 失真信号。目前研究方法主要有两大类：一种为传输式非线性预失真，即通过肖特基二极 管串联或并联结构预失真信号发生器；另一种为反射式非线性预失真，即利用肖特基二极 管非线性特性，配合90°电桥叠加原理，实现预失真信号产生。前者射频信号输入/输出 端口直接与非线性器件连接，但由于不同大小信号工作状态下(线性和非线性)，肖特基二 极管的传输特性差异较大，难以实现宽带内的匹配要求，造成损耗大，与功放失真信号的 匹配差。而反射式预失真由于输入/输出端口驻波为90°电桥的驻波，能够较好地解决了端 口匹配问题，但目前出现的反射式非线性预失真信号产生方法难以满足强非线性预失真需 求以及预失真幅度和相位可控性与可调性。

发明内容

本发明的目的在于：提供了Ka波段固态功率放大器预失真器，解决了目前出现的反射 式非线性预失真信号产生方法难以满足强非线性预失真需求以及预失真幅度和相位可控性 与可调性的问题。

本发明采用的技术方案如下：

Ka波段固态功率放大器预失真器，包括90°电桥、两组反向并联肖特基二极管对、直 流偏置电路、两个调谐电容和两个隔直电容，所述90°电桥的输出端口通过一个所述隔直 电容与射频信号的输出端口相连；90°电桥的耦合端口与一组所述反向并联肖特基二极管 对的一端相连，该反向并联肖特基二极管对的另外一端与设计频段的中心频率的四分之一 开路波长线相连；所述90°电桥的直通端口与另一组所述反向并联肖特基二极管对的一端 相连，该反向并联肖特基二极管对的另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长 线相连；所述90°电桥的输入端口的隔直电容后并接直流偏置电路用于给90°电桥的耦合 端口和直通端口相接的反向并联肖特基二极管对提供偏置电压；两个所述反向并联肖特基 二极管对均与对应的四分之一开路波长线相连的一端射频接地，两个所述反向并联肖特基 二极管对连接一个对应的调谐电容。

进一步地，所述直流偏置电路包括分压限流电阻、偏置高阻线和扇形电容，直流供电 通过分压限流电阻进入偏置高阻线和扇形电容，所述偏置高阻线给肖特基二极管进行直流 馈电，所述扇形电容接地。

进一步地，所述偏置高阻线和扇形电容的两块扇形片的长度均为设计频段的中心频率 的四分之一波长。

进一步地，所述反向并联肖特基二极管对通过高阻线和扇形微带线实现射频接地。

进一步地，所述高阻线和扇形微带线的长度均为设计频段的中心频率的四分之一波长。

进一步地，所述隔直电容采用微带线平行耦合的方式。

进一步地，所述反向并联肖特基二极管对中的肖特基二极管采用MA4E－2037。

进一步地，还包括设置在直流供电与直流偏置电路之间的可调电阻。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明结构简单，设计方便，该设计中所用到的单元电路均为成熟技术，可通过仿真 软件ADS/HFSS进行电路仿真优化，该反射式非线性预失真电路结构简单紧凑、易于加工能够方便的应用毫米波频段，在设计时可根据设计需求进行针对性曲线设计，生产之后也可进行针对性的调试，提高了预失真电路的应用能力；补偿精度高，该反射式非线性预失真电路通过对非线性器件即肖特基二极管进行直流偏置状态的控制，增强了毫米波预失真电路产生的非线性信号的幅度与相位补偿能力，能够满足功率放大器的非线性预失真线性化要求。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作 简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范 围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这 些附图获得其他相关的附图，其中：

图1是本发明的原理框图；

图2是本发明的幅度扩张曲线图；

图3是本发明的相位压缩曲线图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本 发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不 用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。 通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本 发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员 在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与 另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实 际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包 含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包 括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要 素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述 要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

实施例1

如图1所示，本发明较佳实施例提供的Ka波段固态功率放大器预失真器，包括90°电桥、两组反向并联肖特基二极管对、直流偏置电路、两个调谐电容和两个隔直电容，所 述90°电桥的输出端口通过一个所述隔直电容与射频信号的输出端口相连；90°电桥的耦 合端口与一组所述反向并联肖特基二极管对的一端相连，该反向并联肖特基二极管对的另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长线相连；所述90°电桥的直通端口与另一组所述反向并联肖特基二极管对的一端相连，该反向并联肖特基二极管对的另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长线相连；所述90°电桥的输入端口的隔直电容后并接直流偏置电路用于给90°电桥的耦合端口和直通端口相接的反向并联肖特基二极管对提供偏置电压；两个所述反向并联肖特基二极管对均与对应的四分之一开路波长线相连的一端射频接地，两个所述反向并联肖特基二极管对连接一个对应的调谐电容。

本发明：直流偏置电路的目的是给反向并联肖特基二极管对中的二极管加偏置电压， 但又使得射频信号不会从馈电端传输，造成线性化器插损的增大，简单来说就是相当于电 感的作用。主线由线宽远低于射频线线宽组成，这样偏置线的阻抗就会比射频线的阻抗高 很多，这样一来，从射频传输线向偏置线看去，不会影响信号在射频线上的传输。为了使 反向并联肖特基二极管对中的肖特基二极管工作在非线性状态，需要加偏置电压来改变它 的工作状态，然而在射频通道中，是不能存在直流的，所以需要采用隔直电容来保护电路， 90°电桥采用分支线耦合的形式，信号从输入端口进入，先从耦合端口与直通端口经过反 向并联肖特基二极管对产生预失真信号，预失真信号经过开路线的反射，又从耦合端口与 直通端口进入耦合器，最终从输出端口输出。另外，调谐电容采用高Q值的具有高频特性 的贴片电容，主要用于调试中匹配肖特基二极管由于焊接产生的寄生效应，同时也可使预 失真器获得更好的相位特性。通过射频接地实现耦合端口和直通端口的反射，该部分的反 射系数决定了预失真器的插损，反射系数越大，预失真器的插损越小。

该反射式非线性预失真电路结构简单紧凑、易于加工能够方便的应用毫米波频段，在 设计时可根据设计需求进行针对性曲线设计，生产之后也可进行针对性的调试，提高了预 失真电路的应用能力；补偿精度高，该反射式非线性预失真电路通过对非线性器件即肖特 基二极管进行直流偏置状态的控制，增强了毫米波预失真电路产生的非线性信号的幅度与 相位补偿能力，能够满足功率放大器的非线性预失真线性化要求，同时通过偏置电压、可 调电阻以及调谐电容的调整提高了非线性信号幅度扩张与相位压缩程度的控制能力，可以 达到精确幅度和相位补偿。

实施例2

在实施例1的基础之上，提供一种具体的实施方式，所述直流偏置电路包括分压限流 电阻、偏置高阻线和扇形电容，直流供电通过分压限流电阻进入偏置高阻线和扇形电容， 所述偏置高阻线给肖特基二极管进行直流馈电，所述扇形电容接地。

优选地，所述偏置高阻线和扇形电容的两块扇形片的长度均为设计频段的中心频率的 四分之一波长。

其中，所述反向并联肖特基二极管对通过高阻线和扇形微带线实现射频接地。

优选地，所述高阻线和扇形微带线的长度均为设计频段的中心频率的四分之一波长。

优选地，所述隔直电容采用微带线平行耦合的方式。

优选地，所述反向并联肖特基二极管对中的肖特基二极管采用MA4E－2037。

另外，还包括设置在直流供电与直流偏置电路之间的可调电阻。

实施时，本预失真器采用射频PCB集成的方式，射频传输线，90°电桥，偏置电路以及射频接地均采用射频软件仿真直接加工在PCB基板上，而调谐电容，限流分压电阻以及肖特基二极管则采用焊接形式装配在微带线相应的两端。射频PCB选用国外的板材罗杰斯5880，其有较低的介电常数2.2以及在毫米波频段也有较低的损耗，该种板材在毫米波较低的频段应用广泛，介质板的厚度选用0.254mm，以便于装配以及PCB修片。

90°电桥采用分支线耦合的方案设计，该结构包含四个端口，分别是输入端口、直通 端口、耦合端口和隔离端口，选择隔离端口作为输出端口。该结构四端口输出匹配，输出特性阻抗为50Ω，根据设计原理，分支线的主线特性阻抗约为35Ω，两条分支线的特性阻抗为50Ω。通过仿真设计，四端口输出微带线线宽均为0.76mm；主线微带线的线宽为1.12mm，线长为1.04mm；分支线的线宽为0.77mm，线长为1.4mm。通过射频仿真软件 ADS的无源仿真，在工作频段29-31GHz内，传输损耗小于0.3dB，直通端口和耦合端口 的相位差约为90°，两者之间的隔离度大于20dB，基本实现了输入信号的等幅度正交分离； 输入端口带内回波损耗优于-19dB，能实现良好的驻波性能；该分支线电桥满足设计要求。

隔直电容采用微带线平行耦合的方式设计，以减少贴片电容在毫米波频段产生的寄生 效应，影响预失真性能。考虑微带加工的精度和加工间隙的限制，将耦合线的线宽选择0.1mm宽度、耦合线之间的间距为0.1mm以及耦合线的长度为1.95mm。通过优化仿真插 入损耗小于0.1dB并且隔直电容的两端口微带线的特性阻抗为50Ω，以便能够匹配前后级 电路。

直流偏置电路亦采用微带线进行设计。通过四分之一波长的扇形电容和四分之一的偏 置高阻线的组合可在一定的带宽内对射频信号形成开路，可以防止因射频端向直流源看去 因输入阻抗不够大而引起的交流泄露，防止直流偏置电路影响射频信号电路的各部分的阻 抗特性。同时通过改变Vcc能够调整肖特基二极管的静态偏置，从而使得预失真器能够处 于所需要的状态。通过仿真优化得到高阻线的线宽为0.15mm以及四分之一波长线长为 1.9mm；扇形电容的半径为1.5mm以及扇面角度为60°；分压限流电阻采用封装为0603 的贴片电阻，阻值为150Ω(可根据实际调试进行调节)。

肖特基二极管，选用M/A-COM公司MA4E－2037型号，通过烧结方式直接装配在射频PCB微带线的带线两端，通过调节偏置电压，从而获得不同的非线性工作状态，最终产 生不同的非线性失真曲线。在90°电桥的直通端口以及耦合端口均通过微带线接一对反向 并接的肖特基二极管。

肖特基二极管作为预失真线性化电路中的关键部分，它的性能对电路能否达到所需指 标至关重要。选取合适的肖特基二极管要遵循以下几个标准：截止频率高、损耗低、封装 引起的寄生效应小。因为二极管封装会增加分布参数，引入寄生参量从而影响工作性能， 也不便于在软件中进行建模仿真，所以应尽量选取无封装的二极管。最终本文选取的肖特 基二极管为M/A-COM公司生产的裸封装肖特基二极管MA4E－2037，由该二极管的性能参数可以计算出该二极管截止频率：

只有当工作频率小于截止频率的1/3时，肖特基二极管才能在该频率下正常工作。可 见，该器件完全可以用于毫米波段，频率响应范围非常广，因此，完全可用于本设计的与预失真器中。

射频接地，接地线由中心频率所对应的四分之一波长的高阻线、扇形微带线构成的电 容，最后是金属通孔，实现直流信号的接地。

可调电阻，通过偏置电压、可调电阻以及调谐电容的调整提高了非线性信号幅度扩张 与相位压缩程度的控制能力，可以达到精确幅度和相位补偿。

当工作频率为30GHz时，偏置电压为0.6-1.5V，幅相预失真仿真结果如图2、图3所示。从仿真结果可以看出，在不同的偏置状态下该预失真结构的幅度扩张以及相位压缩量均可调。所以该线性化器具有较好的可调性，并且预失真能力良好，满足应用要求。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明的保护范围，任何熟悉 本领域的技术人员在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应 包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：包括90°电桥、两组反向并联肖特基二极管对、直流偏置电路、两个调谐电容和两个隔直电容，所述90°电桥的输出端口通过一个所述隔直电容与射频信号的输出端口相连；90°电桥的耦合端口与一组所述反向并联肖特基二极管对的一端相连，该反向并联肖特基二极管对的另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长线相连；所述90°电桥的直通端口与另一组所述反向并联肖特基二极管对的一端相连，该反向并联肖特基二极管对的另外一端与设计频段的中心频率的四分之一开路波长线相连；所述90°电桥的输入端口的隔直电容后并接直流偏置电路用于给90°电桥的耦合端口和直通端口相接的反向并联肖特基二极管对提供偏置电压；两个所述反向并联肖特基二极管对均与对应的四分之一开路波长线相连的一端射频接地，两个所述反向并联肖特基二极管对连接一个对应的调谐电容。

2.根据权利要求1所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：所述直流偏置电路包括分压限流电阻、偏置高阻线和扇形电容，直流供电通过分压限流电阻进入偏置高阻线和扇形电容，所述偏置高阻线给肖特基二极管进行直流馈电，所述扇形电容接地。

3.根据权利要求2所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：所述偏置高阻线和扇形电容的两块扇形片的长度均为设计频段的中心频率的四分之一波长。

4.根据权利要求1所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：所述反向并联肖特基二极管对通过高阻线和扇形微带线实现射频接地。

5.根据权利要求4所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：所述高阻线和扇形微带线的长度均为设计频段的中心频率的四分之一波长。

6.根据权利要求1所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：所述隔直电容采用微带线平行耦合的方式。

7.根据权利要求1所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：所述反向并联肖特基二极管对中的肖特基二极管采用MA4E－2037。

8.根据权利要求1所述的Ka波段固态功率放大器预失真器，其特征在于：还包括设置在直流供电与直流偏置电路之间的可调电阻。

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