JP7264623B2 - 負荷変調アンプ - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１６年１１月１月に発行され、ＲＥＣＯＮＦＩＧＵＲＡＢＬＥ ＬＯＡＤ ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲと題された米国特許第９，４８４，８６５号、２０１６年９月２８日に出願され、ＲＥＣＯＮＦＩＧＵＲＡＢＬＥ ＬＯＡＤ ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲと題された米国特許出願第１５／２７８，４５０号、及び、２０１６年９月２８日に出願され、ＲＥＣＯＮＦＩＧＵＲＡＢＬＥ ＬＯＡＤ ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲと題された米国特許出願第１５／２７８，２７０号に関する。これら開示は、これにより、参照することによりその全体が、本明細書に組み込まれる。

本開示は、アンプに関し、特に、並列に結合されたキャリアアンプとピークアンプとを有する負荷変調アンプに関する。

慣習的なドハティ電力アンプが、広い電力レンジにわたる高電力バックオフ効率を向上させるために採用されてきた。しかし、周波数が増大すると、アンプデバイスの寄生容量及びインダクタンスに起因して、ドハティ電力アンプの性能が全般的に低下する。約１５ＧＨｚでは、ドハティ電力アンプのバックオフ効率は、周波数とともに線形的に低減し始める。したがって、２８ＧＨｚ、３８ＧＨｚ、及び６０ＧＨｚを含む、第５世代（５Ｇ）の無線ネットワークのミリ波の周波数における所望の出力バックオフ効率を維持することに関し、問題が残っている。さらに、フェーズドアレイのアプリケーションを採用する５Ｇの無線ネットワークは、コスト、複雑さ、及び出力電力の線形性による制約を受ける。さらに、依然として、デジタルプレディストーション技術は、ミリ波の周波数における非線形ドハティ動作に対する解決策として望ましくない。したがって、５Ｇの無線ネットワークミリ波の周波数における動作のためのデジタルプレディストーションを伴わない、出力電力のバックオフ効率と線形動作との両方を提供する、負荷変調電力アンプが未だに必要とされている。

負荷変調アンプが開示されている。この負荷変調アンプは、無線周波数信号の入力電力が所定の電力閾値未満である場合に、無線周波数信号を増幅するためのキャリアアンプと、無線信号の入力電力が所定の電力閾値より大である場合に、無線周波数信号を増幅するための、キャリアアンプと並列に結合されたピークアンプと、を含んでいる。負荷変調アンプは、出力負荷端子を通しての出力のために、キャリアアンプとピークアンプとの両方からの電力を合わせるように構成された出力直角位相カプラをさらに含んでいる。ピークアンプの出力インピーダンスは、出力負荷端子における出力電力の増大とともに単調に増大する。

当業者は、添付図面に関連付けて、好ましい実施形態の以下の詳細な説明を読んだ後に、本開示の範囲を理解し、本開示のさらなる態様を理解することになる。

本明細書に組み込まれるとともに、本明細書の一部を形成する添付図面は、本開示のいくつかの態様を示し、また、記載されるものとともに、本開示の原理を説明する役割を果たす。

本開示にしたがって構築及び構成された負荷変調アンプの第１の実施形態の概略図である。 本開示にしたがって構築及び構成された負荷変調アンプの第２の実施形態の概略図である。 マッチングネットワークに関する例示的な回路のトポロジを示す図である。 本開示の負荷変調アンプの実施形態の、出力電力に対するピークアンプの出力インピーダンスのグラフである。 本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、キャリアアンプと出力とのカップリングのグラフである。 本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、出力の位相シフトに対してのキャリアアンプのグラフである。 本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、ピークアンプと出力とのカップリングのグラフである。 本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、出力の位相シフトに対してのピークアンプのグラフである。 図２の負荷変調アンプの第２の実施形態に関する出力電力に対する、電力付加効率と、ドレインの効率とのグラフである。 図２の負荷変調アンプの第２の実施形態に関する出力電力の関数としての、３次相互変調歪（ＩＭ３）、及び、線形性能指数（ＬＦＯＭ）のグラフである。 慣習的なドハティアンプに対する、図２の負荷変調アンプの第２の実施形態に関する振幅変調－振幅変調（ＡＭ－ＡＭ）の歪みの、出力電力に対するゲインデルタのグラフである。 慣習的なドハティアンプに対する、図２の負荷変調アンプの第２の実施形態に関するＡＭ－位相変調（ＡＭ－ＰＭ）の歪みの、出力電力に対する位相デルタのグラフである。 慣習的なドハティアンプと比較した、図２の負荷変調アンプの第２の実施形態に関する、出力電力に対するエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）のグラフである。 図２の負荷変調アンプの第２の実施形態に関する、出力電力に対する、２：１の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）のミスマッチの下でのＥＶＭのグラフである。 慣習的なドハティアンプに関する、出力電力に対する、２：１のＶＳＷＲのミスマッチの下でのＥＶＭのグラフである。

以下に説明される実施形態は、当業者が、実施形態を実施することを可能にするのに必要な情報を示すとともに、実施形態を実施するベストモードを示している。添付図面に照らして以下の詳細な説明を読むことで、当業者は、本開示のコンセプトを理解し、本明細書で特に扱われていないこれらコンセプトの用途を認識することになる。これらコンセプト及び用途が、本開示及び添付の特許請求の範囲の範囲内にあることを理解されたい。

第１、第２などの用語が本明細書において、様々な要素を記載するために使用される場合があるが、これら要素は、これら用語によっては限定されないものとすることを理解されたい。これら用語は、もっぱら、１つの要素を別のものから区別するために使用される。たとえば、本開示の範囲から逸脱することなく、第１の要素は、第２の要素と称することができ、また、同様に、第２の要素は、第１の要素と称することができる。本明細書で使用される場合、「ａｎｄ／ｏｒ」との用語は、関連する列挙されたアイテムの１つまたは複数のいずれかまたはすべての組合せを含んでいる。

層、領域、または基板などの要素が、別の要素に対して「ｏｎ」であるか、別の要素に対して「ｏｎｔｏ」として延びるものとして言及される場合、層、領域、または基板などの要素は、他の要素の上に直接あるか、他の要素の上に直接延びるものとすることができるか、介在する要素がさらに存在する場合があることを理解されたい。対照的に、ある要素が、別の要素に対して「ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｏｎ」であるか、別の要素に対して「ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｏｎｔｏ」として言及される場合、介在する要素は存在しない。同様に、層、領域、または基板などの要素が、別の要素に対して「ｏｖｅｒ」であるか、別の要素に対して「ｏｖｅｒ」として延びるものとして言及される場合、層、領域、または基板などの要素は、他の要素の上に直接あるか、他の要素の上に直接延びるものとすることができるか、介在する要素がさらに存在する場合があることを理解されたい。対照的に、ある要素が、別の要素に対して「ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｏｖｅｒ」であるか、別の要素に対して「ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｏｖｅｒ」として延びる場合、介在する要素は存在しない。ある要素が、別の要素に対して「ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ」であるか、別の要素に対して「ｃｏｕｐｌｅｄ」であるものとして言及される場合、その要素は、他の要素に直接接続または結合され得るか、介在する要素が存在する場合があることをやはり理解されたい。対照的に、ある要素が、別の要素に対して「ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ」であるか、別の要素に対して「ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ」として言及される場合、介在する要素は存在しない。

「ｂｅｌｏｗ」、または「ａｂｏｖｅ」、または「ｕｐｐｅｒ」、または「ｌｏｗｅｒ」、または「ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ」、または「ｖｅｒｔｉｃａｌ」などの相対的用語は、本明細書において、図に示すように、１つの要素、層、または領域の、別の要素、層、または領域に対する関係を記載するために使用される場合がある。これら用語及び上述の用語は、図に示す向きに加え、デバイスの異なる向きを包含することが意図されていることを理解されたい。

本明細書に使用される用語は、特定の実施形態を記載することのみを目的としており、本開示を限定することは意図されていない。本明細書に使用される場合、単数の形態「ａ」、「ａｎ」、及び「ｔｈｅ」は、文脈が別様に明確に示していない限り、複数の形態も含むことが意図されている。「ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ」、「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」、「ｉｎｃｌｕｄｅｓ」、及び／または「ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ」との用語は、本明細書で使用される場合、述べられた特徴、整数、ステップ、操作、要素、及び／または構成要素の存在を特定するが、１つまたは複数の他の特徴、整数、ステップ、操作、要素、構成要素、及び／またはそれらのグループの存在または追加を除外しないことを、さらに理解されたい。

別様に規定されていない限り、本明細書で使用されるすべての用語（技術的及び科学的用語を含む）は、本開示が属する分野の当業者によって一般的に理解されるものと同じ意味を有している。本明細書に使用される用語は、本明細書の文脈及び関連技術におけるその用語の意味に合う意味を有するものと解釈されるものとし、本明細書においてそのように明確に規定されていない限り、完全な、または過度に形式的な意味では解釈されないことをさらに理解されたい。

図１は、本開示にしたがって構築及び構成された負荷変調アンプ１０の第１の実施形態の概略図である。例示的実施形態では、入力直角位相カプラ１２と出力直角位相カプラ１４との両方が、各々、４つのポートを有し、また、幾何学的に対称であるマイクロストリップまたはストリップラインの構成を有するランゲタイプである。この幾何学的に対称であることにより、キャリアアンプ１６とピークアンプ１８との出力電力を合わせた直角位相の電力を確実にする。キャリアアンプ１６とピークアンプ１８とは、ＲＦ ＩＮとラベルが付された入力端子２０における入力直角位相カプラ１２、及び、ＲＦ ＯＵＴとラベルが付された出力負荷端子２２における出力直角位相カプラ１４によって、並列に結合されている。

入力直角位相カプラ１２と出力直角位相カプラ１４との両方は、通常は、０．２５ｄＢ未満の挿入損失と、おおよそのオクターブ周波数の作動バンド幅とを有している。たとえば、一実施形態では、入力直角位相カプラ１２と出力直角位相カプラ１４とは、両方とも、１２ＧＨｚの最小周波数及び２４ＧＨｚの最大周波数を有するランゲカプラである。別の実施形態では、入力直角位相カプラ１２と出力直角位相カプラ１４とは、両方とも、１８ＧＨｚの最小周波数及び３６ＧＨｚの最大周波数を有するランゲカプラである。さらに別の実施形態では、入力直角位相カプラ１２と出力直角位相カプラ１４とは、両方とも、２７ＧＨｚの最小周波数及び５４ＧＨｚの最大周波数を有するランゲカプラである。

入力インピーダンス終端ネットワーク２４は、入力直角位相カプラ１２の入力終端ポートとグラウンドとの間に結合されている。ピークアンプ１８に含まれるマッチングネットワーク２８のネットワーク出力端子２６は、出力直角位相カプラ１４の第１のポートＰ１に結合されている。少なくとも１つの実施形態では、マッチングネットワーク２８は、インダクタンス、静電容量、及び抵抗を有する受動的電気構成要素のみで形成されている。入力インピーダンス終端ネットワーク２４の決まったインピーダンスよりも高い決まったインピーダンスを有する絶縁終端ネットワーク３０は、出力直角位相カプラ１４の第２のポートＰ２と、グラウンドとの間に結合されている。ピークアンプ１８に関するバイアス電流ＩＢＩＡＳは、マッチングネットワーク２８のマッチングインピーダンスと組み合わせて設定及び／または制御され、それにより、ネットワーク出力端子２６から見たピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が、負荷変調アンプ１０の出力電力が増大するにつれて単調に増大する。この例示的実施形態では、バイアス電流ＩＢＩＡＳは、マッチングネットワーク２８を通してピークアンプ１８に供給される。

例示的実施形態では、入力インピーダンス終端ネットワーク２４の決まったインピーダンスは５０Ωであり、絶縁終端ネットワーク３０の決まったインピーダンスは、実質的に５０Ωより大であり、また、いくつかの例示的実施形態では、絶縁終端ネットワーク３０の決まったインピーダンスは、１０００Ωほどの大きさである。図１の例示的実施形態では、キャリアアンプ１６から出力される、増幅された無線周波数信号は、第３のポートＰ３に入力され、出力負荷端子２２に結合された第４のポートＰ４を出る前に、０度の位相シフトを経る。

さらに、この例示的実施形態では、１つまたは複数の窒化ガリウム電界効果トランジスタ３２が、入力端子２０における無線周波数信号の入力の、増幅されたコピーをマッチングネットワーク２８に供給する。ピークアンプ１８に関するバイアスポイントが、所望の応答のためにアンプを構成するために、ＡまたはＡＢなどの他のクラスに関して設定される場合があることに留意されたい。

図２は、本開示にしたがって構築及び構成された負荷変調アンプ１０の第２の実施形態の概略図である。負荷変調アンプ１０の例示的実施形態は、９０ＧＨｚより大である遷移周波数の、０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術を使用して製造される場合がある。図２の例示的実施形態では、キャリアアンプ１６から出力される、増幅された無線周波数信号は、第３のポートＰ３に入力され、出力負荷端子２２に結合された第４のポートＰ４を出る前に、９０度の位相シフトを経る。

いくつかの実施形態では、キャリアアンプ１６は、第１の供給電圧でバイアスがかけられ、また、ピークアンプ１８は、第２の供給電圧でバイアスがかけられ、ここで、第２の供給電圧は、第１の供給電圧より１０％から５０％大である。いくつかの実施形態では、第２の供給電圧は、第１の供給電圧より５０％から１００％大である。図１及び図２の例示的実施形態では、第１の供給電圧は１０Ｖであり、第２の供給電圧は、第１の供給電圧より８０％大である１８Ｖである。さらに他の実施形態では、第２の供給電圧は、第１の供給電圧より１００％から２００％大である。さらに他の実施形態では、第２の供給電圧は、第１の供給電圧より２００％から１０００％大である。

図３は、マッチングネットワーク２８に関する例示的な回路のレイアウトを示す図である。この実施例では、マッチングネットワークは、電界効果トランジスタ３２とネットワーク出力端子２６との間に直列に結合された第１の伝達線ＴＬ１及び第２の伝達線ＴＬ２で形成されている。第１の同調スタブＳＴ１及び第２の同調スタブＳＴ２は、第１の伝達線ＴＬ１と第２の伝達線ＴＬ２との間のノードに結合されている。第１のコンデンサＣ１は、第１の同調スタブＳＴ１の外側端部と、グラウンドとの間に、パッド３４－１を介して結合されている。破線の円はバイアを示している。第２のコンデンサＣ２は、第２の同調スタブＳＴ２の外側端部と、グラウンドとの間に、パッド３４－２を介して結合されている。この例示的ケースでは、バイアス電流ＩＢＩＡＳのバイアス電流レベル設定と組み合わせた、第１の同調スタブＳＴ１のチューニングと、第２の同調スタブＳＴ２のチューニングとは、ネットワーク出力端子２６におけるピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０（図１及び図２）が、負荷変調アンプ１０の出力電力が増大するにつれて単調に増大することを確実にするように、実施される。

この例示的実施形態では、マッチングネットワーク２８及び電界効果トランジスタ３２は、共通の基板３６上に製造される。この実施例では、電界効果トランジスタ３２は、Ｍ１、Ｍ２、及びＭ３と個別にラベルが付される。増幅される無線周波数信号は、それぞれ、ゲートＧ１、Ｇ２、及びＧ３における入力である。ソースＳ１、Ｓ２、及びＳ３は、それぞれ、パッド３４－３、３４－４、３４－５、及び３４－６を介してグラウンドに結合されている。ドレインＤ１、Ｄ２、及びＤ３は、マニホルド３８によってマッチングネットワーク２８に結合している。マッチング構造とバイアスポイントの他の組合せが、ピークアンプ出力インピーダンスＺ０の単調な増大を達成することが実現可能であり、そのため、図３の例示的実施形態は非限定的であることを理解されたい。

例示的な反復設計の方法は、負荷変調アンプ１０の実施形態の性能をシミュレーションする無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）シミュレーションソフトウェアを採用している。例示的設計方法の目的は、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が、出力電力が増大するにつれて単調に増大することを確実にすることである。少なくとも別の目的は、１０ｄＢの出力電力バックオフにおける負荷変調アンプ１０の実効的な線形動作を達成することである。

例示的な反復設計方法は、マッチングネットワーク２８に適切な回路トポロジを選択することで開始される。例示的実施形態では、適切な回路トポロジは、マイクロストリップで形成されたＬのネットワークである。マッチングネットワーク２８の回路トポロジを含む負荷変調アンプ１０のモデルは、このため、ＲＦＩＣシミュレーションソフトウェアを実行するデジタルコンピュータへ入力される。次のステップは、回路トポロジを形成する構成要素に関する初期値を設定すること、及び、バイアス電流ＩＢＩＡＳに関する初期の電流レベルを設定することを含んでいる。ＲＦＩＣシミュレーションソフトウェアを使用する負荷変調アンプ１０のモデルのシミュレーションは、所望の出力電力レンジに関して呼び出され、ピークアンプ１８に関する散乱パラメータＳ２２のシミュレーションされた測定値を生成するために当該電力レンジが掃引される。出力インピーダンスＺ０の測定値は、散乱パラメータＳ２２の測定値から得られる場合がある。散乱パラメータＳ２２の測定値と出力インピーダンスＺ０の測定値とのいずれかは、出力インピーダンスＺ０が、所望の出力電力レンジにわたって増大する出力電力とともに単調に増大するかを判定するために処理される。このことは、キャリアアンプが、所定の電力閾値より低い低出力電力レベルにおいて結合され、所定の電力閾値より高い高出力電力レベルにおいて結合解除されることを確実にする。

出力インピーダンスＺ０が、所望の出力電力レンジにわたって増大する出力電力とともに単調に増大していないと判定された場合、ピークアンプ１８に関する散乱パラメータＳ２２の新たなシミュレーションされた測定値を生成するために、出力電力レンジが再び掃引される前に、マッチングネットワークの少なくとも１つの構成要素の値が調整される、及び／または、バイアス電流ＩＢＩＡＳが調整される。新たな散乱パラメータＳ２２の測定値と、新たな出力インピーダンスＺ０の測定値とのいずれかは、出力インピーダンスＺ０が、所望の出力電力レンジにわたって増大する出力電力とともに単調に増大するかを判定するために処理される。判定が肯定である場合、本方法は完了し、負荷変調アンプ１０が実現され、研究所の試験で検証される。そうでなければ、シミュレーションにより、ピークアンプ１８の出力インピーダンスが、出力負荷端子２２において増大する出力電力とともに単調に増大することが示されるまで、反復設計方法が継続される。本開示の反復設計方法が、ＲＦＩＣシミュレーションソフトウェアの実行を制御するデジタルコンピュータによって実行される追加のプログラム指示により、全体として自動化されている場合があることを理解されたい。さらに、プログラム指示は、出力電力の線形性の所望のレベルに収束する概略的方式で、回路トポロジを作り上げる構成要素に関する値、及び／または、バイアス電流ＩＢＩＡＳに関する電流レベルを調整する場合がある。

図４は、負荷変調アンプ１０の、出力電力に対するピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０のグラフである。図４のグラフは、代表例ではないが、かなり望ましいピークアンプ１８の出力インピーダンスを示している。この出力インピーダンスは、２．５ｄＢｍから３５ｄＢｍの間の広い出力電力レンジにわたり、出力負荷端子２２において出力電力の増大とともに単調に増大する。対照的に、ドハティアンプなどの、ピークアンプを有するアンプの他のタイプは、ピークアンプのトランジスタが、通常、動的に電流を増加させるようにバイアスして電力を増加させるにつれて減少する出力インピーダンスを有し、出力電力の増大とともに単調に増大する出力インピーダンスを有していない。

負荷変調アンプ１０の少なくともいくつかの例示的実施形態では、負荷変調アンプ１０により、１５ＧＨｚから１００ＧＨｚの間の周波数を有する無線周波数信号に対する線形の電圧ゲインが提供される。負荷変調アンプ１０の他の例示的実施形態は、３０ＧＨｚから５０ＧＨｚの間の周波数を有する無線周波数信号に対する線形の電圧ゲインを提供する。

本実施形態のピークアンプ１８の出力インピーダンスの増大により、効果的に、キャリアアンプ１６からの出力に搬送された電力をピークアンプ１８に導く。少なくとも１つの例示的実施形態では、ピークアンプ１８の出力インピーダンスは、出力負荷端子において２．５ｄＢｍから３５ｄＢｍの間で出力電力が増大するにつれて、３０Ωから１００Ωの間で単調に増大する。少なくとも１つの他の例示的実施形態では、ピークアンプの出力インピーダンスは、出力負荷端子において２．５ｄＢｍから２９ｄＢｍの間で出力電力が増大するにつれて、３０Ωから５０Ωの間で単調に増大する。少なくとも１つの追加の例示的実施形態では、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０は、出力負荷端子において２９ｄＢｍから３５ｄＢｍの間で出力電圧が増大するにつれて、５０Ωから１００Ωの間で単調に増大する。他の実施形態では、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０は、出力負荷端子において３ｄＢから１６ｄＢの間の出力電力バックオフ（ＯＰＢＯ）にわたり出力電圧が増大するにつれて、１．５倍から４倍の間で単調に増大する。

図５から図８のグラフは、絶縁終端ネットワーク３０が、５０Ω未満、特に、シミュレーションのために０．１Ωに設定された絶縁インピーダンスを有する、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態のシミュレーションから生成される。図５は、本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、キャリアアンプと出力のカップリングのグラフである。具体的には、図５のグラフは、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が増大するにつれて、キャリアアンプ１６が出力負荷端子２２から結合解除されることを示している。図４のグラフをふたたび参照すると、２．５ｄＢｍから５ｄＢｍの間の比較的低い出力電力において、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が、３０Ωに近いことに留意されたい。図５に実線で示すように、ピークアンプ１８の３０Ωの出力インピーダンスＺ０により、約３０ＧＨｚから５０ＧＨｚまでの周波数レンジにわたる、出力負荷端子２２に対するキャリアアンプの電力の約－３ｄＢのカップリングが許容されている。

図４のグラフをふたたび参照すると、２９ｄＢｍに近い比較的中間の出力電力において、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が、５０Ωに近いことに留意されたい。図５に一点鎖線で示すように、ピークアンプ１８の５０Ωの出力インピーダンスＺ０により、約３６ＧＨｚから５０ＧＨｚまでの周波数レンジにわたる、出力負荷端子２２に対するキャリアアンプの電力の約－４ｄＢのみのカップリングが許容されている。

ふたたび、図４のグラフに戻って参照すると、３２ｄＢｍに近い比較的高い出力電力において、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が、９０Ωに近いことに留意されたい。図５に破線で示すように、ピークアンプ１８の９０Ωの出力インピーダンスＺ０により、約３０ＧＨｚから４４ＧＨｚまでの周波数レンジにわたる、出力負荷端子２２に対するキャリアアンプの電力の約－６ｄＢのみのカップリングが許容されている。ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が９０Ωのケースでは、キャリアアンプ１６の出力電力の寄与は、キャリアアンプ１６が出力負荷端子２２から実質的に結合解除されたものと見なされ得るのに十分小さい。０．１Ωの比較的低い絶縁インピーダンスに関する、キャリアアンプ１６からピークアンプ１８への、そのような出力電力の操作は、ドハティタイプのアンプでは生じず、この理由は、ドハティ動作が、電力が増大するにつれてピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０を増大させないためである。

図６は、本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、キャリアアンプと出力の位相シフトのグラフである。出力直角位相カプラ１４を通しての、キャリアアンプの出力の位相シフトが、３０Ωから９０Ωの間のレンジのピークアンプの出力インピーダンスＺ０に関し、３０ＧＨｚから５０ＧＨｚの間で０度の±２０度内にあるままであることに留意されたい。

図７は、本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、ピークアンプと出力のカップリングのグラフである。具体的には、図７のグラフは、ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が増大するにつれて、ピークアンプ１８が出力負荷端子２２に結合することを示している。図７に実線で示すように、ピークアンプ１８の３０Ωの出力インピーダンスＺ０により、約３０ＧＨｚから５０ＧＨｚまでの周波数レンジにわたる、出力負荷端子２２に対するピークアンプの電力の－３ｄＢのカップリングが許容されている。さらに、図７に一点鎖線で示すように、ピークアンプ１８の５０Ωの出力インピーダンスＺ０により、約３０ＧＨｚから５０ＧＨｚまでの周波数レンジにわたる、出力負荷端子２２に対するキャリアアンプの電力の、－２ｄＢの直下から－２．５ｄＢの間で良好なカップリングが得られる。図７に破線でさらに示すように、ピークアンプ１８の９０Ωの出力インピーダンスＺ０により、３０ＧＨｚから５０ＧＨｚまでの周波数レンジにわたる、出力負荷端子２２に対するキャリアアンプの電力の約－２ｄＢから－２．５ｄＢの間のカップリングが提供される。ピークアンプ１８の出力インピーダンスＺ０が９０Ωのケースでは、負荷変調アンプ１０の出力負荷端子２２における出力電力の寄与は、ピークアンプ１８が実際に出力負荷端子２２に結合しているものと見なされ得るのに十分大である。

図８は、本開示の負荷変調アンプの実施形態に関する、ミリ波の周波数に対する、ピークアンプと出力の位相シフトのグラフである。出力直角位相カプラ１４を通しての、ピークアンプの出力の位相シフトが、３０Ωから９０Ωの間のレンジのピークアンプの出力インピーダンスＺ０に関し、３６ＧＨｚから４２ＧＨｚの間で９０度の±１０度内にあるままである。少なくともいくつかの実施形態では、負荷変調アンプ１０は、所与のＯＰＢＯレンジの半分に対応する５ｄＢの電力レンジにわたる出力電力に関する、±１度以下の位相の変化を有している。

図９は、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態に関する出力電力に対する、電力付加効率と、ドレインの効率とのグラフである。図９のグラフは、負荷変調アンプ１０のシミュレーションの実行によって生成した。ここで、キャリアアンプ１６及びピークアンプ１８は、９０ＧＨｚより大である遷移周波数の、０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した。キャリアアンプに関する第１の供給電圧は１０Ｖに設定し、一方、ピークアンプに関する第２の供給電圧は１８Ｖに設定した。また、キャリアアンプ１６の第１のバイアス電流は、絶縁終端ネットワーク３０が０．１Ωに設定された状態で、ピークアンプ１８の第２のバイアス電流より大のレベルに設定した。これらセッティングにより、１０ｄＢの出力電力のバックオフにおける少なくとも４５％のＯＰＢＯドレイン効率が提供された。太い一点鎖線で示された電力付加効率により、９０ＧＨｚより大である遷移周波数での同じ０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した慣習的なドハティアンプに関する、細い一点鎖線で示した電力付加効率に対する、１０ｄＢのＯＰＢＯにおける少なくとも６％の向上が示されている。さらに、太い実線で示されたドレイン効率は、９０ＧＨｚより大である遷移周波数での同じ０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した慣習的なドハティアンプに関する、細い実線で示したドレイン効率に対し、１０ｄＢのＯＰＢＯにおいて少なくとも８％だけ向上した。

図１０は、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態に関する出力電力の関数としての、３次相互変調歪（ＩＭ３）、３次の交差点（ＩＰ３）、及び、線形性能指数（ＬＦＯＭ）のグラフである。ＬＦＯＭが、消散した電力によって割られたＩＰ３に等しいことに留意されたい。実線は、図２の負荷変調アンプ１０の第１の実施形態に関するＩＭ３、ＩＰ３、及びＬＦＯＭの応答を示している。一方、破線は、９０ＧＨｚより大である遷移周波数での同じ０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した慣習的なドハティアンプに関する、ＩＭ３、ＩＰ３、及びＬＦＯＭの応答を示している。負荷変調アンプ１０が、５ｄＢｍから２３ｄＢｍの間の広い出力電力レンジにわたる、１０ｄＢｃのＩＭ３より大である性能を達成することに注意されたい。ＩＭ３の向上が、１０ｄＢのＯＰＢＯにおける、２２ｄＢｍの慣習的なドハティに対して、かなり大であることに特に注意されたい。さらに、負荷変調アンプ１０により、１０ｄＢのＯＰＢＯに対して、２５：１より大であるＬＦＯＭが達成される。このことは、慣習的なドハティアンプに対して５倍向上している。

図１１は、慣習的なドハティアンプに対する、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態に関する振幅変調－振幅変調（ＡＭ－ＡＭ）の歪みの、出力電力に対するゲインデルタのグラフである。図１２は、慣習的なドハティアンプに対する、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態に関するＡＭ－位相変調（ＡＭ－ＰＭ）の歪みの、出力電力に対する位相デルタのグラフである。図１１の実施例に示すように、第１の実施形態は、３９ＧＨｚから４１ＧＨｚの周波数レンジにわたり、１５ｄＢｍから２５ｄＢｍの間の出力電力に関し、０．５％以下の振幅ゲインの変化を有している。少なくともいくつかの実施形態では、負荷変調アンプ１０は、所与のＯＰＢＯレンジに対応する１０ｄＢの電力レンジにわたる出力電力に関する、０．５％以下の振幅ゲインの変化を有している。負荷変調アンプ１０と慣習的なドハティアンプとの両方は、９０ＧＨｚより大である遷移周波数の、同じ０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した。負荷変調アンプ１０と慣習的なドハティアンプとの両方のシミュレーションにより、９．０ｄＢから９．５ｄＢの間のピーク対平均電力比で、８０ＭＨｚのバンド幅にわたり、８０２．１１ａｃに類似の複合無線忠実度（Ｗｉ－Ｆｉ）信号を処理した。図１１及び図１２は、結果として得られるＡＭ－ＡＭ、及び、ＡＭ－ＰＭの歪みの特性を与えている。太い実線は、負荷変調アンプ１０に関する３９ＧＨｚ、４０ＧＨｚ、及び４１ＧＨｚの応答を示している。一方、細い実線は、慣習的なドハティアンプに関する３９ＧＨｚ、４０ＧＨｚ、及び４１ＧＨｚの応答を示している。図１１のグラフと図１２のグラフとの両方は、負荷変調アンプ１０が、慣習的なドハティアンプに対して比較的劇的に向上していることを示している。

５Ｇのミリ波システムに関し、－２６ｄＢ未満のエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）が適当である場合があり、このことは、～５％のＥＶＭに対応すると考えられている。図１３は、慣習的なドハティアンプと比較した、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態に関する、出力電力に対するＥＶＭのグラフである。太い実線は、負荷変調アンプ１０に関する３９ＧＨｚ、４０ＧＨｚ、及び４１ＧＨｚの応答を示している。一方、細い実線は、慣習的なドハティアンプに関する３９ＧＨｚ、４０ＧＨｚ、及び４１ＧＨｚの応答を示している。負荷変調アンプ１０と慣習的なドハティアンプとの両方が、１０ｄＢのＯＰＢＯに関する出力電力の、２２ｄＢｍまでの、－２６ｄＢ未満のＥＶＭの線形性の要求を満たしている。しかし、負荷変調アンプ１０は、より高いＯＰＢＯレベルにおいて、かなり低い歪みを与え、このことは、慣習的なドハティアンプに対する、固有の線形性の利点を示している。たとえば、図１３に示すように、負荷変調アンプ１０は、１０ｄＢｍから２０ｄＢｍの間の出力電力のレンジに関し、２％以下のＥＶＭを有している。少なくともいくつかの実施形態では、負荷変調アンプ１０は、３ｄＢから１６ｄＢの間の所与のＯＰＢＯレンジに対応する出力電力に関する、２％以下のエラーベクトル振幅を有している。ミリ波の通信システムが将来発展すると、より高いピーク対平均電力比の、より高い次数の変調が、データの処理容量の向上を達成するために、数パーセント未満の、より低いＥＶＭの要請を必要とすることになる。全体として、負荷変調アンプ１０と、慣習的なドハティアンプとの両方は、９０ＧＨｚより大である遷移周波数の、同じ０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した。

ミリ波の通信システムに関し、慣習的な電力アンプは、動的に変化する電圧定在波比（ＶＳＷＲ）、望ましくない無線周波数の干渉、ならびに、パッケージングの寄生インダクタンス及び静電容量の変化の影響を受けやすい。結果として、負荷変調アンプ１０は、そのような不利な状況に対処するように構成されている。図１４は、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態に関する、出力電力に対する、２：１のＶＳＷＲのミスマッチの下でのＥＶＭに関するシミュレーションの結果のグラフである。グラフ化されたカーブは、アンテナＶＳＷＲのミスマッチに起因して実効的なアンテナインピーダンスに関連付けられている。このことは、５０ΩのＶＳＷＲ未満のミスマッチ、または、５０ΩのＶＳＷＲより高いミスマッチを生じ得る、フェーズドアンテナアレイのスキャニング、及び／または無線周波数の干渉に起因する場合がある。垂直な破線は、－２６ｄＢのＥＶＭが満たされる最大の線形電力レンジを示している。２：１のＶＳＷＲのミスマッチに対する、５ｄＢｍから２５ｄＢｍの線形電力レンジは、図１５に示されているものに対し、比較的劇的に向上している。この図は、慣習的なドハティアンプに関する、出力電力に対する、２：１のＶＳＷＲのミスマッチの下でのＥＶＭのグラフである。少なくともいくつかの実施形態では、負荷変調アンプ１０は、２：１の電圧定在波比のミスマッチに対し、３ｄＢから１６ｄＢの間の所与のＯＰＢＯレンジに対応する出力電力に関する、最大の線形エラーベクトル振幅を有している。比較の目的のために、慣習的なドハティアンプを、９０ＧＨｚより大である遷移周波数の、同じ０．１５ミクロンのＴゲート窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ技術でモデル化した。この技術は、図２の負荷変調アンプ１０の第２の実施形態をモデル化するために使用した。さらに、負荷変調アンプ１０の第２の実施形態と、慣習的なドハティアンプとの両方に関し、キャリアアンプ１６に関する第１の供給電圧は１０Ｖに設定し、一方、ピークアンプ１８に関する第２の供給電圧は１８Ｖに設定した。また、キャリアアンプ１６の第１のバイアス電流は、絶縁終端ネットワーク３０が０．１Ωに設定された状態で、ピークアンプ１８の第２のバイアス電流より大の電流レベルに設定した。

本開示の実施形態は、基本となる線形の有効な窒化ガリウム電力アンプの用途で採用可能である。そのような用途には、限定ではないが、５Ｇのベースステーション、５Ｇのミリメートルフェーズドアレイ、Ｗｉ－Ｆｉ８０２．１１ａｘ、ＣＡＴＶ ＤＯＣＳＩＳ ３．１ Ｐｌｕｓ、ならびに、向上した軍事及び防衛無線通信が含まれる。

当業者は、本開示の好ましい実施形態に対する向上及び変更を理解するであろう。そのような向上及び変更のすべては、本明細書に開示のコンセプト、及び、添付の特許請求の範囲の範囲内にあるものと見なされる。

Claims (21)

1. 負荷変調アンプであって、
   無線周波数信号の入力電力が所定の電力閾値未満である場合に、前記無線周波数信号を増幅するためのキャリアアンプと、
   前記無線周波数信号の入力電力が前記所定の電力閾値より大である場合に、前記無線周波数信号を増幅するための、前記キャリアアンプと並列に結合されたピークアンプであって、前記キャリアアンプは、第１の供給電圧でバイアスがかけられ、前記ピークアンプは前記第１の供給電圧より１０％から１０００％大きい第２の供給電圧でバイアスがかけられている、ピークアンプと、
   出力負荷端子を通しての出力のために、前記キャリアアンプと前記ピークアンプとの両方からの電力を合わせるように構成された出力直角位相カプラであって、前記ピークアンプの出力インピーダンスが、前記出力負荷端子における前記負荷変調アンプの出力電力の増大とともに単調に増大する、前記出力直角位相カプラと、を備えた、負荷変調アンプ。
2. 前記ピークアンプの出力インピーダンスが、前記出力負荷端子において２．５ｄＢｍから３５ｄＢｍの間で出力電力が増大するにつれて、３０Ωから１００Ωの間で単調に増大する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
3. 前記ピークアンプの出力インピーダンスが、前記出力負荷端子において２．５ｄＢｍから２９ｄＢｍの間で出力電力が増大するにつれて、３０Ωから５０Ωの間で単調に増大する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
4. 前記ピークアンプの出力インピーダンスが、前記出力負荷端子において３ｄＢから１６ｄＢの間の出力電力バックオフレンジにわたって出力電力が増大するにつれて、１．５倍から４倍の間で単調に増大する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
5. 前記出力直角位相カプラがランゲカプラである、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
6. 前記ピークアンプが、５０Ωより大であるインピーダンスを有する絶縁終端ネットワークに結合されるように構成されており、前記キャリアアンプが、前記出力直角位相カプラの０度の位相シフトのポートを通して前記出力負荷端子に結合されている、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
7. 前記ピークアンプが、５０Ω未満であるインピーダンスを有する絶縁終端ネットワークに結合されるように構成されており、前記キャリアアンプが、前記出力直角位相カプラの９０度の位相シフトのポートを通して前記出力負荷端子に結合されている、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
8. 前記キャリアアンプが、前記第１の供給電圧でバイアスがかけられ、前記ピークアンプが、前記第２の供給電圧でバイアスがかけられ、前記第２の供給電圧が、前記第１の供給電圧より１０％から５０％大である、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
9. 前記キャリアアンプが、前記第１の供給電圧でバイアスがかけられ、前記ピークアンプが、前記第２の供給電圧でバイアスがかけられ、前記第２の供給電圧が、前記第１の供給電圧より５０％から１００％大である、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
10. 前記キャリアアンプが、前記第１の供給電圧でバイアスがかけられ、前記ピークアンプが、前記第２の供給電圧でバイアスがかけられ、前記第２の供給電圧が、前記第１の供給電圧より１００％から１０００％大である、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
11. 前記ピークアンプに提供されるバイアス電流が、前記キャリアアンプに提供されるバイアス電流より低い、請求項８に記載の負荷変調アンプ。
12. 前記キャリアアンプが、前記第１の供給電圧でバイアスがかけられ、前記ピークアンプが、前記第１の供給電圧と異なる前記第２の供給電圧でバイアスがかけられ、前記ピークアンプに提供されるバイアス電流が、前記キャリアアンプに提供されるバイアス電流より低い、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
13. 前記ピークアンプが、前記出力負荷端子において、出力電圧が増大するにつれて増大する、前記ピークアンプの前記出力インピーダンスに寄与するマッチングネットワークを備えている、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
14. 前記マッチングネットワークが、受動電気構成要素のみを備えている、請求項１３に記載の負荷変調アンプ。
15. 前記ピークアンプが窒化ガリウムアンプである、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
16. 前記負荷変調アンプが、１５ＧＨｚから１００ＧＨｚの線形の電圧ゲインを提供する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
17. 前記負荷変調アンプが、３０ＧＨｚから５０ＧＨｚの線形の電圧ゲインを提供する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
18. 所与の出力電力バックオフレンジに対応する１０ｄＢの電力レンジにわたる出力電力に関する、０．５％以下の振幅ゲインの変化を有する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
19. 所与の出力電力バックオフレンジの半分に対応する５ｄＢの電力レンジにわたる出力電力に関する、±１度以下の位相の変化を有する、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
20. ３ｄＢから１６ｄＢの間の所与の出力電力バックオフレンジに対応する出力電力に関する、２％以下のエラーベクトル振幅を有している、請求項１に記載の負荷変調アンプ。
21. ２：１の電圧定在波比のミスマッチに対し、３ｄＢから１６ｄＢの間の所与の出力電力バックオフレンジに対応する出力電力に関する、最大の線形エラーベクトル振幅を有している、請求項１に記載の負荷変調アンプ。

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