CN113904627A - 基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器 - Google Patents

基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器 Download PDF

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CN113904627A CN202111072175.XA CN202111072175A CN113904627A CN 113904627 A CN113904627 A CN 113904627A CN 202111072175 A CN202111072175 A CN 202111072175A CN 113904627 A CN113904627 A CN 113904627A
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郑少勇
龙云亮
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Abstract

本发明公开了一种基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器，所述的Doherty功率放大器电路由威尔金森功分器、相位可调差分移相器、主放大器、辅助放大器和后匹配网络五部分构成。本发明通过采用可调差分移相器的结构，可以在不同频率与不同输入功率情况下对主、辅放大器的输入相位进行灵活调控，从而提高功率放大器在宽回退区域内的性能。其中，主、辅放大器分别处于AB类和C类工作状态，通过输出匹配网络与后匹配网络的设计，实现了Doherty功率放大器宽回退范围的特性。本发明的Doherty功率放大器具有宽功率回退范围、高效率的特点，同时其结构简单、可调方式便捷，适用于下一代移动通信系统。

Description

基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及功率放大器技术领域，尤其是面向第五代移动通信的一种基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器。
背景技术
随着第五代移动网络(5G)的发展，其超高速率、高可靠性、海量连接等特性对无线通信系统中的各个设备提出了更高的性能要求。为了提高数据传输速率和信道容量，系统应该工作在更高的频率并具有更宽的信号带宽；同时，随着调制技术的复杂化，5G信号的峰均功率比将进一步增加；此外，未来5G基站的数量将呈爆炸性增长，能量耗散的问题将更加严重。作为发射机的重要组成部分，功率放大器的性能直接影响系统的通信距离、信号质量、功耗等关键指标，因此，面向新一代移动通信应用的功率放大器需要在更高的频段运行、具有较宽的工作带宽和功率回退范围，同时还能保持卓越的效率和线性度。
Doherty功率放大器因其出色的输出功率回退性能与设计结构简单等优势被广泛应用于通信系统中的基站功率放大。Doherty功率放大器通过辅助功放的有源负载调制效应使主放大器提前达到饱和，从而实现较高的功率回退效率。受到晶体管相位特性随偏置电压改变和匹配网络群延时不理想的影响，主放大器和辅助放大器的输出端相位在不同频率和不同输入功率情况下的变化不同，导致结合点处的电流相位失配从而影响功率放大器的性能。传统Doherty功率放大器采用一段微带传输线进行补偿，仅能实现单一频率单一功率点的相位补偿，仍不能改善其他情况下的性能。
发明内容
针对上述至少一个技术问题，本发明的目的在于提供一种基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器，包括：
威尔金森功分器；所述威尔金森功分器包括输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输出端和第二输出端的输出功率分配比为一比一；
相位可调差分移相器；所述相位可调差分移相器包括主移相单元和辅助移相单元，所述主移相单元的输入端与所述第一输出端连接，所述辅助移相单元的输入端与所述第二输出端连接；
主放大器；所述主放大器的输入端与所述主移相单元的输出端连接，所述主放大器工作在AB类工作状态；
辅助放大器；所述辅助放大器的输入端与所述辅助移相单元的输出端连接，所述辅助放大器工作在C类工作状态；
后匹配网络；所述后匹配网络的第一输入端与所述主放大器的输出端连接，所述后匹配网络的第二输入端与所述辅助放大器的输出端连接。
进一步地，所述主移相单元和所述辅助移相单元具有相同的电路结构。
进一步地，所述主移相单元包括第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线、第一变容二极管和第二变容二极管；
所述第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线依序连接；
所述第一微带耦合线和所述第三微带耦合线沿水平方向放置，所述第二微带耦合线和所述第四微带耦合线沿垂直方向放置；
所述第一微带耦合线的直通端连接所述第二微带耦合线的左下端口；所述第一微带耦合线的耦合端加载第一变容二极管接地；
所述第二微带耦合线的上端两线短路连接，所述第二微带耦合线的右下端口连接所述第三微带耦合线的左上端口；
所述第三微带耦合线的直通端加载第二变容二极管接地，所述第三微带耦合线的耦合端连接所述第四微带耦合线的右上端口；
所述第四微带耦合线的下端两线短路连接，所述第四微带耦合线的左上端口连接所述第一微带耦合线的右下端口；
所述第一微带耦合线的左上端口作为所述主移相单元的输入端，所述第三微带耦合线的右下端口作为所述主移相单元的输出端。
进一步地，所述辅助移相单元包括第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线、第一变容二极管和第二变容二极管；
所述第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线依序连接；
所述第一微带耦合线和所述第三微带耦合线沿水平方向放置，所述第二微带耦合线和所述第四微带耦合线沿垂直方向放置；
所述第一微带耦合线的直通端连接所述第二微带耦合线的左下端口；所述第一微带耦合线的耦合端加载第一变容二极管接地；
所述第二微带耦合线的上端两线短路连接，所述第二微带耦合线的右下端口连接所述第三微带耦合线的左上端口；
所述第三微带耦合线的直通端加载第二变容二极管接地，所述第三微带耦合线的耦合端连接所述第四微带耦合线的右上端口；
所述第四微带耦合线的下端两线短路连接，所述第四微带耦合线的左上端口连接所述第一微带耦合线的右下端口；
所述第一微带耦合线的左上端口作为所述辅助移相单元的输入端，所述第三微带耦合线的右下端口作为所述辅助移相单元的输出端。
进一步地，所述第一微带耦合线具有第一偶模阻抗、第一奇模阻抗和第一电长度，所述第二微带耦合线具有第二偶模阻抗、第二奇模阻抗和第二电长度，所述第三微带耦合线具有第三偶模阻抗、第三奇模阻抗和第三电长度，所述第四微带耦合线具有第四偶模阻抗、第四奇模阻抗和第四电长度，所述第一变容二极管具有第一电容值，所述第二变容二极管具有第二电容值。
进一步地，所述第一偶模阻抗等于所述第三偶模阻抗，所述第一奇模阻抗等于所述第三奇模阻抗，所述第一电长度等于所述第三电长度，所述第二偶模阻抗等于所述第四偶模阻抗，所述第二奇模阻抗等于所述第四奇模阻抗，所述第二电长度等于所述第四电长度，所述第一电容值等于所述第二电容值；
所述第一偶模阻抗不等于所述第二偶模阻抗，所述第一奇模阻抗不等于所述第二奇模阻抗，所述第一电长度不等于所述第二电长度。
进一步地，所述主放大器包括依次连接的主输入匹配网络、主栅极偏置稳定网络、主放大芯片和主输出匹配网络，所述主输入匹配网络的输入端作为所述主放大器的输入端，所述主输出匹配网络的输出端作为所述主放大器的输出端。
进一步地，所述辅助放大器包括依次连接的辅助输入匹配网络、辅助栅极偏置稳定网络、辅助放大芯片和辅助输出匹配网络，所述辅助输入匹配网络的输入端作为所述辅助放大器的输入端，所述辅助输出匹配网络的输出端作为所述辅助放大器的输出端。
进一步地，所述Doherty功率放大器还包括介质基板和铝型材金属散热器；所述威尔金森功分器、相位可调差分移相器、主放大器、辅助放大器和后匹配网络电路以微带工艺制作在所述介质基板的第一表面，所述介质基板的第二表面设有金属地层，所述相位可调差分移相器、主放大器和辅助放大器的接地端通过金属化过孔穿过介质基板连接至所述金属地层。
进一步地，所述介质基板的厚度为0.813mm，所述介质基板的材质为RogersRO4003C材料，所述第一表面和所述第二表面均带有0.035mm厚的金属铜箔，所述介质基板通过螺丝安装在铝型材金属散热器上，所述介质基板的第二表面面向所述铝型材金属散热器。
本发明的有益效果是：实施例中的Doherty功率放大器，所使用的相位可调差分移相器中的主移相单元和辅助移相单元的相位延迟差分可调，因此可以通过调整主移相单元和辅助移相单元的变容二极管偏置电压，从而控制不同频率与不同输入功率情况下主放大器和辅助放大器的输入相位；主移相单元的输出电流经过主放大器后产生相移，辅助移相单元的输出电流经过辅助放大器后产生相移，通过上述相位可调的方法，两路电流在后匹配网络的电流结合点处能始终保持相同的相位，避免相位失配导致的功率损失，从而获得较高的放大效率、增益和输出功率；主放大器工作在AB类状态，辅助放大器工作在C类状态，在回退点之前只有主放大器处于开启状态，在回退区域辅助放大器逐渐开启并通过有源负载调制效应使主放大器保持饱和，可以实现较高的回退区效率以及较宽的回退范围。
附图说明
图1为实施例中Doherty功率放大器的拓扑结构图；
图2为实施例中相位可调差分移相器的移相单元的电路结构图；
图3为实施例中Doherty功率放大器的立体结构图；
图4为实施例中介质基板第一表面的Doherty功率放大器主要电路示意图；
图5为实施例中铝型材金属散热器第一表面的结构图；
图6为实施例中相位可调差分移相器单独仿真与实测的幅频响应结果对比图；
图7为实施例中相位可调差分移相器单独仿真与实测的差分相位结果对比图；
图8为实施例中实际测试时移相单元的偏置电压随输入功率变化的结果图；
图9为实施例中Doherty功率放大器的效率随输出功率变化的实测结果图；
图10为实施例中Doherty功率放大器的增益随输出功率变化的实测结果图；
图11为实施例中Doherty功率放大器的饱和功率、增益及效率随频率变化的实测结果图；
具体实施方式
本实施例中，Doherty功率放大器的拓扑结构如图1所示，其包括威尔金森功分器101、相位可调差分移相器102、主放大器103、辅助放大器104和后匹配网络105。其中，相位可调差分移相器102包括主移相单元和辅助移相单元，通过调节移相单元中变容二极管的偏置电压，可以使移相单元呈现出不同的相移特性。威尔金森功分器101输出的两路信号分别经过主移相单元和辅助移相单元并获得不同的相位延迟，然后分别加载至主放大器103和辅助放大器104，并最终在后匹配网络105中汇聚。
本实施例中，主放大器103工作在AB类状态，辅助放大器104工作在C类状态，在回退点之前只有主放大器103处于开启状态，在回退区域辅助放大器104逐渐开启并通过有源负载调制效应使主放大器103保持饱和，可以实现较高的回退区效率。
本实施例中，后匹配网络105的第一输入端与主放大器103的输出端连接，后匹配网络105的第二输入端与辅助放大器104的输出端连接。
本实施例中，相位可调差分移相器包括主移相单元和辅助移相单元，两个移相单元的电路结构相同，其电路结构如图2所示。具体地，主移相单元包括第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线、第一变容二极管和第二变容二极管；第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线依序连接；第一微带耦合线和第三微带耦合线沿水平方向放置，第二微带耦合线和第四微带耦合线沿垂直方向放置；第一微带耦合线的直通端连接第二微带耦合线的左下端口；第一微带耦合线的耦合端加载第一变容二极管接地；第二微带耦合线的上端两线短路连接，第二微带耦合线的右下端口连接第三微带耦合线的左上端口；第三微带耦合线的直通端加载第二变容二极管接地，第三微带耦合线的耦合端连接第四微带耦合线的右上端口；第四微带耦合线的下端两线短路连接，第四微带耦合线的左上端口连接第一微带耦合线的右下端口；第一微带耦合线的左上端口作为主移相单元的输入端，第三微带耦合线的右下端口作为主移相单元的输出端。
由于主移相单元和辅助移相单元的电路结构相同，因此也可以将辅助移相单元所包含的器件称为第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线、第一变容二极管和第二变容二极管。并且这些辅助移相单元内的这些器件的连接关系，与主移相单元内的相应器件的连接关系相同，也就是说，在辅助移相单元中：第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线依序连接；第一微带耦合线和第三微带耦合线沿水平方向放置，第二微带耦合线和第四微带耦合线沿垂直方向放置；第一微带耦合线的直通端连接第二微带耦合线的左下端口；第一微带耦合线的耦合端加载第一变容二极管接地；第二微带耦合线的上端两线短路连接，第二微带耦合线的右下端口连接第三微带耦合线的左上端口；第三微带耦合线的直通端加载第二变容二极管接地，第三微带耦合线的耦合端连接第四微带耦合线的右上端口；第四微带耦合线的下端两线短路连接，第四微带耦合线的左上端口连接第一微带耦合线的右下端口；第一微带耦合线的左上端口作为辅助移相单元的输入端，第三微带耦合线的右下端口作为辅助移相单元的输出端。
本实施例中，第一微带耦合线具有第一偶模阻抗Ze1、第一奇模阻抗Zo1和第一电长度E1，第二微带耦合线具有第二偶模阻抗Ze2、第二奇模阻抗Zo2和第二电长度E2，第三微带耦合线具有第三偶模阻抗Ze3、第三奇模阻抗Zo3和第三电长度E3，第四微带耦合线具有第四偶模阻抗Ze4、第四奇模阻抗Zo4和第四电长度E4，第一变容二极管具有第一电容值Cl1，第二变容二极管具有第二电容值Cl2。其中，第一偶模阻抗与第三偶模阻抗、第一奇模阻抗与第三奇模阻抗、第一电长度与第三电长度、第二偶模阻抗与第四偶模阻抗、第二奇模阻抗与第四奇模阻抗、第二电长度与第四电长度相同，第一偶模阻抗与第二偶模阻抗、第一奇模阻抗与第二奇模阻抗、第一电长度与第二电长度互不相同，第一电容值与第二电容值大小相同。
本实施例中，所使用的移相单元具有这样的特性，在不同电压偏置下，移相单元在相应带宽内的插入损耗基本没有变化，同时其相位延迟在不同频率下呈现出近似固定的变化。具体地，移相单元的相位特性在相位-频率坐标系中表示为斜率固定并随偏置电压变化而上下平移的曲线。
本实施例中，由于所使用的移相单元具有上述特性，由电路结构相同的主移相单元和辅助移相单元组成的相位可调差分移相器具有这样的特性，在不同电压偏置下，相位可调差分移相器输出至主放大器和辅助放大器的信号幅值基本相同，但其相位差在频率范围内呈现出近似固定的变化。具体地，相位可调差分移相器的相位特性在相位差-频率坐标系中表示为近似水平并随偏置电压变化而上下平移的曲线。
本实施例中，由于所使用的相位可调差分移相器具有上述特性，可以通过调节偏置电压的方法，控制不同频率与不同输入功率情况下主放大器和辅助放大器的输入相位。主移相单元的输出电流经过主放大器后产生相移，辅助移相单元的输出电流经过辅助放大器后产生相移，通过上述相位可调的方法，两路电流在后匹配网络的电流结合点处能始终保持相同的相位，避免相位失配导致的功率损失，从而提高Doherty功率放大器的效率、增益和输出功率等性能。
本实施例中，主放大器包括依次连接的主输入匹配网络、主栅极偏置稳定网络、主放大芯片和主输出匹配网络，主输出匹配网络用于同时满足主放大芯片在回退点与饱和点的阻抗匹配需求。主输入匹配网络的输入端作为所述主放大器的输入端，主输出匹配网络的输出端作为所述主放大器的输出端。
本实施例中，辅助放大器包括依次连接的辅助输入匹配网络、辅助栅极偏置稳定网络、辅助放大芯片和辅助输出匹配网络，辅助输出匹配网络用于满足辅助放大芯片在饱和点的阻抗匹配需求。辅助输入匹配网络的输入端作为所述辅助放大器的输入端，辅助输出匹配网络的输出端作为所述辅助放大器的输出端。
本实施例中，以微带工艺制造Doherty功率放大器电路。参照图3，在介质基板302的第一表面上制作微带电路单元301，其中微带电路单元301是指以微带工艺制造的威尔金森功分器、相位可调差分移相器、主放大器、辅助放大器和后匹配网络电路。在介质基板302的第二表面设有金属地层303，相位可调差分移相器、主放大器和辅助放大器的接地端通过金属化过孔穿过介质基板连接至金属地层303。介质基板302通过螺丝安装在铝型材金属散热器304上，介质基板的第二表面面向铝型材金属散热器。本实施例中，所使用的介质基板302是介电常数为3.38的Rogers RO4003C材料，其厚度为0.813mm，微带电路单元301、金属地层303均使用0.035mm厚的金属铜箔。
本实施例中，从介质基板的第一表面看过去的Doherty功率放大器电路结构如图4所示。图4中，灰色部分表示覆铜或者微带电路结构，以虚线框标示出各部分对应的电路结构。其中，401表示威尔金森功分器、402表示主移相单元、403表示辅助移相单元、404表示主输入匹配网络、405表示主栅极偏置稳定网络、406表示主放大芯片、407表示主输出匹配网络、408表示辅助输入匹配网络、409表示辅助栅极偏置稳定网络、410表示辅助放大芯片、411表示辅助输出匹配网络、412表示后匹配网络、413表示信号屏蔽单元。其中，402、403为相位可调差分移相器的两个组成部分，404、405、406、407为主放大器的四个组成部分，408、409、410、411为辅助放大器的四个组成部分。威尔金森功分器401的第一输出端和第二输出端分别与主移相单元402和辅助移相单元403的输入端连接，主移相单元402和辅助移相单元403的输出端分别与主放大器和辅助放大器的输入端连接。主放大器和辅助放大器的输出端通过后匹配网络412的两个输入端口连接，此处为主放大器和辅助放大器的电流结合点。另外，信号屏蔽单元413为在其他微带电路外围的铺铜，并通过金属化过孔与金属地层连接，信号屏蔽单元可以提高信号屏蔽性能与热传导性能。
本实施例中，参照图4，主移相单元402包括隔直电容C1、C2，偏置电阻R2、R3，变容二极管Cp1、Cp2，多节微带耦合线与微带传输线。主移相单元402通过隔直电容C1与威尔金森功分器401连接，通过隔直电容C2与主输入匹配网络404连接。主移相单元402通过偏置电阻R2为变容二极管Cp1提供偏置电压V1的同时避免高频泄露，通过偏置电阻R3为变容二极管Cp2提供偏置电压V1的同时避免高频泄露。通过调节偏置电压V1的电压值，可以令主移相单元402呈现出上述的相位特性。
本实施例中，参照图4，辅助移相单元403包括隔直电容C3、C4，偏置电阻R4、R5，变容二极管Cp3、Cp4，多节微带耦合线与微带传输线。辅助移相单元403通过隔直电容C3与威尔金森功分器401连接，通过隔直电容C4与辅助输入匹配网络408连接。辅助移相单元403通过偏置电阻R4为变容二极管Cp3提供偏置电压V2的同时避免高频泄露，通过偏置电阻R5为变容二极管Cp4提供偏置电压V2的同时避免高频泄露。通过调节偏置电压V2的电压值，可以令辅助移相单元403呈现出上述的相位特性。
本实施例中，参照图4，主输入匹配网络404包括多节匹配微带线，通过稳定电容C5与主栅极偏置稳定网络405连接。主栅极偏置稳定网络405中的栅极偏置部分由一段四分之一工作波长传输线、若干个去耦电容以及电源线焊盘构成，稳定网络部分则由稳定电阻R6、稳定电容C5以及主放大芯片栅极焊盘构成。主放大芯片406将主栅极偏置稳定网络405与主输出匹配网络407连接，主输出匹配网络407包含了多枝节阻抗匹配结构与漏极偏置电路，其中漏极偏置部分由一段四分之一工作波长传输线、若干个去耦电容以及电源线焊盘构成，而匹配结构用于同时满足主放大芯片406在回退点与饱和点的阻抗匹配需求，隔直电容C7将主输出匹配网络407连接至后匹配网络412。
本实施例中，参照图4，辅助输入匹配网络408包括与多节匹配微带线，通过稳定电容C6与辅助栅极偏置稳定网络409连接。辅助栅极偏置稳定网络409的栅极偏置部分由一段四分之一工作波长传输线、若干个去耦电容以及电源线焊盘构成，稳定网络部分则由稳定电容C6以及辅助放大芯片栅极焊盘构成。辅助放大芯片410将辅助栅极偏置稳定网络409与辅助输出匹配网络411连接，辅助输出匹配网络411包含了多枝节阻抗匹配结构与漏极偏置电路，其中漏极偏置部分由一段四分之一工作波长传输线、若干个去耦电容以及电源线焊盘构成，而匹配结构用于满足辅助放大芯片410在饱和点的阻抗匹配需求，隔直电容C8将辅助输出匹配网络411连接至后匹配网络412。
本实施例中，主移相单元402和辅助移相单元403中的变容二极管Cp1、Cp2、Cp3、Cp4均采用型号为MTV4045-02的变容管芯片，该变容二极管的反向偏置电压范围为0V到45V，对应可调电容值约为0.4pF到1.6pF。
本实施例中，主放大芯片406和辅助放大芯片410均为型号为CREE CGHV1F006S的功放芯片，主放大芯片的漏极偏置电压为32V，栅极偏置电压为-2.55V，使得主放大芯片的静态电流为50mA；辅助放大芯片的漏极偏置电压为42V，栅极偏置电压为-6.5V，使得辅助放大芯片工作在C类工作状态。
本实施例中，所使用的电子元件的参数具体可以是：C1＝C2＝C3＝C4＝4.7pF，C5＝C6＝4.3pF，C7＝47pF，C8＝10pF，R1＝100Ω，R2＝R3＝R4＝R5＝10kΩ，R6＝100Ω，去耦电容为若干个容值从1uF到4.3pF的电容组合。
本实施例中，图4中微带结构的长度、宽度和间隙等参数以L1、W1和S1等符号表示，其一种可行的具体取值方案为：L1＝6mm，L2＝L3＝16.6mm，L4＝L5＝14mm，L6＝L11＝L14＝L19＝14.4mm，L7＝L10＝L15＝L18＝15.4mm，L8＝L9＝L12＝L13＝L16＝L17＝L20＝L21＝6.2mm，L22＝2mm，L23＝16.4mm，L24＝3.2mm，L25＝20.6mm，L26＝5.8mm，L27＝20.3mm，L28＝8.4mm，L29＝13.7mm，L30＝5.5mm，L31＝9.9mm，L32＝16.4mm，L33＝2.8mm，L34＝23.4mm，L35＝5mm，L36＝10.3mm，L37＝4.9mm，L38＝9mm，L39＝3.1mm，L40＝7.4mm，L41＝6.8mm，L42＝3.6mm，L43＝6mm，W1＝W4＝W5＝1.8mm，W2＝W3＝1mm，W6＝W7＝W10＝W11＝W14＝W15＝W18＝W19＝1mm，W8＝W9＝W12＝W13＝W16＝W17＝W20＝W21＝0.7mm，W22＝W24＝0.8mm，W23＝1mm，W25＝1.6mm，W26＝W27＝W29＝0.8mm，W28＝W30＝2mm，W31＝W33＝0.8mm，W32＝1.2mm，W34＝2mm，W35＝W36＝W37＝W38＝0.8mm，W39＝W41＝W43＝1.8mm，W40＝W42＝1.6mm，S1＝S3＝S5＝S7＝0.1mm，S2＝S4＝S6＝S8＝0.4mm。
本实施例中，所使用的铝型材金属散热器与介质基板第二表面接触的一面如图5所示。铝型材金属散热器第一表面采取M3螺丝孔502挖孔处理。其中，所有M3螺丝孔用于散热器与介质基板的连接和固定，散热器金属表面501与介质基板第二表面的直接贴合。
在上述条件下对本实施例中的相位可调差分移相器和Doherty功率放大器进行仿真和实测，结果如图6-图11所示。
图6为本实施例中相位可调差分移相器单独仿真与实测的幅频响应结果对比图，参照图6，相位可调差分移相器幅频响应结果的仿真与实测曲线吻合度较高，在目标频带3.2-3.6GHz内，实测的不同偏置电压对应仿真的不同电容值，在所有状态下，回波损耗S11均保持在12.7dB以上，同时，其插入损耗也较小，在1.7dB到0.5dB之间轻微变化。
图7为本实施例中相位可调差分移相器单独仿真与实测的差分相位结果对比图，固定主移相器的偏置电压为4V，调整辅助移相器的偏置电压，计算得到两者输出端的相位差。参照图7，主移相器输出端和辅助移相器输出端之间的相位差与待放大信号的频率之间满足近似固定的关系，其所形成的曲线为一组近似平行的直线。在目标频带3.2-3.6GHz内，图7中最大的相位差偏移为4°，曲线在仿真与实测情况下较为吻合。
图8为本实施例中实际测试时移相单元的偏置电压随输入功率变化的结果图，参照图8，在不同工作频率下，固定主移相器的偏置电压V1，随着输入功率的改变，调整辅助移相器的偏置电压V2，从而始终满足电流结合点处主放大器和辅助放大器输出电流同相的需求。
图9为本实施例中Doherty功率放大器的效率随输出功率变化的实测结果图，图10为本实施例中Doherty功率放大器的增益随输出功率变化的实测结果图，参照图9和图10，Doherty功率放大器工作带宽为3.2-3.6GHz，相应的分频带宽为11.8％。在该工作频段内，采用了相位可调的Doherty功率放大器具有9.5dB的回退宽度，其饱和输出功率范围为44.1-44.5dBm，饱和点处的漏极效率为56.9％-58.6％，9.5-dB输出功率回退点处的漏极效率为40.0％-45.0％。另外，Doherty功率放大器具有10.8-12.6dB的小信号增益，与未采用相位可调的结果相比，其回退区域的漏极效率有明显的提升，同时增益压缩的现象也有明显的缓解。
图11为本实施例中Doherty功率放大器的饱和功率、增益及效率随频率变化的实测结果图，参照图11，在工作频带3.2-3.6GHz内，相比于固定相位的情况，采用了相位可调的Doherty功率放大器的性能均有不同程度的提升，具体表现为，其饱和输出功率实现了最大0.5dB的提升，相应的饱和漏极效率最大提升为7.2％。在回退效率方面，采用相位可调的方法在6-dB输出功率回退点处可以实现最大10％的漏极效率提高，同时其9.5-dB回退效率也有4％的提高。此外，采用相位可调的方法对其小信号增益的影响可以基本忽略不计。
通过图6-图11所示的仿真结果和实测结果，可以得出结论：实施例中的Doherty功率放大器仅需通过调节一路偏置电压，即可对主放大器和辅助放大器的电流相位进行灵活调控，使它们在电流结合点处始终保持相同的相位，从而避免相位失配导致的功率损失，最终提高Doherty功率放大器的效率、增益和输出功率等性能
需要说明的是，如无特殊说明，当某一特征被称为“固定”、“连接”在另一个特征，它可以直接固定、连接在另一个特征上，也可以间接地固定、连接在另一个特征上。此外，本公开中所使用的上、下、左、右等描述仅仅是相对于附图中本公开各组成部分的相互位置关系来说的。在本公开中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。此外，除非另有定义，本实施例所使用的所有的技术和科学术语与本技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本实施例说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例，而不是为了限制本发明。本实施例所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的组合。
应当理解，尽管在本公开可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种元件，但这些元件不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的元件彼此区分开。例如，在不脱离本公开范围的情况下，第一元件也可以被称为第二元件，类似地，第二元件也可以被称为第一元件。本实施例所提供的任何以及所有实例或示例性语言(“例如”、“如”等)的使用仅意图更好地说明本发明的实施例，并且除非另外要求，否则不会对本发明的范围施加限制。
应当认识到，本发明的实施例可以由计算机硬件、硬件和软件的组合、或者通过存储在非暂时性计算机可读存储器中的计算机指令来实现或实施。所述方法可以使用标准编程技术-包括配置有计算机程序的非暂时性计算机可读存储介质在计算机程序中实现，其中如此配置的存储介质使得计算机以特定和预定义的方式操作——根据在具体实施例中描述的方法和附图。每个程序可以以高级过程或面向对象的编程语言来实现以与计算机系统通信。然而，若需要，该程序可以以汇编或机器语言实现。在任何情况下，该语言可以是编译或解释的语言。此外，为此目的该程序能够在编程的专用集成电路上运行。
此外，可按任何合适的顺序来执行本实施例描述的过程的操作，除非本实施例另外指示或以其他方式明显地与上下文矛盾。本实施例描述的过程(或变型和/或其组合)可在配置有可执行指令的一个或多个计算机系统的控制下执行，并且可作为共同地在一个或多个处理器上执行的代码(例如，可执行指令、一个或多个计算机程序或一个或多个应用)、由硬件或其组合来实现。所述计算机程序包括可由一个或多个处理器执行的多个指令。
进一步，所述方法可以在可操作地连接至合适的任何类型的计算平台中实现，包括但不限于个人电脑、迷你计算机、主框架、工作站、网络或分布式计算环境、单独的或集成的计算机平台、或者与带电粒子工具或其它成像装置通信等等。本发明的各方面可以以存储在非暂时性存储介质或设备上的机器可读代码来实现，无论是可移动的还是集成至计算平台，如硬盘、光学读取和/或写入存储介质、RAM、ROM等，使得其可由可编程计算机读取，当存储介质或设备由计算机读取时可用于配置和操作计算机以执行在此所描述的过程。此外，机器可读代码，或其部分可以通过有线或无线网络传输。当此类媒体包括结合微处理器或其他数据处理器实现上文所述步骤的指令或程序时，本实施例所述的发明包括这些和其他不同类型的非暂时性计算机可读存储介质。当根据本发明所述的方法和技术编程时，本发明还包括计算机本身。
计算机程序能够应用于输入数据以执行本实施例所述的功能，从而转换输入数据以生成存储至非易失性存储器的输出数据。输出信息还可以应用于一个或多个输出设备如显示器。在本发明优选的实施例中，转换的数据表示物理和有形的对象，包括显示器上产生的物理和有形对象的特定视觉描绘。
以上所述，只是本发明的较佳实施例而已，本发明并不局限于上述实施方式，只要其以相同的手段达到本发明的技术效果，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。在本发明的保护范围内其技术方案和/或实施方式可以有各种不同的修改和变化。

Claims (10)

1.一种基于相位可调的宽回退范围Doherty功率放大器，其特征在于，包括：
威尔金森功分器；所述威尔金森功分器包括输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输出端和第二输出端的输出功率分配比为一比一；
相位可调差分移相器；所述相位可调差分移相器包括主移相单元和辅助移相单元，所述主移相单元的输入端与所述第一输出端连接，所述辅助移相单元的输入端与所述第二输出端连接；
主放大器；所述主放大器的输入端与所述主移相单元的输出端连接，所述主放大器工作在AB类工作状态；
辅助放大器；所述辅助放大器的输入端与所述辅助移相单元的输出端连接，所述辅助放大器工作在C类工作状态；
后匹配网络；所述后匹配网络的第一输入端与所述主放大器的输出端连接，所述后匹配网络的第二输入端与所述辅助放大器的输出端连接。
2.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述主移相单元和所述辅助移相单元具有相同的电路结构。
3.根据权利要求2所述的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述主移相单元包括第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线、第一变容二极管和第二变容二极管；
所述第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线依序连接；
所述第一微带耦合线和所述第三微带耦合线沿水平方向放置，所述第二微带耦合线和所述第四微带耦合线沿垂直方向放置；
所述第一微带耦合线的直通端连接所述第二微带耦合线的左下端口；所述第一微带耦合线的耦合端加载第一变容二极管接地；
所述第二微带耦合线的上端两线短路连接，所述第二微带耦合线的右下端口连接所述第三微带耦合线的左上端口；
所述第三微带耦合线的直通端加载第二变容二极管接地，所述第三微带耦合线的耦合端连接所述第四微带耦合线的右上端口；
所述第四微带耦合线的下端两线短路连接，所述第四微带耦合线的左上端口连接所述第一微带耦合线的右下端口；
所述第一微带耦合线的左上端口作为所述主移相单元的输入端，所述第三微带耦合线的右下端口作为所述主移相单元的输出端。
4.根据权利要求2所述的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述辅助移相单元包括第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线、第一变容二极管和第二变容二极管；
所述第一微带耦合线、第二微带耦合线、第三微带耦合线、第四微带耦合线依序连接；
所述第一微带耦合线和所述第三微带耦合线沿水平方向放置，所述第二微带耦合线和所述第四微带耦合线沿垂直方向放置；
所述第一微带耦合线的直通端连接所述第二微带耦合线的左下端口；所述第一微带耦合线的耦合端加载第一变容二极管接地；
所述第二微带耦合线的上端两线短路连接，所述第二微带耦合线的右下端口连接所述第三微带耦合线的左上端口；
所述第三微带耦合线的直通端加载第二变容二极管接地，所述第三微带耦合线的耦合端连接所述第四微带耦合线的右上端口；
所述第四微带耦合线的下端两线短路连接，所述第四微带耦合线的左上端口连接所述第一微带耦合线的右下端口；
所述第一微带耦合线的左上端口作为所述辅助移相单元的输入端，所述第三微带耦合线的右下端口作为所述辅助移相单元的输出端。
5.根据权利要求3或4所述的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述第一微带耦合线具有第一偶模阻抗、第一奇模阻抗和第一电长度，所述第二微带耦合线具有第二偶模阻抗、第二奇模阻抗和第二电长度，所述第三微带耦合线具有第三偶模阻抗、第三奇模阻抗和第三电长度，所述第四微带耦合线具有第四偶模阻抗、第四奇模阻抗和第四电长度，所述第一变容二极管具有第一电容值，所述第二变容二极管具有第二电容值。
6.根据权利要求5所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一偶模阻抗等于所述第三偶模阻抗，所述第一奇模阻抗等于所述第三奇模阻抗，所述第一电长度等于所述第三电长度，所述第二偶模阻抗等于所述第四偶模阻抗，所述第二奇模阻抗等于所述第四奇模阻抗，所述第二电长度等于所述第四电长度，所述第一电容值等于所述第二电容值；
所述第一偶模阻抗不等于所述第二偶模阻抗，所述第一奇模阻抗不等于所述第二奇模阻抗，所述第一电长度不等于所述第二电长度。
7.根据权利要求1-4任一项所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述主放大器包括依次连接的主输入匹配网络、主栅极偏置稳定网络、主放大芯片和主输出匹配网络，所述主输入匹配网络的输入端作为所述主放大器的输入端，所述主输出匹配网络的输出端作为所述主放大器的输出端。
8.根据权利要求1-4任一项所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述辅助放大器包括依次连接的辅助输入匹配网络、辅助栅极偏置稳定网络、辅助放大芯片和辅助输出匹配网络，所述辅助输入匹配网络的输入端作为所述辅助放大器的输入端，所述辅助输出匹配网络的输出端作为所述辅助放大器的输出端。
9.根据权利要求1-4任一项所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述Doherty功率放大器还包括介质基板和铝型材金属散热器；所述威尔金森功分器、相位可调差分移相器、主放大器、辅助放大器和后匹配网络电路以微带工艺制作在所述介质基板的第一表面，所述介质基板的第二表面设有金属地层，所述相位可调差分移相器、主放大器和辅助放大器的接地端通过金属化过孔穿过介质基板连接至所述金属地层。
10.根据权利要求9所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述介质基板的厚度为0.813mm，所述介质基板的材质为Rogers RO4003C材料，所述第一表面和所述第二表面均带有0.035mm厚的金属铜箔，所述介质基板通过螺丝安装在铝型材金属散热器上，所述介质基板的第二表面面向所述铝型材金属散热器。
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