CN117559927A - 基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，本发明通过对改进负载调制网络参数的分析，在实现宽回退的基础上，使放大器具有最大的工作带宽，利用主、辅放大器在合路点的电流相位差随频率变化而变化的原理，进一步地提高Doherty功率放大器的带宽性能；通过设计主、辅放大器的改进负载调制网络和后匹配网络，实现异相电流负载调制以及工作带宽最大化；通过设计特定相位特性的耦合线耦合器，可对输入电流相位进行补偿，最终使输出合路点电流相位差满足分析的最佳斜率；因此，本发明Doherty功率放大器具有宽带、宽功率回退范围、高效率的特点。本发明应用于无线通信技术领域。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其是一种基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器。
背景技术
在无线通信系统中，作为基站端、移动终端中信号发射前的最后一级放大电路，功率放大器的性能直接影响通信距离、信号质量和功耗等关键系统指标。而随着第五代移动通信系统(5G)研发与建设的不断推进，众多新技术、新标准和新模式的采用对功率放大器的研发与设计提出了更高的要求。为了提高通信效率和数据传输速率，当前无线通信系统采用了诸如256QAM等高阶调制方案和OFDM技术，导致调制信号具有较高的峰均比，这就要求功率放大器在宽功率回退范围内保持高效率；同时，为了提高传输速率和信道容量，调制信号往往具有较宽的带宽，同时由于载波聚合等技术的使用，无线通信系统需要支撑范围较大的工作带宽，这要求功率放大器能在宽频带内都能保持高效率。因此，当前迫切需要同时具备宽功率回退范围和宽工作频带范围的功率放大器。
针对调制信号高峰均比的问题，当前的射频功率放大技术仍存在诸多不足。一般工作在A类或AB类状态的传统放大器虽然线性度较好，且在饱和点效率较高，但其效率随着输出功率的减小而急剧下降，因而不适合用于传输具有高峰均比的调制信号。
发明内容
针对目前的射频功率放大技术存在的效率低、功率回退范围和工作频带范围窄等技术问题，本发明的目的在于提供一种基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器。
一方面，本发明实施例包括一种基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，所述基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器包括耦合器(101)、主放大器(102)、辅助放大器(103)以及后匹配网络(104)；
所述主放大器(102)与所述耦合器(101)的其中一个端口连接，所述辅助放大器(103)与所述耦合器(101)的另一个端口连接；所述后匹配网络(104)分别与所述主放大器(102)的输出端以及所述辅助放大器(103)的输出端连接；
所述耦合器(101)用于控制所述主放大器(102)与所述辅助放大器(103)的输出电流相位差；
所述耦合器(101)具有特定相位特性；所述特定相位特性包括：在中心频点，控制所述主放大器(102)与所述辅助放大器(103)在输出合路点电流相位差为特定值，且在频率范围内具有特定斜率。
进一步地，所述耦合器(101)包括多段传输线以及布置在介质基板上层和底层的对称耦合线，其中，位于介质基板上层的对称耦合线与位于介质基板底层的对称耦合线通过金属通孔上下连接，各段所述传输线分别与位于介质基板上层的对称耦合线连接，形成所述耦合器(101)的各个输出端口。
进一步地，所述主放大器(102)包括第一输入匹配网络(202)、第一栅极偏置网络(203)、第一放大芯片(204)以及第一改进负载调制网络(205)；
所述第一栅极偏置网络(203)的一端依次通过稳定电阻(R2)和电容(C2)与所述第一输入匹配网络(202)连接，另一端通过所述第一放大芯片(204)与所述第一改进负载调制网络(205)连接。
进一步地，所述辅助放大器(103)包括第二输入匹配网络(206)、第二栅极偏置网络(207)、第二放大芯片(208)以及第二改进负载调制网络(209)；
所述第二栅极偏置网络(207)的一端依次通过稳定电阻(R4)和电容(C4)与所述第二输入匹配网络(206)连接，另一端通过所述第二放大芯片(208)与所述第二改进负载调制网络(209)连接。
进一步地，所述耦合器(101)包括第一端口、第二端口、第三端口和第四端口；
所述第一端口与射频源连接，所述第二端口与所述第二输入匹配网络连接，所述第三端口与所述第一输入匹配网络连接，所述第四端口为隔离端，所述第四端口通过电阻(R1)与金属化过孔接地。
进一步地，所述第一输入匹配网络内部设有隔直电容(C1)，所述第二输入匹配网络内部设有隔直电容(C3)；
所述第一改进负载调制网络(205)的输出端通过隔直电容(C6)与所述后匹配网络连接，所述第二改进负载调制网络(209)内设有隔直电容(C5)，所述第二改进负载调制网络(209)的输出端与所述后匹配网络连接。
进一步地，所述后匹配网络(104)包括固定宽度的传输线、特征阻抗为50Ω的输出焊盘以及开路枝节线，所述输出焊盘与所述开路枝节线加载在所述传输线上面。
进一步地，所述Doherty功率放大器还包括介质基板；
所述耦合器(101)、所述主放大器(102)、所述辅助放大器(103)以及所述后匹配网络(104)分别通过微带工艺固定在所述介质基板上。
进一步地，所述介质基板以介电常数为3.38、厚度为0.813mm的Rogers RO4003C材料制造。
进一步地，所述介质基板通过M3螺丝固定在金属散热器上。
另一方面，本发明实施例还包括基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器的制造方法，所述制造方法包括以下步骤：
步骤S1：确定目标Doherty功率放大器的工作频率、主放大器和辅助放大器所使用的晶体管以及输出功率回退范围；
步骤S2：根据主放大器和辅助放大器所使用的晶体管、输出功率回退范围以及异相电流负载调制实现宽回退Doherty功率放大器的工作原理，计算得到具有最大工作带宽的改进负载调制网络、合路阻抗以及合路点相位差；
步骤S3：根据所需要的工作频率、介质基板的相对介电常数、芯片仿真模型以及步骤S2的计算结果，使用电路仿真软件对主放大器、辅助放大器电路以及后匹配网络进行电路设计，使其具有目标输出功率回退范围和最大的工作带宽；
步骤S4：在步骤S2和S3的基础下，计算优化得到能进一步拓宽Doherty功率放大器工作带宽的合路点相位差变化斜率，并根据中心频点的相位差以及随频率的变化斜率和等功率分配比需求进行特定相位特性耦合器的设计，计算耦合线的奇偶模阻抗以及电长度、金属通孔的大小位置和四个端口处微带线的长度；
步骤S5：将上述各电路部分的版图整合连接，根据布局微调部分参数；
步骤S6：将仿真得到电路结构采用微带工艺固定在介质基板上，并使用铝型材料进行金属散热器制作。
本发明的有益效果是：实施例中的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，通过对改进负载调制网络参数的分析，在实现宽回退的基础上，使放大器具有最大的工作带宽，同时通过计算分析发现主、辅放大器在合路点的电流相位差随频率变化而变化这一规律，利用其原理进一步地提高Doherty功率放大器的带宽性能；通过设计主、辅放大器的改进负载调制网络和后匹配网络，实现异相电流负载调制以及工作带宽最大化；同时通过设计特定相位特性的耦合线耦合器，在为主、辅放大器提供输入功率分配的同时，还可对其输入电流相位进行补偿，最终使输出合路点电流相位差满足分析的最佳斜率；因此，实施例中的Doherty功率放大器具有宽带、宽功率回退范围、高效率的特点；同时Doherty功率放大器的制造方法步骤简单，具有设计可重复性，对于不同的目标工作频率、功率回退范围和功放芯片，具有设计普遍适用性，可以通过调整改进负载调制网络和耦合器的设计以实现类似的功能，不需要额外的控制电路，十分适用于具有高传输速率、高峰均比信号特点的第五代移动通信系统或者更先进的移动通信系统。
附图说明
图1为本发明实施例Doherty功率放大器的结构示意图；
图2为本发明实施例Doherty的电路结构版图的示意图；
图3为本发明实施例异相电流调制下改进负载调制网络的回退饱和阻抗随频率变化的计算结果图；
图4为本发明实施例中耦合器的结构示意图；
图5为本发明实施例Doherty功率放大器的在合路点最佳相位差和输入端相位差随频率变化的结果图；
图6为实施例中对耦合器进行单独仿真与实测所得到的幅频响应结果对比图；
图7为实施例中对耦合器进行单独仿真与实测所得到的相频响应结果对比图；
图8(a)和图8(b)为本发明实施例Doherty功率放大器的漏极效率和增益随输出功率变化的实测结果图；
图9为本发明实施例Doherty功率放大器的增益、饱和功率及漏极效率随频率变化的实测结果图；
图10(a)和图10(b)为本发明实施例Doherty功率放大器的邻道泄漏比随输出功率变化的实测结果图；
图11为本发明实施例Doherty功率放大器在调制信号激励下回退点的漏极效率与相邻信道泄露比随频率变化的实测结果图。
具体实施方式
Doherty功率放大器由于具有结构简单和较高回退区效率等优势，十分契合当前无线通信系统中高信号峰均比的需求，近年来得到广泛的关注和应用。
目前针对Doherty功率放大器的研究已经取得了一定进展，分别从增大带宽和拓宽回退范围等方面将Doherty功率放大器的性能提升到一个新的高度，然而这些方法较少能够同时实现带宽和回退范围的提升，并且主要集中从幅度控制和阻抗匹配等方面做改进，较少从相位的角度考虑对其性能进行提升。相位控制为Doherty功率放大器的性能提升提供了一个新的维度，其相关研究也已取得了一定进展，但其更多的是用于保证合路点电流同相，而较少考虑异相电流调制来提升功率回退范围，控制方法较为单一不够灵活，性能提升较为有限。
基于上述原理，本实施例中，提供一种基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器。具体地，基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器的结构框图如图1所示，电路版图如图2所示。
参照图1和图2，Doherty功率放大器包括具有特定相位特性的耦合器101、主放大器102、辅助放大器103以及后匹配网络104。其中，主放大器102和辅助放大器103分别通过两根长度和宽度为L1、L15和W1、W15的微带线连接到耦合器101的耦合端和输出端，其在合路点的输出电流相位差受到耦合器101的控制。
如图3所示，当Doherty功率放大器中的第一改进负载调制网络205和第二改进负载调制网络209处在不同参数解下，主放大器和辅助放大器的回退饱和阻抗随频率变化不同。可见，通过对改进负载调制网络参数进行扫描，可选取最佳的参数解使阻抗在宽带范围内都更接近最佳阻抗，使得Doherty功率放大器的工作带宽最大化。
本实施例中，耦合器101的结构如图4所示，其中图4的上半部分为从介质基板的一面看过去所能看到的结构，下半部分为从介质基板的另一面看过去所能看到的结构。图4所示的耦合器101的频率特性如图5所示。参照图4和图5，主放大器102和辅助放大器103的输出电流在合路点异相结合，且相位差随频率增加而近似线性增大，而在输入端电流相位差随频率增加而线性增大。在Doherty功率放大器的输入端，设计具有特定相位特性的耦合器101来实现电流相位差随频率的变化特性。耦合器101具有的特定相位特性具体为：在中心频点，控制主放大器102与辅助放大器103在输出合路点电流相位差为特定值，且在频率范围内具有特定斜率。通过设置这样的耦合器101，一方面，能够实现合路点电流异相调制，从而实现宽回退范围Doherty功率放大器，另一方面，能够控制合路点电流相位差随频率变化配合改进负载调制网络，从而拓宽Doherty功率放大器工作带宽，最终使Doherty功率放大器同时具备宽工作频率范围和宽功率回退范围。
参照图4和图5，所设计耦合器相位斜率在工作频带内符合设计需求，只需在第三端口3后面添加一根特征阻抗为50Ω、电长度为8.6mm的传输线即可满足各个频点的最佳相位差，并且该耦合器在工作频带内实现了第二端口2和第三端口3的等功率分配。
本实施例中，具有特定相位特性的耦合器101是一个具有缺陷地特性的耦合线耦合器结构。具体来说，介质基板上层电路包括微带线以及一段耦合线，介质基板下层电路除金属地外在对应上层耦合线的位置也有一段耦合线，这些微带线和耦合线组成耦合器101，其中微带线形成耦合器101的第一端口1、第二端口2、第三端口3和第四端口4。具体地，上层耦合线宽度为Wc2，长度为Lc2，耦合间距为Sc，下层耦合线长度为Lc6，宽度和耦合间距与上层耦合线一致。下层耦合线与金属地通过去铜隔开，去铜空白区长度为Lc5，宽度为Wc3。介质基板上下层耦合线通过四个位于耦合线中间的对称分布的金属过孔连接，通孔半径为Rc，通孔左右间距为Lc3。耦合器101的第一端口1为输入端口，通过一段宽度和长度分别为Wc1和Lc1的微带线与耦合线连接；第二端口2为直通端，通过一段宽度和长度分别为Wc1和Lc4的微带线与耦合线连接，输出到辅助放大器；第三端口3为耦合端，通过一段宽度和长度分别为Wc1和Lc1的微带线与耦合线连接，输出到主放大器；第四端口4为隔离端，通过一段宽度和长度分别为Wc1和Lc4的微带线与耦合线连接，微带线末端通过电阻R1与金属化过孔接地。
本实施例中，主放大器102包括第一输入匹配网络202、第一栅极偏置网络203、第一放大芯片204以及第一改进负载调制网络205。第一栅极偏置网络203的一端通过稳定电阻R2和电容C2与第一输入匹配网络202连接，通过调节稳定电阻R2和电容C2的值可以控制主放大器的稳定性和增益，另一端通过第一放大芯片204与第一改进负载调制网络205连接。
本实施例中，第一输入匹配网络202由隔直电容C1和多段微带传输线组成，各段微带传输线的长度和宽度分别为L2到L8和W2到W8。
本实施例中，第一栅极偏置网络203包括一段四分之一波长微带传输线、电阻R5、若干个滤波电容、芯片栅极焊盘以及电源线焊盘。其中，四分之一波长微带传输线一端通过电阻R5与芯片栅极焊盘连接，避免射频泄露，另一端与电源线焊盘连接，为芯片提供栅极偏置电压V1。滤波电容从电源线焊盘并联接地，起电源滤波去耦及射频接地的作用，通过控制栅极焊盘的宽度长度可以控制主放大器的稳定性和增益。芯片栅极焊盘、四分之一波长微带传输线的长度和宽度分别为L9、L10和W9、W10。
本实施例中，第一改进负载调制网络205由多段微带传输线组成，以实现异相电流负载调制下的具有最大工作带宽的阻抗变换。另外，由一段四分之一波长传输线、电源线焊盘以及若干滤波电容组成的漏极偏置电路也包含在改进负载调制网络中。改进负载调制网络的输入端与第一放大芯片204连接，输出端通过隔直电容C6连接到后匹配网络210。漏极偏置电压V2通过电源焊盘接入，类似地，滤波电容起电源滤波去耦及射频接地的作用。各段微带传输线的长度和宽度分别为L11到L14和W11到W14。
本实施例中，辅助放大器103包括第二输入匹配网络206、第二栅极偏置网络207、第二放大芯片208以及第二改进负载调制网络209。第二栅极偏置网络207的一端通过稳定电阻R4和电容C4与第二输入匹配网络206连接，通过调整稳定电阻R4和电容C4的值可以控制辅助放大器的稳定性和增益，另一端通过第二放大芯片208与第二改进负载调制网络209连接。
本实施例中，第二输入匹配网络206由隔直电容C3和多段微带传输线组成，各段微带传输线的长度和宽度分别为L16到L22和W16到W22。
本实施例中，第二栅极偏置网络208包括一段四分之一波长微带传输线、电阻R5、若干个滤波电容、芯片栅极焊盘以及电源线焊盘。四分之一波长微带传输线一端通过电阻R3与芯片栅极焊盘连接，避免射频泄露，另一端与电源线焊盘连接，为芯片提供栅极偏置电压V3。滤波电容从电源线焊盘并联接地，起电源滤波去耦及射频接地的作用。芯片栅极焊盘、四分之一波长微带传输线的长度和宽度分别为L23到L24和W23到W24。
本实施例中，第二改进负载调制网络209由隔直电容C5和多段微带传输线组成，以实现异相电流负载调制下的具有最大工作带宽的阻抗变换。另外，由一段四分之一波长传输线、电源线焊盘以及若干滤波电容组成的漏极偏置电路也包含在改进负载调制网络中。改进负载调制网络的输入端与第二放大芯片208连接，输出端通过隔直电容C5和一段微带线连接到后匹配网络210。漏极偏置电压V4通过电源焊盘接入，类似地，滤波电容起电源滤波去耦及射频接地的作用。各段微带传输线的长度和宽度分别为L25到L29和W25到W29。
本实施例中，第一放大芯片204采用CREE CGH40006P，工作在AB类，栅极偏置电压为V1使其静态漏极电流为64mA，漏极偏置电压V2为28V；而第二放大芯片208采用CREECG2H40010F，工作在C类，栅极偏置电压V3的具体数值在实际测试中会有变化，漏极偏置电压V4为28V，芯片通过M2螺丝固定在金属散热器上。
本实施例中，后匹配网络104由多段固定宽度的传输线、一段特征阻抗为50Ω的输出焊盘以及加载在上面的开路枝节线组成，将结合点处的合路阻抗在工作带宽内匹配到50欧姆的输出端口。匹配传输线宽度为W34，开路枝节线宽度为W30、W31、W32，输出焊盘传输线宽度为W33，各段线长度为L30到L36。
本实施例中，耦合器101输入端与射频源连接，耦合端和输出端分别通过两根微带线与第一输入匹配网络202和第二输入匹配网络206的输入端相连接，第一改进负载调制网络205和第二改进负载调制网络209的输出端相连接，并通过后匹配网络210连接到功率放大器的输出端口。另外，微带电路外围的信号屏蔽单元211通过金属化过孔与金属地连接，提高信号屏蔽和热传导的性能。
本实施例中，电路结构均采用微带工艺固定在介质基板上，介质基板采取介电常数为3.38、厚度为0.813mm的Rogers RO4003C材料，通过M3螺丝固定在金属散热器上。
本实施例中，宽带宽回退范围Doherty功率放大器通过选取最佳的改进负载调制网络和合路阻抗值，使得主放大器和辅助放大器在合路点保持特定的电流相位差，在实现宽回退范围Doherty功率放大器的同时，最大限度地拓宽其工作带宽。同时，通过具有特定相位特性的耦合器的设计，使其两个输出端口的相位差保持一定的相位斜率，最终使合路点处的电流相位差随频率变化而变化，补偿改进负载调制网络的频率色散问题，从而进一步地拓宽Doherty功率放大器的工作带宽。另外，通过设计后匹配网络，使其能在宽带范围内提供恒定的最佳合路阻抗，配合改进负载调制网络使Doherty功率放大器工作带宽最大化。最终实现了具有宽带、宽功率回退范围、高效率的Doherty功率放大器。
本实施例中，基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器可以通过以下步骤制造出来：
步骤S1：确定目标Doherty功率放大器的工作频率、主放大器和辅助放大器所使用的晶体管以及输出功率回退范围；
步骤S2：根据主放大器和辅助放大器所使用的晶体管、输出功率回退范围以及异相电流负载调制实现宽回退Doherty功率放大器的工作原理，计算得到具有最大工作带宽的改进负载调制网络、合路阻抗以及合路点相位差；
步骤S3：根据所需要的工作频率、介质基板的相对介电常数、芯片仿真模型以及步骤S2的计算结果，使用电路仿真软件对主放大器、辅助放大器电路以及后匹配网络进行电路设计，使其具有目标输出功率回退范围和最大的工作带宽；
步骤S4：在步骤S2和S3的基础下，计算优化得到能进一步拓宽Doherty功率放大器工作带宽的合路点相位差变化斜率，并根据中心频点的相位差以及随频率的变化斜率和等功率分配比需求进行特定相位特性耦合器的设计，计算耦合线的奇偶模阻抗、电长度以及金属通孔的大小位置和四个端口处微带线的长度；
步骤S5：将上述各电路部分的版图整合连接，根据布局微调部分参数从而得到更好的宽频率范围带与宽回退范围性能。
步骤S6：将仿真得到电路结构采用微带工艺固定在介质基板上，并使用铝型材料进行金属散热器制作。
参照图5，具有特定相位特性的耦合器各参数的取值为：Lc1＝32.5mm，Lc2＝18.7mm，Lc3＝15.9mm，Lc4＝8mm，Lc5＝17.7mm，Lc6＝17.3mm，Wc1＝1.8mm，Wc2＝1mm，Wc3＝3.9mm，Rc＝0.3mm，Sc＝0.1mm。
参照图2，微带电路中各分立元件的取值为：C1＝C3＝C5＝C6＝12pF，C2＝2pF，C4＝3.3pF，R1＝R3＝R5＝51Ω，R2＝R4＝390Ω。
参照图2，微带电路中各参数的取值为：L1＝57mm，L2＝5.4mm，L3＝0.8mm，L4＝8.2mm,L5＝2.6mm，L6＝6.4mm，L7＝2.5mm，L8＝7.6mm，L9＝4mm，L10＝18.4mm，L11＝2.8mm，L12＝1.6mm，L13＝2mm，L14＝18.4mm，L15＝45.6mm，L16＝1.8mm，L17＝1.6mm，L18＝7.8mm，L19＝2.4mm，L20＝3.4mm，L21＝2.6mm，L22＝6.4mm，L23＝8mm，L24＝18.4mm，L25＝3mm，L26＝2mm，L27＝12.2mm，L28＝6mm，L29＝18.4mm，L30＝2mm，L31＝8mm，L32＝1.6mm，L33＝6mm，L34＝2.4mm，L35＝1.6mm，L36＝14.8mm，W1＝1.8mm，W2＝W4＝W6＝2.6mm，W3＝20.6mm，W5＝23mm，W7＝21.4mm，W8＝2.2mm，W9＝8mm，W10＝1mm，W11＝1.4mm，W12＝0.8mm，W13＝2.6mm，W14＝1mm，W15＝1.8mm，W16＝W18＝W20＝3.5mm，W17＝18.7mm，W19＝20.3mm，W21＝21.1mm，W22＝2.4mm，W23＝18mm，W24＝1mm，W25＝1.4mm，W26＝W27＝3.2mm，W28＝2mm，W29＝1mm，W30＝1mm，W31＝1.4mm，W32＝3.2mm，W33＝1.8mm，W34＝3mm。
参照图2，微带电路中各偏置电压的取值为：V1＝-2.9V，V3＝-6V，V2＝V4＝28V。
基于上述条件，对本实施例中的特定相位特性耦合器和Doherty功率放大器进行仿真和实测，结果如图6-图11所示。
图6为本实施例中对耦合器101进行单独仿真与实测所得到的幅频响应结果对比图。参照图6，耦合器幅频响应结果的仿真与实测曲线吻合度较高，在目标频带1.8-3.0GHz内，其回波损耗S11、S22和S33较小，同时实现了耦合器的第三端口3和第二端口2的输出相等功率分配。
图7为本实施例中特定相位耦合器单独仿真与实测的相频响应结果对比图，参照图7，耦合器的第三端口3和第二端口2的相位差与输入至耦合器的待放大信号的频率之间满足近似线性关系，其所形成的曲线为一条具有斜率的直线，直线的斜率在仿真与实测情况下基本一致，且与图5中输入端要求的最佳相位差斜率比较吻合，因此该耦合器在目标频率范围内实现了特定的相位特性。
图8为本实施例中的Doherty功率放大器的效率和增益随输出功率变化的实测结果图，其中图8(a)和图8(b)分别展示了不同工作频率下的曲线；图9为本实施例中的Doherty功率放大器的增益、饱和功率及效率随频率变化的实测结果图，参照图8和图9，本发明实施例实现了同时具备宽带和宽回退性能的高效率Doherty功率放大器。实测结果中，该Doherty功率放大器工作频带为1.7-2.9GHz，相应分数带宽为52％。在整个工作频带范围内，Doherty功率放大器具有9dB的回退宽度，其饱和输出功率范围为43.1-43.8dBm，饱和点处的漏极效率54.5％-75.6％，9-dB回退点处的漏极效率为41％-50.6％。另外，该Doherty功率放大器小信号增益为9.9-12.6dB。
图10为本实施例中的Doherty功率放大器的邻道泄漏比随输出功率变化的实测结果图，其中图10(a)和图10(b)分别展示了不同工作频率下的曲线；图11为本实施例中的Doherty功率放大器在LTE调制信号测试下回退点的相邻信道泄露比与效率随频率变化的实测结果图，参照图10和图11，本发明实施例Doherty功率放大器采用载波宽度为20MHz、峰均比为9dB的LTE调制信号进行测试，在整个工作频带范围内，该Doherty功率放大器在回退点处的漏极效率均高于41％，相邻信道泄露比均低于-20dBc。
以上实测结果表现良好，符合预期，表明本发明的方案切实可行。
需要说明的是，如无特殊说明，当某一特征被称为“固定”、“连接”在另一个特征，它可以直接固定、连接在另一个特征上，也可以间接地固定、连接在另一个特征上。此外，本公开中所使用的上、下、左、右等描述仅仅是相对于附图中本公开各组成部分的相互位置关系来说的。在本公开中所使用的单数形式的“一种”、“”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。此外，除非另有定义，本实施例所使用的所有的技术和科学术语与本技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本实施例说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例，而不是为了限制本发明。本实施例所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的组合。
应当理解，尽管在本公开可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种元件，但这些元件不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的元件彼此区分开。例如，在不脱离本公开范围的情况下，第一元件也可以被称为第二元件，类似地，第二元件也可以被称为第一元件。本实施例所提供的任何以及所有实例或示例性语言(“例如”、“如”等)的使用仅意图更好地说明本发明的实施例，并且除非另外要求，否则不会对本发明的范围施加限制。
应当认识到，本发明的实施例可以由计算机硬件、硬件和软件的组合、或者通过存储在非暂时性计算机可读存储器中的计算机指令来实现或实施。方法可以使用标准编程技术-包括配置有计算机程序的非暂时性计算机可读存储介质在计算机程序中实现，其中如此配置的存储介质使得计算机以特定和预定义的方式操作——根据在具体实施例中描述的方法和附图。每个程序可以以高级过程或面向对象的编程语言来实现以与计算机系统通信。然而，若需要，该程序可以以汇编或机器语言实现。在任何情况下，该语言可以是编译或解释的语言。此外，为此目的该程序能够在编程的专用集成电路上运行。
此外，可按任何合适的顺序来执行本实施例描述的过程的操作，除非本实施例另外指示或以其他方式明显地与上下文矛盾。本实施例描述的过程(或变型和/或其组合)可在配置有可执行指令的一个或多个计算机系统的控制下执行，并且可作为共同地在一个或多个处理器上执行的代码(例如，可执行指令、一个或多个计算机程序或一个或多个应用)、由硬件或其组合来实现。计算机程序包括可由一个或多个处理器执行的多个指令。
进一步，方法可以在可操作地连接至合适的任何类型的计算平台中实现，包括但不限于个人电脑、迷你计算机、主框架、工作站、网络或分布式计算环境、单独的或集成的计算机平台、或者与带电粒子工具或其它成像装置通信等等。本发明的各方面可以以存储在非暂时性存储介质或设备上的机器可读代码来实现，无论是可移动的还是集成至计算平台，如硬盘、光学读取和/或写入存储介质、RAM、ROM等，使得其可由可编程计算机读取，当存储介质或设备由计算机读取时可用于配置和操作计算机以执行在此所描述的过程。此外，机器可读代码，或其部分可以通过有线或无线网络传输。当此类媒体包括结合微处理器或其他数据处理器实现上文步骤的指令或程序时，本实施例的发明包括这些和其他不同类型的非暂时性计算机可读存储介质。当根据本发明的方法和技术编程时，本发明还包括计算机本身。
计算机程序能够应用于输入数据以执行本实施例的功能，从而转换输入数据以生成存储至非易失性存储器的输出数据。输出信息还可以应用于一个或多个输出设备如显示器。在本发明优选的实施例中，转换的数据表示物理和有形的对象，包括显示器上产生的物理和有形对象的特定视觉描绘。
以上，只是本发明的较佳实施例而已，本发明并不局限于上述实施方式，只要其以相同的手段达到本发明的技术效果，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。在本发明的保护范围内其技术方案和/或实施方式可以有各种不同的修改和变化。
Claims (10)
1.一种基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于，所述Doherty功率放大器包括耦合器(101)、主放大器(102)、辅助放大器(103)以及后匹配网络(104)；
所述主放大器(102)与所述耦合器(101)的其中一个端口连接，所述辅助放大器(103)与所述耦合器(101)的另一个端口连接；所述后匹配网络(104)分别与所述主放大器(102)的输出端以及所述辅助放大器(103)的输出端连接；
所述耦合器(101)用于控制所述主放大器(102)与所述辅助放大器(103)的输出电流相位差；
所述耦合器(101)具有特定相位特性；所述特定相位特性包括：在中心频点，控制所述主放大器(102)与所述辅助放大器(103)在输出合路点电流相位差为特定值，且在频率范围内具有特定斜率。
2.根据权利要求1所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述耦合器(101)包括多段传输线以及布置在介质基板上层和底层的对称耦合线，其中，位于介质基板上层的对称耦合线与位于介质基板底层的对称耦合线通过金属通孔上下连接，各段所述传输线分别与位于介质基板上层的对称耦合线连接，形成所述耦合器(101)的各个输出端口。
3.根据权利要求1所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述主放大器(102)包括第一输入匹配网络(202)、第一栅极偏置网络(203)、第一放大芯片(204)以及第一改进负载调制网络(205)；
所述第一栅极偏置网络(203)的一端依次通过稳定电阻(R2)和电容(C2)与所述第一输入匹配网络(202)连接，另一端通过所述第一放大芯片(204)与所述第一改进负载调制网络(205)连接。
4.根据权利要求3所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述辅助放大器(103)包括第二输入匹配网络(206)、第二栅极偏置网络(207)、第二放大芯片(208)以及第二改进负载调制网络(209)；
所述第二栅极偏置网络(207)的一端依次通过稳定电阻(R4)和电容(C4)与所述第二输入匹配网络(206)连接，另一端通过所述第二放大芯片(208)与所述第二改进负载调制网络(209)连接。
5.根据权利要求4所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：所述耦合器(101)包括第一端口、第二端口、第三端口和第四端口；
所述第一端口与射频源连接，所述第二端口与所述第二输入匹配网络连接，所述第三端口与所述第一输入匹配网络连接，所述第四端口为隔离端，所述第四端口通过电阻(R1)与金属化过孔接地。
6.根据权利要求4所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述第一输入匹配网络内部设有隔直电容(C1)，所述第二输入匹配网络内部设有隔直电容(C3)；
所述第一改进负载调制网络(205)的输出端通过隔直电容(C6)与所述后匹配网络连接，所述第二改进负载调制网络(209)内设有隔直电容(C5)，所述第二改进负载调制网络(209)的输出端与所述后匹配网络连接。
7.根据权利要求1所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述后匹配网络(104)包括固定宽度的传输线、特征阻抗为50Ω的输出焊盘以及开路枝节线，所述输出焊盘与所述开路枝节线加载在所述传输线上面。
8.根据权利要求1-7任一项所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述Doherty功率放大器还包括介质基板；
所述耦合器(101)、所述主放大器(102)、所述辅助放大器(103)以及所述后匹配网络(104)分别通过微带工艺固定在所述介质基板上。
9.根据权利要求8所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于：
所述介质基板以介电常数为3.38、厚度为0.813mm的Rogers RO4003C材料制造。
10.根据权利要求9所述的基于异相电流调制和相位控制的Doherty功率放大器，其特征在于，所述介质基板通过M3螺丝固定在金属散热器上。
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