CN109873612A - 一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，包括：输入匹配电路(40)、输出匹配电路(50)和晶体管(30)；输入匹配电路(40)由彼此串联的第一组微带线组成，用于输入射频信号且优化输入端射频信号的传输，其与晶体管(30)的栅级(31)串联；输出匹配电路(50)由彼此串联的第二组微带线组成，用于输出射频信号且优化输出端射频信号的传输，其与晶体管(30)的漏级(32)串联。基于传统双频阻抗变换器的原理，采用多段微带线级联的结构，在实现基频匹配的同时来控制二次谐波。能在两个频段工作，带宽大，结构简单，实现双频高效率性能。

Description

一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器

技术领域

本发明涉及无线通信功率放大器技术领域，特别涉及一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器。

背景技术

从1G到4G，移动通信的核心是人与人之间的通信，个人的通信是移动通信的核心业务。但是5G的通信不仅仅是人的通信，通信从人与人之间通信开始转向人与物的通信，直至机器与机器的通信。

5G移动时代距离我们越来越近，因此通信系统需要具有高速率和低时延的特点，这是对射频收发系统的又一次挑战。而功率放大器作为射频发射机不可缺少的一部分，其工作带宽以及效率和增益等指标对于整个系统的性能指标至关重要，因此设计高效率和高增益的功率放大受到了社会的广泛关注。

固态功率放大器具有电压低，效率高，稳定性强的优点，受到了各领域的密切关注。为了满足当今以及未来移动通信对于高传输速率的要求，功率放大器作为射频发射机中的核心部件，在带宽、效率和线性三个方面都面临着巨大的技术挑战。

当前三大运营商分配的4GTD-LTE频段主要分布在1880MHz到2655MH范围内，近期从工信部获悉，三大运营商已经获得全国范围5G中低频段试验频率使用许可。中国电信获得3400MHz-3500MHz共100MHz带宽的5G试验频率资源；中国移动获得2515MHz-2675MHz、4800MHz-4900MHz频段的5G试验频率资源；中国联通获得3500MHz-3600MHz共100MHz带宽的5G试验频率资源。

因此设计满足通信频带的高效率功率放大器(宽带或者多频带)，来适应下一代的通信需求具有很高的应用价值或者市场价值。

发明内容

(一)发明目的

本发明的目的是提供一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，该基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器基于传统双频阻抗变换器的原理，采用多段微带线级联的结构，在实现基频匹配的同时来控制二次谐波。其中晶体管的栅级串联的输入匹配电路包含由R-C并联的稳定电路；晶体管的漏级串联的输出匹配电路可以在基频匹配的情况下对二次谐波形成控制，能在两个频段工作，带宽大，结构简单，实现双频高效率性能。

(二)技术方案

为解决上述问题，根据本发明的一个方面,本发明提供了一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，包括：输入匹配电路、输出匹配电路和晶体管；输入匹配电路由彼此串联的第一组微带线组成，用于输入射频信号且优化输入端射频信号的传输，其与晶体管的栅级串联；输出匹配电路由彼此串联的第二组微带线组成，用于输出射频信号且优化输出端射频信号的传输，其与晶体管的漏级串联。

进一步的，输入匹配电路包括：输入端口、输入双频实阻抗匹配部分、输入双频偏置电路部分、输入稳定电路部分、输入双频导纳电纳抵消及二次谐波控制部分和输入双频阻抗转化部分；输入双频阻抗转化部分将位于频段内的最优阻抗转变为特定导纳形式，其一端与输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分的一端相连，输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分将电纳形式在不同频点处分别抵消，并进行二次谐波调谐；输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分的另一端与输入双频实阻抗匹配部分的一端相连，输入双频实阻抗匹配部分将电导双频变换到负载阻抗；输入端口用于输入射频信号，其一端与输入双频实阻抗匹配部分的另一端相连；输入双频偏置电路部分与输入双频实阻抗匹配部分相连，用于防止射频信号接地；输入双频阻抗转化部分的另一端与输入稳定电路部分的一端相连，输入稳定电路部分用于稳定功率放大器，其另一端与晶体管的栅级串联。

进一步的，输入端口包括：二十四微带线和第二电容，二十四微带线和第二电容的一端串联；输入双频实阻抗匹配部分包括：二十三微带线和二十二微带线，二十三微带线的一端与第二电容的另一端串联，二十三微带线的另一端通过T型结构与二十二微带线的一端相连；输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分包括：十八微带线、十九微带线、二十微带线和二十一微带线，二十三微带线的另一端通过T型结构与二十一微带线的一端相连，二十一微带线通过十字状结构分别于十八微带线、十九微带线相连，同时十九微带线的另一端和二十微带线相连；输入双频阻抗转化部分包括十七微带线；输入双频偏置电路部分包括：十三微带线、十四微带线、十五微带线，十七微带线与十三微带线的一端相连，十三微带线的另一端与十四微带线的一端相连，十四微带线的另一端与十五微带线相连。输入稳定电路包括：十一微带线、十二微带线、第一电阻和第一电容，十二微带线的一端通过相互并联的第一电阻和第一电容与十七微带线的另一端相连，十二微带线的另一端与十一微带线的一端相连，十一微带线的另一端与晶体管的栅级串联。

进一步的，输入稳定电路还包括：稳定电路电阻，十七微带线通过稳定电路电阻与十三微带线的一端相连。

进一步的，输入匹配电路还包括：连接件，连接件设置在十七微带线和十二微带线上，用于连接第一电阻、第一电容；连接件设置在十七微带线和十三微带线上，用于连接稳定电路电阻。

进一步的，输出匹配电路包括：输出端口、输出双频实阻抗匹配部分、输出双频偏置电路部分、输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分和输出双频阻抗转化部分；输出双频阻抗转化部分将位于频段内的最优阻抗转变为特定导纳形式，其一端与晶体管的漏级串联，其另一端与输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分的一端相连，输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分将电纳形式在不同频点处分别抵消，并进行二次谐波调谐；输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分的另一端分别与输出双频实阻抗匹配部分的一端和输出双频偏置电路部分的一端相连，输出双频实阻抗匹配部分将电导双频变换到负载阻抗，输出双频偏置电路部分用于防止射频信号接地；输出双频实阻抗匹配部分的另一端与输出端口的一端相连，输出端口用于输出射频信号。

进一步的，输出双频阻抗转化部分包括一微带线，其一端与晶体管的漏级串联；输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分包括：二微带线、三微带线、四微带线和五微带线，一微带线的另一端通过十字状结构分别与二微带线、三微带线的一端相连以及五微带线的一端相连，同时三微带线的另一端与四微带线相连；输出双频偏置电路部分包括：七微带线、八微带线和九微带线，五微带线通过十字状结构与七微带线的一端相连，七微带线的另一端与八微带线的一端相连，八微带线的另一端与九微带线相连；输出双频实阻抗匹配部分包括：六微带线和十微带线，五微带线通过十字状结构分别与六微带线和十微带线相连；输出端口包括：二十五微带线和第三电容，二十五微带线和第三电容的一端串联，第三电容的另一端与十微带线串联。

进一步的，还包括：介质板；输入匹配电路、输出匹配电路和晶体管均布设于介质板上。

进一步的，输入端口和输出端口分别布设于介质板的相对两端。

本发明的目的是提供一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，包括：输入匹配电路、输出匹配电路和晶体管；输入匹配电路由彼此串联的第一组微带线组成，用于输入射频信号且优化输入端射频信号的传输，其与晶体管的栅级串联；输出匹配电路由彼此串联的第二组微带线组成，用于输出射频信号且优化输出端射频信号的传输，其与晶体管的漏级串联。。该基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器基于传统双频阻抗变换器的原理，采用多段微带线级联的结构，在实现基频匹配的同时来控制二次谐波。其中晶体管的栅级串联的输入匹配电路包含由R-C并联的稳定电路；晶体管的漏级串联的输出匹配电路可以在基频匹配的情况下对二次谐波形成控制，能在两个频段工作，带宽大，结构简单，实现双频高效率性能。

(三)有益效果

本发明的上述技术方案具有如下有益的技术效果：在两个不同频段可以同时工作的高效率功率放大器，结合了传输线理论，带宽大，结构简单。工作频点选择2.3G和3.5G两个频点在一定带宽内实现效率大于60％，满足下一代通信系统的要求。

附图说明

图1是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的结构图；

图2是本发明提供的输入匹配电路的结构图；

图3是本发明提供的输出匹配电路的结构图；

图4是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的示意图；

图5是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的电路原理示意图；

图6是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器插入损耗S21和回波损耗S11的仿真S参数图；

图7是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在2.3G频带内增益和频率之间的关系图；

图8是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在3.5G频带内增益和频率之间的关系图；

图9是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在2.3G频带内效率和频率之间的关系图；

图10是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在3.5G频带内效率和频率之间的关系图；

图11是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在2.3G频带内漏级效率和输入功率，输出功率之间的关系图；

图12是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在3.5G频带内漏级效率和输入功率、输出功率之间的关系图；

图13是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的三维结构图。

附图标记：

1-一微带线；2-二微带线；3-三微带线；4-四微带线；5-五微带线；6-六微带线；7-七微带线；8-八微带线；9-九微带线；10-十微带线；11-十一微带线；12-十二微带线；13-十三微带线；14-十四微带线；15-十五微带线；16-连接件；17-十七微带线；18-十八微带线；19-十九微带线；20-二十微带线；21-二十一微带线；22-二十二微带线；23-二十三微带线；24-二十四微带线；25-二十五微带线；26-介质板；30-晶体管；31-栅级；32-漏级；40-输入匹配电路；50-输出匹配电路；400-输入端口；401-输入双频实阻抗匹配部分；402-输入双频偏置电路部分；403-输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分；404-输入双频阻抗转化部分；405-输入稳定电路部分；500-输出端口；501-输出双频实阻抗匹配部分；502-输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分；503-输出双频偏置电路部分；504-输出双频阻抗转化部分；CI-第一电容；C2-第二电容；C3-第三电容；R1-第一电阻；R2-稳定电路电阻。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

图1是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的结构图。

图2是本发明提供的输入匹配电路的结构图。

图3是本发明提供的输出匹配电路的结构图。

图4是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的示意图。

图5是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器的电路原理示意图。

在一实施例中，本发明提供的一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，包括：输入匹配电路40、输出匹配电路50和晶体管30；输入匹配电路40由彼此串联的第一组微带线组成，用于输入射频信号且优化输入端射频信号的传输，其与晶体管30的栅级31串联；输出匹配电路50由彼此串联的第二组微带线组成，用于输出射频信号且优化输出端射频信号的传输，其与晶体管30的漏级32串联。

具体地，匹配电路又指阻抗匹配，主要用于传输线，以此达到所有高频的微波信号能传递至负载点的目的，减少信号的反射，从而提升能源效益。信号源内阻与所接传输线的特性阻抗大小相等且相位相同，或传输线的特性阻抗与所接负载阻抗的大小相等且相位相同，分别称为传输线的输入端或输出端处于阻抗匹配状态，简称为阻抗匹配；否则，便称为阻抗失配。即通过匹配网络，可以避免信号反射，最大化能量传输。

其中，输入匹配电路40和输出匹配电路50是根据信号输入和信号输出端口进行区分的，输入匹配电路40处于信号输入端，输出匹配电路50处于信号输出端。请参看图4，输入匹配电路40与晶体管30的一端连接，晶体管30的另一端与输出匹配电路50连接。晶体管30用于实现射频信号的放大。

在一实施例中，输入匹配电路40包括：输入端口400、输入双频实阻抗匹配部分401、输入双频偏置电路部分402、输入稳定电路部分405、输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分403和输入双频阻抗转化部分404；

输入双频阻抗转化部分404将位于2.3G和3.5G的最优阻抗转变为特定导纳形式，其一端与输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分403的一端相连，输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分403将电纳形式在两个不同频点处分别抵消，并进行二次谐波调谐；

输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分403的另一端与输入双频实阻抗匹配部分401的一端相连，输入双频实阻抗匹配部分401将电导双频变换到负载阻抗；

输入端口400用于输入射频信号，其一端与输入双频实阻抗匹配部分401的另一端相连；输入双频偏置电路部分402与输入双频实阻抗匹配部分401相连，用于防止射频信号接地；

输入双频阻抗转化部分404的另一端与输入稳定电路部分405的一端相连，输入稳定电路部分405用于稳定功率放大器，其另一端与晶体管30的栅级31串联。

具体地，请参看图5，输入双频阻抗转化部分404将通过load pull(负载牵引)得到的位于2.3G和3.5G的最优阻抗Z1和Z2转变为特定导纳形式：

Y1＝G+j*B1，

Y2＝G+j*B2，

输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分403将Y1和Y2中B1和B2在两个频点处分别抵消，同时由于较多的自由度，可以将2f1和2f2频点处阻抗调谐到load pull获得的高效率区域。

输入双频实阻抗匹配部分401将电导1/G双频变换到负载阻抗R。

输入双频偏置电路部分402可以实现较好的防止射频信号接地的效果，输入双频偏置电路部分402引入直流信号，晶体管30将输入双频偏置电路部分402引入的直流信号转化为射频信号。

输入稳定电路部分405可保证整个功率放大器的稳定性。

在一实施例中，输入端口400包括：二十四微带线24和第二电容C2，二十四微带线24和第二电容C2的一端串联；

输入双频实阻抗匹配部分401包括：二十三微带线23和二十二微带线22，二十三微带线23的一端与第二电容C2的另一端串联，二十三微带线23的另一端通过T型结构与二十二微带线22的一端相连；

输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分403包括：十八微带线18、十九微带线19、二十微带线20和二十一微带线21，二十三微带线23的另一端通过T型结构与二十一微带线21的一端相连，二十一微带线21通过十字状结构分别于十八微带线18、十九微带线19相连，同时十九微带线19的另一端和二十微带线20相连；

输入双频阻抗转化部分404包括十七微带线17；

输入双频偏置电路部分包括：十三微带线13、十四微带线14、十五微带线15和，十七微带线17与十三微带线13的一端相连，十三微带线13的另一端与十四微带线14的一端相连，十四微带线14的另一端与十五微带线15相连。

输入稳定电路405包括：十一微带线11、十二微带线12、第一电阻R1和第一电容CI，十二微带线12的一端通过相互并联的第一电阻R1和第一电容CI与十七微带线17的另一端相连，十二微带线12的另一端与十一微带线11的一端相连，十一微带线11的另一端与晶体管30的栅级31串联。

具体地，请参照图2，通2中由左至右，二十四微带线24的一端处于开路状态，二十四微带线24的另一端与第二电容C2的一端串联，第二电容C2的另一端与二十三微带线23的一端相连；二十三微带线23的另一端通过T型结构分别于二十二微带线22的一端和二十一微带线21的一端相连，此时二十二微带线22的另一端处于开路状态。

二十一微带线21的另一端通过通过十字状结构分别于十八微带线18的一端、十九微带线19的一端和十七微带线17的一端相连，此时十八微带线18的另一端处于开路状态，十九微带线19的另一端与二十微带线20的一端相连，二十微带线20的另一端处于开路状态；十七微带线17的另一端通过相互并联的第一电阻R1和第一电容CI与十二微带线12的一端相连，十二微带线12的另一端与十一微带线11的一端相连。

同时十七微带线17通过稳定电路电阻R2与十三微带线13的一端相连，十三微带线13的另一端与十四微带线14的一端相连，十四微带线14的另一端与十五微带线15的一端相连，十五微带线15的另一端处于开路状态。

在一实施例中，输入稳定电路405还包括：稳定电路电阻R2，十七微带线17通过稳定电路电阻R2与十三微带线13的一端相连。

在一实施例中，输入匹配电路40还包括：连接件16，连接件16设置在十七微带线17和十二微带线12上，用于连接第一电阻R1、第一电容CI；连接件16设置在十七微带线17和十三微带线13上，用于连接稳定电路电阻R2。

具体地，类似微带线的结构连接件16为焊盘，用于集总第一电阻R1、第一电容CI以及稳定电路电阻R2元件的连接。在一实施例中，输出匹配电路50包括：输出端口500、输出双频实阻抗匹配部分501、输出双频偏置电路部分503、输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分502和输出双频阻抗转化部分504；

输出双频阻抗转化部分504将位于2.3G和3.5G的最优阻抗转变为特定导纳形式，其一端与晶体管30的漏级32串联，其另一端与输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分502的一端相连，输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分502将电纳形式在两个不同频点处分别抵消，并进行二次谐波调谐；

输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分502的另一端分别与输出双频实阻抗匹配部分501的一端和输出双频偏置电路部分503的一端相连，输出双频实阻抗匹配部分501将电导双频变换到负载阻抗，输出双频偏置电路部分503用于防止射频信号接地；

输出双频实阻抗匹配部分501的另一端与输出端口500的一端相连，输出端口500用于输出所述射频信号。

具体地，请参看图6，输出双频阻抗转化部分504将通过load pull得到的位于2.3G和3.5G的最优阻抗Z1和Z2转变为特定导纳形式：

Y1＝G+j*B1，

Y2＝G+j*B2。

输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分502将Y1和Y2中B1和B2在两个频点处分别抵消，同时由于较多的自由度，可以将2f1和2f2频点处阻抗调谐到load pull获得的高效率区域。

输出双频实阻抗匹配部分501将电导1/G双频变换到负载阻抗R。

输出双频偏置电路部分503可以实现较好的防止射频信号接地的效果，输出双频偏置电路部分503引入直流信号，晶体管30将输出双频偏置电路部分503引入的直流信号转化为射频信号。

在一实施例中，输出双频阻抗转化部分504包括一微带线1，其一端与晶体管30的漏级32串联；输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分502包括：二微带线2、三微带线3、四微带线4和五微带线5，一微带线1的另一端通过十字状结构分别与二微带线2、三微带线3的一端相连以及五微带线5的一端相连，同时三微带线3的另一端与四微带线4相连；

输出双频偏置电路部分503包括：七微带线7、八微带线8和九微带线9，五微带线5通过十字状结构与七微带线7的一端相连，七微带线7的另一端与八微带线8的一端相连，八微带线8的另一端与九微带线9相连；

输出双频实阻抗匹配部分501包括：六微带线6和十微带线10，五微带线5通过十字状结构分别与六微带线6和十微带线10相连；

输出端口500包括：二十五微带线25和第三电容C3，二十五微带线25和第三电容C3的一端串联，第三电容C3的另一端与十微带线10串联。

具体地，请参照图3，通3中由右至左，二十五微带线25的一端处于开路状态，二十五微带线25的另一端与第三电容C3的一端串联，第三电容C3的另一端与十微带线10的一端相连。

十微带线10的另一端通过十字状结构分别与五微带线5的一端、六微带线6的一端和七微带线7的一端相连，此时，六微带线6的另一端处于开路状态，七微带线7的另一端与八微带线8的一端相连，八微带线8的另一端与九微带线9的一端相连，九微带线9的另一端处于开路状态。

而五微带线5的另一端通过十字状结构分别与一微带线1的一端、二微带线2的一端和三微带线3的一端相连，此时，二微带线2的另一端处于开路状态，三微带线3的另一端与四微带线4的一端相连，四微带线4的另一端处于开路状态。

其中输出匹配电路50中各个原件的参数以及微带线长宽分别为：

输出匹配电路50：通过微带线1将通过load pull得到的位于2.3G和3.5G的最优阻抗Z1和Z2转变为特定导纳形式：

Y1＝G+j*B1，

Y2＝G+j*B2，

即通过输出双频阻抗转换部分504，其中：

其中：ZK和EK为微带线1的特性阻抗和电长度，EK表示不同频点对应的电长度。

通过上述公式可以确定微带线的特性阻抗Zk和电长度Ek之间的关系，通过二微带线2，三微带线3，四微带线4，五微带线5，将Y1和Y2中B1和B2在两个频点处分别抵消，同时由于较多的自由度，可以将2f1和2f2频点处阻抗调谐到load pull获得的理想高效率区域，即输出双频电纳抵消以及二次谐波控制502。

其中：

m＝f2/f1

上式中Z2、E2，Z3、E3，Z4、E4，分别为二微带线2,三微带线3,四微带线4特性阻抗和电长度。

由于方程解的特性以及五微带线5的引入，大大增加了调谐的自由度，可以在满足上式的基础上同时将2f1和2f2频点处的阻抗调节到高效率区域，使得整个放大器获得高的效率和增益。

通过六微带线6，十微带线10将电导1/G双频变换到负载阻抗R，即输出双频实阻抗匹配部分501。其中：(m＝f2/f1),n为正整数。

E6＝m*E10

上式中Z6、E6，Z10、E10，分别为六微带线6,十微带线10的特性阻抗和电长度。

输出匹配电路50的第二组微带线的长宽如下：

一微带线1宽度W＝2.7mm，长度L＝4.5mm,

二微带线2宽度W＝4mm，长度L＝4.2mm，

三微带线3宽度W＝0.2mm，长度L＝10mm，

四微带线4宽度W＝1.3mm，长度L＝9.2mm，

五微带线5宽度W＝3.6mm，长度L＝20mm，

六微带线6宽度W＝0.6mm，长度L＝28.1mm，

七微带线7宽度W＝1mm，长度L＝16mm，

八微带线8宽度W＝1.9mm，长度L＝30mm，

九微带线9宽度W＝1mm，长度L＝16mm,

十微带线10宽度W＝1.5mm，长度L＝16.1mm，

二十五微带线25宽度W＝1mm，长度L＝16mm，

电容C3＝100pF。

其中输入匹配电路40中各个原件的参数以及微带线长宽计算与输出匹配电路50的相同。

输入匹配电路40的第一组微带线的长宽如下：

十一微带线11宽度W＝8mm，长度L＝2.5mm，

十二微带线12宽度W＝7.4mm，长度L＝0.8mm，

十七微带线17宽度W＝2.8mm，长度L＝12.9mm，

十三微带线13宽度W＝0.8mm，长度L＝14mm，

十四微带线14宽度W＝1.8mm，长度L＝30.9mm，

十五微带线15宽度W＝0.8mm，长度L＝14mm，

十八微带线18宽度W＝1.7mm，长度L＝21.3mm，

十九微带线19宽度W＝1.8mm，长度L＝4.8mm，

二十微带线20宽度W＝0.7mm，长度L＝13.4mm，

二十一微带线21宽度W＝3.5mm，长度L＝10.8mm,

二十二微带线22宽度W＝0.5mm，长度L＝26.5mm，

二十三微带线23宽度W＝1.2mm，长度L＝10.5mm，

二十四微带线24宽度W＝1mm，长度L＝17.8mm，

电阻R1＝50欧姆，电容C1＝1.8pF，电阻R2＝47欧姆，电容C2＝100PF，

连接件16宽度W＝0.8mm，长度L＝0.8mm。

图11是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在2.3G频带内漏级效率和输出功率之间的关系图。

图12是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在3.5G频带内漏级效率和输出功率之间的关系图。

在一实施例中，还包括：介质板26；输入匹配电路40、输出匹配电路50和晶体管30均布设于介质板26上。

具体地，介质板26的正面设置输入匹配电路40、输出匹配电路50和晶体管30，介质板26为印制电路的基板，用于承载整个电路。按照罗杰斯4350B的参数进行仿真，其中介电常数为3.66，厚度为20mil，覆铜厚度为35um，漏级电压为28v，栅级电压为-2.8v，输入功率为30dBm。

请参看图11和图12，横坐标为输入功率，纵坐标分别为输出功率和漏级效率。在2.3G频段和3.5频段内，当输入功率为30dBm时，输出功率和漏级效率均达到最高值。

在一实施例中，输入端口400和输出端口500分别布设于介质板26的相对两端。具体地，请参看图13。

图6是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器插入损耗S21和回波损耗S11的仿真S参数图，图中横坐标表示频率的大小，纵坐标表示S参数。在频率为2.3G和3.5G两个频点插入损耗S21，如图中的红色曲线所示，此时的S参数大于16dB；在频率为2.3G和3.5G两个频点插入回波损耗S11，如图中的黑色曲线所示，此时的S参数都接近-10dB。

图7是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在2.3G频带内增益和频率之间的关系图，图8是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在3.5G频带内增益和频率之间的关系图。图中横坐标表示频率的大小，纵坐标表示增益的大小，基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在频率为2.3G和3.5G这两个频点处，增益均达到最高值。

图9是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在2.3G频带内效率和频率之间的关系图；图10是本发明提供的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在3.5G频带内效率和频率之间的关系图。图中横坐标表示频率的大小，纵坐标表示效率，基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器在频率为2.3G和3.5G这两个频点处，效率均达到最高值。

综上所述，本发明的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器分别在2.23G-2.34G和3.33G-3.66G这两个频段内可以获得大于10dB的增益，以及高于百分之60的漏级效率，并且在2.3G和3.5G两个频点插入损耗S21大于16dB，回波损耗S11都接近-10dB。

本发明旨在保护一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，包括：输入匹配电路40、输出匹配电路50和晶体管30；输入匹配电路40由彼此串联的第一组微带线组成，用于输入射频信号且优化输入端射频信号的传输，其与晶体管30的栅级31串联；输出匹配电路50由彼此串联的第二组微带线组成，用于输出射频信号且优化输出端射频信号的传输，其与晶体管30的漏级32串联。该基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器基于传统双频阻抗变换器的原理，采用多段微带线级联的结构，在实现基频匹配的同时来控制二次谐波。其中晶体管的栅级串联的输入匹配电路包含由R-C并联的稳定电路；晶体管的漏级串联的输出匹配电路可以在基频匹配的情况下对二次谐波形成控制，能在两个频段工作，带宽大，结构简单，实现双频高效率性能。在两个不同频段可以同时工作的高效率功率放大器，结合了传输线理论，带宽大，结构简单。工作频点选择2.3G和3.5G两个频点在一定带宽内实现效率大于60％，满足下一代通信系统的要求。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (9)

1.一种基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，包括：输入匹配电路(40)、输出匹配电路(50)和晶体管(30)；

所述输入匹配电路(40)由彼此串联的第一组微带线组成，用于输入射频信号且优化输入端所述射频信号的传输，其与所述晶体管(30)的栅级(31)串联；

所述输出匹配电路(50)由彼此串联的第二组微带线组成，用于输出所述射频信号且优化输出端所述射频信号的传输，其与所述晶体管(30)的漏级(32)串联。

2.根据权利要求1所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，所述输入匹配电路(40)包括：输入端口(400)、输入双频实阻抗匹配部分(401)、输入双频偏置电路部分(402)、输入稳定电路部分(405)、输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分(403)和输入双频阻抗转化部分(404)；

所述输入双频阻抗转化部分(404)将位于频段内的最优阻抗转变为特定导纳形式，其一端与所述输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分(403)的一端相连，所述输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分(403)将所述电纳形式在不同频点处分别抵消，并进行二次谐波调谐；

所述输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分(403)的另一端与所述输入双频实阻抗匹配部分(401)的一端相连，所述输入双频实阻抗匹配部分(401)将电导双频变换到负载阻抗；

所述输入端口(400)用于输入所述射频信号，其一端与所述输入双频实阻抗匹配部分(401)的另一端相连；

所述输入双频偏置电路部分(402)与所述输入双频实阻抗匹配部分(401)相连，防止所述射频信号接地；

所述输入双频阻抗转化部分(404)的另一端与所述输入稳定电路部分(405)的一端相连，所述输入稳定电路部分(405)用于稳定功率放大器，其另一端与所述晶体管(30)的栅级(31)串联。

3.根据权利要求2所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，

所述输入端口(400)包括：二十四微带线(24)和第二电容(C2)，所述二十四微带线(24)和所述第二电容(C2)的一端串联；

所述输入双频实阻抗匹配部分(401)包括：二十三微带线(23)和二十二微带线(22)，所述二十三微带线(23)的一端与所述第二电容(C2)的另一端串联，所述二十三微带线(23)的另一端通过T型结构与所述二十二微带线(22)的一端相连；

所述输入双频电纳抵消及二次谐波控制部分(403)包括：十八微带线(18)、十九微带线(19)、二十微带线(20)和二十一微带线(21)，所述二十三微带线(23)的另一端通过T型结构与所述二十一微带线(21)的一端相连，所述二十一微带线(21)通过十字状结构分别于所述十八微带线(18)、所述十九微带线(19)相连，同时所述十九微带线(19)的另一端和所述二十微带线(20)相连；

所述输入双频阻抗转化部分(404)包括十七微带线(17)；

所述输入双频偏置电路部分包括：十三微带线(13)、十四微带线(14)、十五微带线(15)，所述十七微带线(17)与所述十三微带线(13)的一端相连，所述十三微带线(13)的另一端与十四微带线(14)的一端相连，所述十四微带线(14)的另一端与十五微带线(15)相连；

所述输入稳定电路(405)包括：十一微带线(11)、十二微带线(12)、第一电阻(R1)和第一电容(CI)，所述十二微带线(12)的一端通过相互并联的所述第一电阻(R1)和所述第一电容(CI)与所述十七微带线(17)的另一端相连，所述十二微带线(12)的另一端与所述十一微带线(11)的一端相连，所述十一微带线(11)的另一端与所述晶体管(30)的栅级(31)串联。

4.根据权利要求3所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，所述输入稳定电路(405)还包括：稳定电路电阻(R2)，

所述十七微带线(17)通过所述稳定电路电阻(R2)与所述十三微带线(13)的一端相连。

5.根据权利要求3所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，所述输入匹配电路(40)还包括：连接件(16)，

所述连接件(16)设置在所述十七微带线(17)和所述十二微带线(12)上，用于连接所述第一电阻(R1)和所述第一电容(CI)；

所述连接件(16)设置在所述十七微带线(17)和所述十三微带线(13)上，用于连接所述稳定电路电阻(R2)。

6.根据权利要求1所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，所述输出匹配电路(50)包括：输出端口(500)、输出双频实阻抗匹配部分(501)、输出双频偏置电路部分(503)、输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分(502)和输出双频阻抗转化部分(504)；

所述输出双频阻抗转化部分(504)将位于频段内的最优阻抗转变为特定导纳形式，其一端与所述晶体管(30)的漏级(32)串联，其另一端与所述输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分(502)的一端相连，所述输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分(502)将所述电纳形式在不同频点处分别抵消，并进行二次谐波调谐；

所述输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分(502)的另一端分别与所述输出双频实阻抗匹配部分(501)的一端和所述输出双频偏置电路部分(503)的一端相连，所述输出双频实阻抗匹配部分(501)将电导双频变换到负载阻抗，所述输出双频偏置电路部分(503)用于防止所述射频信号接地；

所述输出双频实阻抗匹配部分(501)的另一端与所述输出端口(500)的一端相连，所述输出端口(500)用于输出所述射频信号。

7.根据权利要求6所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，

所述输出双频阻抗转化部分(504)包括一微带线(1)，其一端与所述晶体管(30)的漏级(32)串联；

所述输出双频电纳抵消及二次谐波控制部分(502)包括：二微带线(2)、三微带线(3)、四微带线(4)和五微带线(5)，所述一微带线(1)的另一端通过十字状结构分别与所述二微带线(2)、三微带线(3)的一端相连以及所述五微带线(5)的一端相连，同时所述三微带线(3)的另一端与所述四微带线(4)相连；

所述输出双频偏置电路部分(503)包括：七微带线(7)、八微带线(8)和九微带线(9)，所述五微带线(5)通过十字状结构与所述七微带线(7)的一端相连，所述七微带线(7)的另一端与八微带线(8)的一端相连，所述八微带线(8)的另一端与九微带线(9)相连；

所述输出双频实阻抗匹配部分(501)包括：六微带线(6)和十微带线(10)，所述五微带线(5)通过十字状结构分别与所述六微带线(6)和所述十微带线(10)相连；

所述输出端口(500)包括：二十五微带线(25)和第三电容(C3)，所述二十五微带线(25)和所述第三电容(C3)的一端串联，所述第三电容(C3)的另一端与所述十微带线(10)串联。

8.根据权利要求1所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，还包括：介质板(26)；

所述输入匹配电路(40)、所述输出匹配电路(50)和所述晶体管(30)均布设于所述介质板(26)上。

9.根据权利要求1-8中任意一项所述的基于多阶梯枝节匹配网络的双频带高效率功率放大器，其特征在于，所述输入端口(400)和所述输出端口(500)分别布设于所述介质板(26)的相对两端。