CN213585710U - 一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器 - Google Patents

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CN213585710U CN202022245787.1U CN202022245787U CN213585710U CN 213585710 U CN213585710 U CN 213585710U CN 202022245787 U CN202022245787 U CN 202022245787U CN 213585710 U CN213585710 U CN 213585710U
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刘国华
简叶龙
王维荣
赵众
黄谢镔
程知群
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Abstract

本实用新型公开了一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器及其设计方法，包括输入匹配网络、栅极直流馈电网络、晶体管、漏极直流馈电网络和输出匹配网络。相对于现有技术，本实用新型提出了一种新的输出匹配网络拓扑结构，级联端接耦合线结构用于设计功率放大器的输出匹配网络，通过在耦合微带线的四个端口选择不同的终端阻抗条件，端接耦合线不仅可以实现阻抗变换，还可以对谐波阻抗进行控制，可提高所设计功率放大器的效率，利用两段耦合线级联来扩展所设计功率放大器的带宽。与传统设计方法相比，无需分别设计谐波控制电路和基波匹配电路，在保持高效性能的同时简化了功率放大器的设计。

Description

一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器
技术领域
本实用新型涉及无线通讯技术领域，尤其涉及一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器。
背景技术
随着无线通信技术的快速发展，对射频前端电路的要求越来越高。功率放大器作为射频前端电路中的关键模块，其性能和特性对整个无线通信系统有着极其重要的影响。尤其是5G通信的到来，对无线通信系统的带宽提出了更高的要求，而作为无线通信系统的重要组成部分，功率放大器的带宽特性成为了衡量功率放大器的一个重要指标。功率放大器同时是无线通信系统中最耗能的部分，对整个系统的耗能、设备工作的时间以及散热装置的压力都有着重要的影响，所以功率放大器的效率同样是衡量功率放大器的另一重要指标。因此如何设计在带宽较宽的同时维持较高的效率的功率放大器成为当今无线通讯技术领域的热点问题。
然而在功率放大器的设计中，通常设计出来的功放有着较高的效率，但带宽较窄，或者有着较宽的带宽，但效率较低。在现有的设计中，大多先采用谐波控制网络来控制谐波，然后再通过基波匹配网络进行匹配，这种设计方法在一定程度上增加了电路设计的复杂度且体积较大，成本较高。
故，针对存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种性能更佳的宽带高效率功率放大器设计方案，解决现有技术中存在的缺陷。
实用新型内容
有鉴于此，本实用新型的目的在于提供一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器及其设计方法，提出了一种新的输出匹配网络拓扑结构，级联端接耦合线用作功率放大器的输出匹配网络，通过在耦合线的四个端口选择不同的终端阻抗条件，不仅可以实现阻抗变换，还实现了对谐波的控制，同时利用两段耦合微带线级联来扩展功率放大器的工作带宽。相对于传统的功率放大器，此输出匹配网络结构简单，易于实现，无需再分别设计谐波控制电路和基波匹配电路，在实现高性能的同时极大地简化了电路设计的复杂度，同时也进一步缩小了电路的体积，降低了生产成本。
为了克服现有技术的缺陷，本实用新型采用以下技术方案如下：
一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器，包括输入匹配网络、栅极直流馈电网络、晶体管、漏极直流馈电网络和输出匹配网络，其中，
所述输入匹配网络与晶体管的输入端相连接，将50欧姆阻抗匹配到晶体管通过源牵引得到最佳源阻抗的共轭，使功率放大器获得最大的输入功率；
所述栅极直流馈电网络和漏极直流馈电网络分别连接晶体管的栅极和漏极，给晶体管的栅极和漏极施加电压，用于阻断射频信号流入电源以及设置静态工作点；
所述晶体管，用于对输入信号进行放大；
所述输出匹配网络与晶体管的输出端相连接，用于将晶体管负载牵引得到的最佳输出阻抗匹配到50欧姆，使功率放大器实现最大效率传输，输出匹配网络不仅具有阻抗匹配的作用，而且对谐波具有抑制作用。
所述输出匹配网络为一种端接耦合线级联结构的网络拓扑，包括第一并联开路传输线TL9、第二并联开路传输线TL10、第三并联开路传输线TL11、第四并联开路传输线TL12、第一平行耦合线CLin1和第二平行耦合线CLin2，其中，第一并联开路传输线TL9与第一平行耦合线CLin1的2端口连接，第一平行耦合线CLin1的3端口与第二平行耦合线CLin2的2端口和第二并联开路传输线TL10连接，第一平行耦合线CLin1的4端口与第二平行耦合线CLin2的1端口和第三并联开路传输线TL11连接，第二并联开路传输线TL10与第一平行耦合线CLin1的3端口和第二平行耦合线CLin2的2端口连接，第三并联开路传输线TL11与第一平行耦合线CLin1的4端口和第二平行耦合线CLin2的1端口连接，第二平行耦合线CLin2的2端口与第一平行耦合线CLin1的3端口和第二并联开路传输线TL10连接，第二平行耦合线CLin2的1端口与第一平行耦合线CLin1的4端口和第三并联开路传输线TL11连接，第四并联开路传输线TL12与第二平行耦合线CLin2的3端口相连接作为负载端。
作为进一步的改进方案，所述输入匹配网络包括隔直电容C1、第一串联传输线TL1、第二串联传输线TL2、第三串联传输线TL3、第四串联传输线TL5和RC并联稳定电路，其中，隔直电容C1的一端与射频源输入端相连接，隔直电容C1的另一端与第一串联传输线TL1的一端连接，第一串联传输线TL1的另一端与第二串联传输线TL2的一端连接，第二串联传输线TL2的另一端与RC并联稳定电路的一端连接，RC并联稳定电路的另一端与第三串联传输线TL 3的一端连接，第三串联传输线TL 3的另一端与第四串联传输线TL 5的一端连接，第四串联传输线的另一端与晶体管的输入端连接。
作为进一步的改进方案，所述栅极直流馈电网络包括了微带传输线TL 4、稳定电阻R 2和耦合电容C 3，其中，微带传输线的一端和电源以及电容C3的一端连接，电容C3的另一端接地，微带传输线 TL 4的另一端与电阻R 2的一端连接，电阻R 2的另一端与晶体管的输入端连接，所述栅极直流馈电网络的偏压为-2.8V；所述漏极直流馈电网络包括微带传输线TL7和电容C4，其中，微带传输线TL7的一端和电源以及电容C4的一端连接，电容C4的一端接地，微带传输线TL7的另一端与晶体管的输出端连接，所述漏极直流馈电网络的偏压为28V。
作为进一步的改进方案，所述的输出匹配网络是通过开路短截线加载在耦合线的不同端口，然后将耦合线进行级联组成的对称匹配网络。
作为进一步的改进方案，所述的晶体管采用GaN HEMT CGH40010F 晶体管。
与现有技术相比，本实用新型具有如下技术效果：
本实用新型采用新型输出匹配网络结构拓扑，利用耦合线级联来扩展所设计功率放大器的带宽，通过在耦合线不同端口枝节加载开路短截线，不仅可实现阻抗匹配，还可以对谐波进行控制，能够提高功率放大器的效率。无需再分别设计谐波控制电路和基波匹配电路，极大的简化了电路设计的复杂度，且所设计的输出匹配网络为对称结构，简化了结构和工艺，同时也进一步缩小了电路的体积，降低了生产成本，有较好的应用前景。
附图说明
图1是本实用新型基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器结构示意图；
图2是本实用新型中输入匹配网络和栅极直流馈电网络示意图；
图3是本实用新型中级联端接耦合线输出匹配网络拓扑结构图；
图4是常规耦合微带线结构示意图；
图5为本实用新型对于图3中输出匹配网络拓扑结构的等效电路原理图，其中，图5(a)是本实用新型对于图3中输出匹配网络拓扑结构的奇模等效电路原理图；图5(b)是本实用新型对于图3中输出匹配网络拓扑结构的偶模等效电路原理图；
图6是本实用新型输出匹配网络滤波的S参数仿真结果示意图；
图7是本实用新型基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器的输出功率、效率和增益仿真结果图。
具体实施方式
以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统宽带高效率功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人在研究中发现，现有技术中传统宽带高效率功率放大器的输出匹配电路一般先设计谐波控制电路，然后在此基础上再进行基波匹配电路的设计，这种设计方法不仅增加了设计过程和结构的复杂度，而且设计完成后整体体积较大，不利于小型化的设计，成本相对于较高。
为了解决现有技术的缺陷，本实用新型提出了一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器及其设计方法，利用耦合线级联来扩展所设计功率放大器的带宽，通过在耦合线不同端口枝节加载开路短截线，不仅可实现阻抗匹配，还可以对谐波进行控制。
参见图1，所示为本实用新型基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器结构示意图，包括输入匹配网络、栅极直流馈电网络、晶体管、漏极直流馈电网络和输出匹配网络，其中，
所述输入匹配网络与晶体管的输入端相连接，将50欧姆阻抗匹配到晶体管通过源牵引得到最佳源阻抗的共轭，使功率放大器获得最大的输入功率；
所述栅极直流馈电网络和漏极直流馈电网络分别连接晶体管的栅极和漏极，给晶体管的栅极和漏极施加电压，用于阻断射频信号流入电源以及设置静态工作点；
所述输出匹配网络与晶体管的输出端相连接，用于将晶体管负载牵引得到的最佳输出阻抗匹配到50欧姆，使功率放大器实现最大效率传输，输出匹配网络不仅具有阻抗匹配的作用，而且对谐波具有抑制作用。
参见图2，所示为输入匹配网络的原理框图，包括隔直电容C1、第一串联传输线TL1、第二串联传输线TL2、第三串联传输线TL3、第四串联传输线TL5和RC并联稳定电路，其中，隔直电容C1的一端与射频源输入端相连接，隔直电容C1的另一端与第一串联传输线TL1的一端连接，第一串联传输线TL1的另一端与第二串联传输线TL2的一端连接，第二串联传输线TL2的另一端与RC并联稳定电路的一端连接，RC并联稳定电路的另一端与第三串联传输线TL 3的一端连接，第三串联传输线TL 3的另一端与第四串联传输线TL 5的一端连接，第四串联传输线的另一端与晶体管的输入端连接。
参见图3，所示为输出匹配网络拓扑结构示意图，通过级联端接耦合线结构实现电路的匹配。包括第一并联开路传输线TL9、第二并联开路传输线TL10、第三并联开路传输线TL11、第四并联开路传输线TL12、第一平行耦合线CLin1和第二平行耦合线CLin2，其中，第一并联开路传输线TL9与第一平行耦合线CLin1的2端口连接，第一平行耦合线CLin1的3端口与第二平行耦合线CLin2的2端口和第二并联开路传输线TL10连接，第一平行耦合线CLin1的4端口与第二平行耦合线CLin2的1端口和第三并联开路传输线TL11连接，第二并联开路传输线TL10与第一平行耦合线CLin1的3端口和第二平行耦合线CLin2的2端口连接，第三并联开路传输线TL11与第一平行耦合线CLin1的4端口和第二平行耦合线CLin2的1端口连接，第二平行耦合线CLin2的2端口与第一平行耦合线CLin1的3端口和第二并联开路传输线TL10连接，第二平行耦合线CLin2的1端口与第一平行耦合线CLin1的4端口和第三并联开路传输线TL11连接，第四并联开路传输线TL12与第二平行耦合线CLin2的3端口相连接作为负载端。
上述的输出匹配网络拓扑结构为对称的端接耦合线结构，以下对本实用新型的技术方案工作原理做进一步的说明。
为了进一步的简化分析，将对称的输出匹配网络进行奇偶模分析。参见图4，所示为常规耦合微带线结构示意图，因为它有1、2、3、4 四个引出头，故属于四口网络。对于耦合微带线的奇偶模参量，可由下式表示：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000081
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000082
其中，
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000083
及
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000084
分别为空气耦合微带线的奇偶模特性阻抗，而εeo和εee分别为介质奇偶模的有效介电常数。由上面两式可知，只要求得εeo和εee在εr变化时的相应改变值，即可求得变化后的Z0o和Z0e值。
参数Z0o，Z0e分别为耦合微带线奇模和偶模的特性阻抗，θ为其电长度。常规的耦合微带线结构的四端口阻抗矩阵可表示为：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000091
其中Vm和In(m,n＝1,2,3,4)分别为图4中常规耦合线四个端口的电压和电流,
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000092
条件ik＝0对应于第k个端口开路。此时得到的不是归一化阻抗矩阵，而是有量纲的阻抗矩阵。其中的每一个元素，均已Ω为单位。
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000093
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000094
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000095
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000096
在计算出耦合微带线的四端口网络参量之后，很多单元电路的特性在此基础上可以求得。除了把耦合微带线定向耦合器作为四端口元件使用外，一般都把它作为滤波器电路单元；而此时经常把其他两个端口短路或开路，因而只有两个端口和其他电路相连，实际上成了两端口网络。
参见图5(a)，所示为输出匹配网络的奇模等效电路原理图，在奇模激励状态下，对称平面下奇模等效电路输入阻抗表达式如下式：
Zino＝Z11+Z12 (8)
其中：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000101
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000102
Zod,Zen分别为耦合线CLin1和CLin2的奇模和偶模特性阻抗，θ为其电长度，Z1，θ1为传输线TL9和TL12的特性阻抗和电长度。
参见图5(b)，所示为输出匹配网络的偶模等效电路原理图，在偶模激励状态下，对称平面下偶模等效电路输入阻抗表达式如下式：
Zine＝Z22+Z23 (11)
其中：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000103
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000104
Z1，θ1为传输线TL9和TL12的特性阻抗和电长度,Z2，θ2分别为传输线TL10和TL11的特性阻抗和电长度。然后将奇偶模等效电路的输入阻抗引入散射参数，可以得到该散射参数的表达式为：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000105
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000106
其中Zin表示为该输出匹配网络的输入阻抗。基于上述表达式，可以计算和分析端接耦合线结构的外部散射参数，对于在工作频段内的滤波性能参数由以上公式决定。图6为输出匹配网络滤波的S参数仿真结果示意图，从S参数仿真结果看出，该匹配网络对二次谐波的抑制最少为23dB，表现出了良好的滤波特性。
参见图7，所示为本实用新型基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器的输出功率、效率和增益仿真结果图，所设计的功率放大器工作在1.2-3.6GHz频段内，饱和输出功率为40-42dBm，增益大于10dB，且漏极效率在63％-76％之间，表现出了良好的性能指标。
在一种优选实施方式中，采用了Cree公司的GaN HEMT CGH40010F 晶体管实现；
在一种优选实施方式中，所设计的输入匹配网络和晶体管之间设置有栅极偏置电路，其偏压设置为-2.8V；
在一种优选实施方式中，晶体管与所设计的输出匹配网络之间设置有漏极偏置电路，其偏压设置为28V；
本实用新型基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
步骤S1：先对晶体管的栅极和漏极在中心频率下进行源牵引和负载牵引得到最佳源阻抗和最佳负载阻抗；
步骤S2：根据步骤S1获得的最佳源阻抗，采用步进阻抗匹配方法实现从输入端口到最佳源阻抗的共轭匹配，对输入匹配网络进行设计；
步骤S3：采用四分之一波长传输线设计偏置电路模块；
步骤S4：根据步骤S1获得的最佳负载阻抗来设计输出滤波匹配网络。采用放大器与滤波匹配网络级联的方式，可以在不同的输入阻抗点与50Ω的固定输出阻抗之间可获得滤波响应，通过这种方式可以使晶体管漏极节点与滤波匹配网络输入端口之间互连线产生的阻抗失配最小化。所设计的输出滤波匹配网络如图3所示，采用的是两段平行耦合微带线级联来扩展工作带宽，在平行耦合微带线的不同端口枝节加载四条开路短截线TL9、TL10、TL11、TL12来组成输出滤波匹配网络。枝节加载开路短截线可以增加滤波匹配网络的传输零点，提高其选择性，得到更好的带外抑制水平。图5所示为该输出滤波匹配网络的奇偶模等效电路图，其奇偶模等效电路的输入阻抗分别为：
Zino＝Z11+Z12 (16)
Zine＝Z22+Z23 (17)
其中：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000121
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000122
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000123
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000124
Zod,Zen分别为耦合线CLin1和CLin2的奇模和偶模特性阻抗，θ为其电长度，Z1，θ1为传输线TL9和TL12的特性阻抗和电长度,Z2，θ2分别为传输线TL10和TL11的特性阻抗和电长度。将奇偶模等效电路的输入阻抗引入散射参数，可以得到该散射参数的表达式为：
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000125
Figure DEST_PATH_GDA0003068620590000126
其中Zin表示为该输出匹配网络的输入阻抗。基于上述表达式，可以计算和分析端接耦合线结构的外部散射参数，对于在工作频段内的滤波性能参数由以上公式决定。图6为输出匹配网络滤波的S参数仿真结果示意图，从S参数仿真结果看出，该匹配网络对二次谐波的抑制最少为23dB，表现出了良好的滤波特性。
步骤S5：将设计好的各模块搭建成一个整体电路，对搭建好的整体电路进行仿真和调试，根据仿真结果对整体电路进行优化，进一步改善所设计功率放大器的性能。
参见图7，所示为本实用新型基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器的输出功率、效率和增益仿真结果图，所设计的功率放大器工作在1.2-3.6GHz频段内，饱和输出功率为40-42dBm，增益大于10dB，且漏极效率在63％-76％之间，表现出了良好的性能指标。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.一种基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器，其特征在于，至少包括输入匹配网络、栅极直流馈电网络、晶体管、漏极直流馈电网络和输出匹配网络，其中，
所述输入匹配网络与晶体管的输入端相连接，用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管通过源牵引得到最佳源阻抗的共轭，使功率放大器获得最大的输入功率；
所述栅极直流馈电网络和漏极直流馈电网络分别与晶体管的栅极和漏极相连接，用于阻断射频信号流入电源以及设置静态工作点；
所述晶体管，用于对输入信号进行放大；
所述输出匹配网络与晶体管的输出端相连接，用于将晶体管负载牵引得到的最佳输出阻抗匹配到50欧姆，使功率放大器实现最大效率传输，
所述输出匹配网络不仅具有阻抗匹配的作用，而且对谐波具有抑制作用，其采用端接耦合线级联结构的网络拓扑，包括第一并联开路传输线TL9、第二并联开路传输线TL10、第三并联开路传输线TL11、第四并联开路传输线TL12、第一平行耦合线CLin1和第二平行耦合线CLin2，其中，第一并联开路传输线TL9与第一平行耦合线CLin1的2端口连接作为输入端，第一平行耦合线CLin1的3端口与第二平行耦合线CLin2的2端口和第二并联开路传输线TL10连接，第一平行耦合线CLin1的4端口与第二平行耦合线CLin2的1端口和第三并联开路传输线TL11连接，第四并联开路传输线TL12与第二平行耦合线CLin2的3端口连接作为负载端。
2.根据权利要求1所述的基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器，其特征在于，所述输入匹配网络包括隔直电容C1、第一串联传输线TL1、第二串联传输线TL2、第三串联传输线TL3、第四串联传输线TL5和RC并联稳定电路，其中，隔直电容C1的一端与射频源输入端相连接，隔直电容C1的另一端与第一串联传输线TL1的一端连接，第一串联传输线TL1的另一端与第二串联传输线TL2的一端连接，第二串联传输线TL2的另一端与RC并联稳定电路的一端连接，RC并联稳定电路的另一端与第三串联传输线TL3的一端连接，第三串联传输线TL3的另一端与第四串联传输线TL5的一端连接，第四串联传输线的另一端与晶体管的输入端连接。
3.根据权利要求1所述的基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器，其特征在于，所述栅极直流馈电网络包括了微带传输线TL4、稳定电阻R2和耦合电容C3，其中，微带传输线的一端和电源以及电容C3的一端连接，电容C3的另一端接地，微带传输线TL4的另一端与电阻R2的一端连接，电阻R2的另一端与晶体管的输入端连接，所述栅极直流馈电网络的偏压为-2.8V；所述漏极直流馈电网络包括微带传输线TL7和电容C4，其中，微带传输线TL7的一端和电源以及电容C4的一端连接，电容C4的一端接地，微带传输线TL7的另一端与晶体管的输出端连接。
4.根据权利要求1所述的基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器，其特征在于，所述的输出匹配网络是通过开路短截线加载在耦合线的不同端口，然后将耦合线进行级联组成的对称匹配网络。
5.根据权利要求1所述的基于端接耦合线结构的宽带高效率功率放大器，其特征在于，所述晶体管采用GaN HEMT CGH40010F晶体管。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114725675A (zh) * 2021-01-04 2022-07-08 中国科学院沈阳自动化研究所 一种基于场效应晶体管和天线结构的太赫兹波探测器

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