CN113114132B

CN113114132B - 一种适用于5g基站的功率放大器及通信设备

Info

Publication number: CN113114132B
Application number: CN202110270289.9A
Authority: CN
Inventors: 伍文斌; 冯文杰; 朱浩慎; 车文荃; 薛泉
Original assignee: South China University of Technology SCUT
Current assignee: South China University of Technology SCUT
Priority date: 2021-03-12
Filing date: 2021-03-12
Publication date: 2023-02-14
Anticipated expiration: 2041-03-12
Also published as: CN113114132A

Abstract

本发明公开了一种适用于5G基站的功率放大器及通信设备，包括输入匹配电路、功率放大管、输出匹配电路、栅极偏置电路、漏极偏置电路及50欧姆阻抗线，本发明一方面通过扩展J类工作模式的最优阻抗空间，将基波阻抗置于该空间内，同时使其具有较低的Q值，另一方面利用输出非线性电容产生的二次谐波，对电流源平面电流电压波形进行重塑，最终使该功率放大器在饱和输入功率下实现了宽带高效率的特性。本发明利用同时调节基波阻抗和二次谐波阻抗的方法，使这款功率放大器在5G基站的应用中具有宽频带、高效率、体积小、易于操作的优点。

Description

一种适用于5G基站的功率放大器及通信设备

技术领域

本发明涉及通信领域，具体涉及一种适用于5G基站的功率放大器及通信设备。

背景技术

随着无线移动通信技术三十多年的发展，当前5G时代无线收发系统对传输速度快、多频带、多工作模式、高效率的要求越来越高。而作为基站射频模块中最重要的电路，功率放大器的性能会直接影响整个系统的最终性能指标。

谐波抑制作为提高功放饱和效率的方法之一，一直在被广泛使用，其工作模式的功率放大器，主要包括F类和逆F类，也一直成为人们研究的重点。但是这类工作模式只适用于窄带系统的研究，对于宽带的要求并不适合，因此J类工作模式的产生就拥有重要的意义，它的工作原理是通过控制晶体管的基波和谐波阻抗，它相比于连续类功放不仅可以保证高效率的同时展宽带宽，还能拥有不错的线性度。

目前，基于J类工作模式的研究层出不穷，而为了使功率放大器的在宽带高效率模式更容易实现，就需要在较宽的基波和谐波频率同时满足最佳阻抗条件，但是这就给宽带输出匹配增加了一定的难度。

匹配的难度主要体现在：(1)由于传统的最优阻抗只在实部为50欧姆的等电阻圆上，而将阻抗与其相匹配有一定的难度；(2)由于传统的J类模式的阻抗为复阻抗，其基波阻抗的Q值较大，因此很难实现宽频带的特性；(3)电路较复杂，尺寸较大，会产生额外的寄生效应，相应的也会对效率、输出工作等指标产生一定的影响。

由此可看出，J类功率放大器虽然理论上效率可以达到78.5％，但是实际上由于各方面的影响，要真正实现宽带高效率的特性，其设计难度也是显而易见的。

发明内容

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明在没有固定工作模式束缚的前提下，首要目的是提出一种适用于5G基站的功率放大器，具体涉及一种适用于5G基站的宽带高效率准J类功率放大器，该功率放大器具有宽频带、高效率、尺寸小、易于操作的优势。

本发明的次要目的是提供一种通信设备。

本发明采用如下技术方案：

一种适用于5G基站的功率放大器，包括输入匹配电路、功率放大管、输出匹配电路、栅极偏置电路、漏极偏置电路及50欧姆阻抗线，所述输入匹配电路、功率放大管及输出匹配网络依次连接，所述栅极偏置电路与输入匹配电路连接，所述漏极偏置电路与输出匹配电路连接，所述输入匹配电路与输出匹配电路分别通过50欧姆阻抗线与功率放大器的输入端及输出端连接。

进一步，所述输入匹配电路包括依次连接第一输入传输线、RC并联网络、第二输入传输线、第三输入传输线及第四输入传输线。

进一步，所述输出匹配电路包括依次连接的第一输出传输线、第二输出传输线、第三输出传输线、第四输出传输线、第五输出传输线及第六输出传输线，

进一步，所述栅极偏置电路包括依次连接的500欧姆电阻、三条可调长度传输线以及栅极旁路电容，所述栅极旁路电容分别与一条可调长度传输线、电压源V_GS及接地端连接。

进一步，所述漏极偏置电路包括依次连接的三条微带线及漏极旁路电容，所述漏极旁路电容分别与一条微带线、漏极电压源V_DS及接地端连接。

进一步，所述第二输入传输线为T枝节微带线。

进一步，所述第三输出传输线为十字交叉型传输线，四端分别与第二输出传输线、第四输出传输线、第五输出传输线以及漏极偏置电路连接。

进一步，三条微带线的电长度之和为四分之一波长。

进一步，所述50欧姆阻抗线通过串联耦合电容分别与功率放大器的输入端及输出端连接。

一种通信设备，包括上述任一项所述的适用于5G基站的功率放大器。

本发明的有益效果：

(1)宽频带：在sub-6G的频率范围内，相较于其他宽带功率放大器，本发明所设计的准J类功率放大器的带宽更宽，频率也更高。首先本发明拓宽了传统的J类工作模式的阻抗空间，使基波阻抗的匹配更容易实现。而相比于其他J类工作模式，本发明将基波阻抗设置在实部周围，二次谐波设置在短路点附近，这样就降低了匹配阻抗的Q值，这不仅降低了匹配的设计难度，还达到了拓宽带宽的作用；

(2)高效率：由于传统的J类功率放大器在实现高效率的特性时，为了避免输出非线性以及电流削波的影响，使得输出匹配电路结构较为复杂。但是本发明却利用了输出非线性电容带来的二次谐波来重塑波形，从而使得电压和电流之间的交叠减小，最终达到高效率的特性。因此，本发明正是利用输出非线性电容的影响，通过电流的削波使脉宽变窄，对波形进行“重塑”，从而达到高效率的特性。

(3)设计简单：本发明公开的输出匹配网络不同于传统的J类功率放大器，该匹配方法只需要重点关注基波阻抗在最佳阻抗的实部周围，而谐波阻抗也只需满足在史密斯圆图短路附近的边缘(即使有一点实部)即可。因此这种实现方法会更加容易实现。

附图说明

图1是本发明的联合仿真图。

图2是本发明的输出匹配电路的示意图。

图3是本发明的4GHz处电流源平面电流电压波形示意图。

图4是本发明的5GHz处电流源平面电流电压波形示意图。

图5是本发明的6GHz处电流源平面电流电压波形示意图。

图6是本发明的大信号性能仿真图。

图7是本发明的最优阻抗的示意图。

图8本发明的谐波阻抗的史密斯圆图。

图中示出：

1-输入匹配网络、2-输出匹配网络、3-功率放大器、4-栅极偏置电路、5-漏极偏置电路、6-50欧姆阻抗线、7-RC并联稳定网络、11-第一输入传输线、12-第二输入传输线、13-第三输入传输线、14-第四输入传输线、21-第一输出传输线、22-第二输出传输线、23-第三输出传输线、24-第四输出传输线、25-第五输出传输线、26-第六输出传输线、41-500欧姆电阻、42-第一可调长度传输线、43-第二可调长度传输线、44-第三可调长度传输线、45-栅极旁路电容、51-第一微带线、52-第二微带线、53-第三微带线、54-漏极旁路电容、71-电容、72-电阻。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，一种适用于5G基站的宽带高效率准J类功率放大器，包括输入匹配电路1、输出匹配电路2、功率放大管3、栅极偏置电路4、漏极偏置电路5及50欧姆阻抗线6。

具体结构及连接方式如下：

所述输入匹配电路包括第一输入传输线11、第二输入传输线12、第三输入传输线13以及第四输入传输线14；其中，第二输入传输线12为T枝节微带线，其三个端口分别连接栅极偏置电路4的输入端、第三输入传输线13及RC并联网络7，所述第三输入传输线与第四输入传输线14的输入端连接，输出端接功率放大管3的输入端，所述第一输入传输线通过耦合电容、50欧姆阻抗线与功率放大器的输入端连接，其耦合电容为20pF。

所述RC并联网络由一个电容71和一个电阻72并联构成。

所述功率放大管3采用GaN HEMT CG2H40010F高电子迁移率管。

所述栅极偏置电路4包括依次连接的500欧姆电阻41、三条可调长度传输线以及栅极旁路电容45；所述三条可调长度传输线分别为第一可调长度传输线42、第二可调长度传输线43及第三可调长度传输线44，其中，500欧姆电阻的一端和输入匹配网络的第二输入传输线12连接，另一端和第一可调长度传输线41连接；而栅极旁路电容45分别与第三可调长度偏置线44和电压源V_GS相连接，栅极旁路电容45的另一端均接地。

所述漏极偏置电路5包括依次连接的三条微带线以及漏极旁路电容54；所述三条微带线的电长度均为四分之一波长，具体为第一微带线51、第二微带线52及第三微带线53，其中，漏极旁路电容54一端与第三微带线53相连，一端与漏极电压源V_DS相连接，栅极旁路电容54的另一端均接地。

所述输出匹配电路2包括第一输出传输线21、第二输出传输线22、第三输出传输线23、第四输出传输线24、第五输出传输线25以及第六输出传输线26；其中，第三输出传输线23为十字交叉微带线，四端分别接第二输出传输线22、第四输出传输线24、第五输出传输线25以及第一微带线51的输入。

所述三条可调长度微带线的电长度为四分之一波长，但是其长度的改变对整体性能影响不大；而漏极偏置电路中的三段微带线的电长度之和为四分之一波长。

本发明的一个具体实施方式：

本实施例中的一种适用于5G基站的宽带高效率准J类功率放大器的设计工作频段为4-6GHz，这里使用放大管为10W大功率(GaN HEMT)器件CG2H40010F，晶体管的静态工作点设定为漏极电压电流Vds＝28V和Ids＝58mA。本设计中选用的介质基板是罗杰斯5880，最高限制频率为10GHz，介质基板的板厚0.508mm，相对介电常数2.2，金属厚度为0.035mm。

该设计实现的一种适用于5G基站的宽带高效率准J类功率放大器，包括：输入匹配电路1、输出匹配电路2、功率放大管3、栅极偏置电路4、漏极偏置电路5、50欧姆阻抗线6、RC并联网络7。

由于其工作模式是基于电流源平面的谐波阻抗进行分析的，因此需要考虑晶体管的寄生效应，这也就需要利用辅助软件(CAD)建模得到晶体管的封装模型，其等效封装模型如图2虚线框所示，封装参数如表1所示。

表1.封装模型参数(从左到右)

电容	pF	电感	nH
				C1	1.22	L1	0.55
C2	0.25	L2	0.1
				C3	0.25	L3	0.1

接下来基于一种适用于5G基站的宽带高效率准J类功率放大器的基波输出阻抗进行匹配，由于传统的J类功率放大器的最优阻抗只是在实部为50欧姆的等阻抗圆上，这就给匹配增加了难度，因此该功率放大器拓宽了最优阻抗的空间，使得匹配难度进一步降低，拓展的阻抗空间在史密斯圆图上如图7所示。

该功率放大器为了展宽频带，因此经过仿真得到基波阻抗在28.6-j*1.3Ω附近，可以看出基波阻抗的虚部很小，几乎可以忽略。而根据前面所述，由于输出非线性电容会产生二次谐波，谐波会导致电流波形的削波，而这种非线性恰好可以被利用，从而实现高效率特性。基波阻抗和二次谐波阻抗在史密斯圆图上的位置如图8所示。

根据图3、图4、图5所示的在电流源平面看到的电压电流波形可知，该功率放大器的电压波形呈现为近似半正弦波形，而电流波形在5G和6G频点上则出现了削波的情况，主要是由于频率的升高导致非线性电容的产生使电流波形“重塑”。

根据图6所示的一种适用于5G基站的宽带高效率准J类功率放大器的大信号性能仿真图，其中包括该功率放大器的增益、输出功率以及漏极效率结果。因此，在4-6GHz的宽带功率放大器最终仿真效率在65％以上，输出平均饱和功率也在41dBm以上，而大号增益平均在9.5dB左右。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种适用于5G基站的功率放大器，其特征在于，包括输入匹配电路、功率放大管、输出匹配电路、栅极偏置电路、漏极偏置电路及50欧姆阻抗线，所述输入匹配电路、功率放大管及输出匹配网络依次连接，所述栅极偏置电路与输入匹配电路连接，所述漏极偏置电路与输出匹配电路连接，所述输入匹配电路与输出匹配电路分别通过50欧姆阻抗线与功率放大器的输入端及输出端连接；

所述输出匹配电路包括依次连接的第一输出传输线、第二输出传输线、第三输出传输线、第四输出传输线、第五输出传输线及第六输出传输线；

所述第三输出传输线为十字交叉型传输线，四端分别与第二输出传输线、第四输出传输线、第五输出传输线以及漏极偏置电路连接；

所述输入匹配电路包括依次连接第一输入传输线、RC并联网络、第二输入传输线、第三输入传输线及第四输入传输线；

输出匹配电路产生二次谐波阻抗，二次谐波阻抗对电流源平面基波电流电压波形产生削波重塑作用。

2.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述栅极偏置电路包括依次连接的500欧姆电阻、三条可调长度传输线以及栅极旁路电容，所述栅极旁路电容分别与一条可调长度传输线、电压源V_GS及接地端连接。

3.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述漏极偏置电路包括依次连接的三条微带线及漏极旁路电容，所述漏极旁路电容分别与一条微带线、漏极电压源V_DS及接地端连接。

4.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述第二输入传输线为T枝节微带线。

5.根据权利要求4所述的功率放大器，其特征在于，三条微带线的电长度之和为四分之一波长。

6.根据权利要求1-5任一项所述的功率放大器，其特征在于，所述50欧姆阻抗线通过串联耦合电容分别与功率放大器的输入端及输出端连接。

7.一种通信设备，其特征在于，包括权利要求1-6任一项所述的适用于5G基站的功率放大器。