CN111865231A - 基于电容补偿结构的宽带混合式ef类功率放大器及设计方法 - Google Patents

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刘国华
王维荣
张志维
赵众
简叶龙
程知群
黄谢镔
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Abstract

本发明公开了基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器及设计方法，包括输入匹配网络、晶体管、谐波控制网络、漏极宽带补偿电路以及基波匹配网络，其中，输入匹配网络的输入端接入功率信号，其输出端与晶体管的栅极相连接；晶体管漏极与源极之间并接漏极宽带补偿电路，漏极宽带补偿电路用于根据功率信号补偿所需的输出电容；晶体管漏极与谐波控制网络的输入端相连接，谐波控制网络的输出端与基波匹配网络的输入端相连接，基波匹配网络的输出端作为功率输出端，匹配到所需要的最终阻抗值。本发明提出用于漏源输出电容的新型宽带补偿电路结构，能够根据输入功率信号获得所需的晶体管输出电容，改善了混合EF类功率放大器的工作频率。

Description

基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器及设计方法
技术领域
本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器及设计方法。
背景技术
随着现代移动通信技术的飞速发展，特别是第五代移动通信技术的发展，高效，宽带，线性良好的功率放大器已成为一个热门话题。近年来，一些论文中报道了许多新的功率放大器，例如E类，J类，F类和EF类。它们都是高效功率放大器。E类功率放大器是开关型功率放大器，理想情况下其漏极效率为100％，但由于晶体管的开关特性，其谐波漏极电压更高。通过用输出电容控制二次谐波阻抗，J类功率放大器可以达到78.5％的漏极效率，并且PA在特定频率范围内表现为理想的B类PA。F类功率放大器是由过驱动的B类功率放大器开发而成。通过应用波形技术，晶体管的输出漏极电压和电流波形在时域中没有重叠，从而实现了100％的效率。在这些高效率功率放大器中，混合EF类功率放大器是A.Grebennikov在2008年提出的新型高效混合功率放大器，理想情况下可实现100％的效率。混合式EF类功率放大器不仅具有E类功率放大器的软开关，而且具有类似于F类功率放大器的低峰值开关电压。图1为传统EF类功率放大器的结构示意图，对于给定的输出功率和直流电源电压，功放的最大工作频率fMAX受晶体管输出电容Cout大小的限制，即，在高频时，Cout通常大于混合EF类功放所需电容值C。所以具有较大输出功率的大功率晶体管往往伴随着高的输出电容Cout，使混合EF类功放的拓扑结构不适于高频段大功率使用，这严重限制了混合EF类功放的应用。最近，有许多关于增加工作频率方法的报道，其中有一种方法引入了EF类功率放大器的两个新变体，即三谐波峰值(THP)和五谐波峰值(FHP)EF类功率放大器，它们使用简单的传输线负载网络以获得更高的fMAX。有一种EF类PA是通过降低占空比来设计的，该占空比可在较短的时间内开启晶体管。还有一种反相器EF2的漏极效率为91％，它利用了串联调谐的谐振网络。但是，上述方法只能增加窄频带内的工作频率。
故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。
发明内容
为了克服现有技术存在的缺陷，确有必要提供一种基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器及设计方法，针对传统混合式EF类功率放大器的工作频率受漏极-源极输出电容的限制，设计新型宽带补偿电路结构实现漏源输出电容，能够根据输入功率信号获得所需的晶体管输出电容，从而改善了混合EF类功率放大器的工作频率，并在宽频带上保持了高效率。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，包括输入匹配网络、晶体管、谐波控制网络、漏极宽带补偿电路以及基波匹配网络，其中，所述输入匹配网络的输入端接入功率信号，其输出端与所述晶体管的栅极相连接；所晶体管漏极与源极之间并接漏极宽带补偿电路，所述漏极宽带补偿电路用于根据功率信号补偿所需的输出电容；所述晶体管漏极与谐波控制网络的输入端相连接，谐波控制网络的输出端与基波匹配网络的输入端相连接，基波匹配网络的输出端作为功率输出端，匹配到所需要的最终阻抗值；所述漏极宽带补偿电路包括两对耦合线、第一扇形微带线Curve1、第二扇形微带线Curve2、第十一微带线TL11和第十二微带线TL12，其中，第一扇形微带线Curve1和第二扇形微带线Curve2为四分之一弧长的微带线；第一对耦合线包括第一耦合线和第二耦合线，第二对耦合线包括第三耦合线和第四耦合线，所述第一耦合线的一端与第二耦合线的一端相连接，所述第一耦合线的另一端与第十一微带线 TL11的一端连接，第十一微带线TL11的另一端与第一扇形微带线Curve1的一端连接，第一扇形微带线Curve1的另一端与第三耦合线的一端连接，第三耦合线的另一端与第四耦合线的一端相连接，第四耦合线的另一端与第二扇形微带线Curve2的一端连接，第二扇形微带线Curve2的另一端与第十二微带线TL12的一端连接，第十二微带线TL12另一端与第二耦合线的另一端相连接。
作为进一步的改进方案，所述谐波控制网络与漏极宽带补偿电路包括谐波控制网络至少包括第一微带线TL1、第二微带线TL2和第三微带线TL3，其中，所述第一微带线TL1一端与晶体管漏极连接,其另一端与第二微带线TL2的一端和第三微带线TL3的一端相连接，第二微带线TL2的另一端接地，第三微带线TL3的另一端与漏极宽带补偿电路并联连接。
作为进一步的改进方案，所述谐波控制网络在谐波控制时考虑了高达三次谐波的阻抗，调谐TL1得到TL1+TL2＝λ/4；在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度为λ/12；然后，调谐TL2得到TL1+TL3+CCS ＝λ/6。
作为进一步的改进方案，还包括栅极宽带补偿电路，栅极宽带补偿电路与晶体管栅极并联，采用与漏极宽带补偿电路相同的电路结构。栅极宽带补偿电路用来抑制谐波，从而进一步提高了输出功率和效率。
作为进一步的改进方案，晶体管采用Cree公司的GaN HEMT CGH40010F晶体管。
作为进一步的改进方案，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.7V。
作为进一步的改进方案，晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28V。
本发明还公开了基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法，该功率放大器采用如下设计步骤实现：
步骤S1：设计一个标准的EF类功率放大器；
步骤S2设计基波匹配网络并通过调节基波阻抗得到最优基波匹配电路；
步骤S3：根据目标参数计算该EF类功率放大器达到目标参数所需的补偿的多余电容，计算出相应频段所需的电感电抗值范围，然后根据奇数模式等效模型得出所需要的补偿多余电容的微带线特征阻抗和耦合系数，以此设计出相应的漏极宽带补偿电路；
其中，漏极宽带补偿电路并接在晶体管的漏极，包括两对耦合线、第一扇形微带线Curve1、第二扇形微带线Curve2、第十一微带线TL11和第十二微带线TL12，其中，第一扇形微带线Curve1和第二扇形微带线Curve2为四分之一弧长的微带线；第一对耦合线包括第一耦合线和第二耦合线，第二对耦合线包括第三耦合线和第四耦合线，所述第一耦合线的一端与第二耦合线的一端相连接，所述第一耦合线的另一端与第十一微带线TL11的一端连接，第十一微带线TL11的另一端与第一扇形微带线Curve1的一端连接，第一扇形微带线Curve1的另一端与第三耦合线的一端连接，第三耦合线的另一端与第四耦合线的一端相连接，第四耦合线的另一端与第二扇形微带线Curve2的一端连接，第二扇形微带线Curve2的另一端与第十二微带线TL12的一端连接，第十二微带线TL12另一端与第二耦合线的另一端相连接；
步骤S4：设计谐波控制电路，谐波控制网络与漏极宽带补偿电路相连接，至少包括第一微带线TL1、第二微带线TL2和第三微带线TL3，其中，所述第一微带线TL1一端与晶体管漏极连接,其另一端与第二微带线TL2的一端和第三微带线TL3的一端相连接，第二微带线TL2的另一端接地，第三微带线TL3 的另一端与漏极宽带补偿电路并联连接；
其中，对于谐波控制，调谐TL1得到TL1+TL2＝λ/4；在中心频率f0 处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度约为λ/12；然后，将TL2应用于获得TL1+TL3+CCS＝λ/6。
作为进一步的改进方案，还包括如下步骤：
步骤S5：在栅极处并联相同结构的宽带补偿电路，通过调节优化整体电路，使得在目标频带内得到最优的输出功率和效率。
作为进一步的改进方案，
步骤S1中，通过负载牵引技术设计一个标准的EF类功率放大器。
作为进一步的改进方案，步骤S2中，采用切比雪夫滤波器的匹配方法设计基波匹配网络；然后根据目标频带在Smith圆图上调节基波阻抗，得到最优基波匹配电路。
作为进一步的改进方案，将晶体管封装模型嵌入到输出匹配电路中，以减小晶体管封装的寄生参数影响。
与现有技术相比较，本发明针对传统混合式EF类功率放大器的工作频率受漏极-源极输出电容的限制，提出用于漏源输出电容的新型宽带补偿电路结构，获得所需的晶体管输出电容，改善了混合EF类功率放大器的工作频率，并在宽频带上保持了高效率。同时，栅极补偿电路用来抑制谐波，从而进一步提高了输出功率和效率。
附图说明
图1是本发明中传统EF类功率放大器结构示意图。
图2是本发明基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器的结构框图。
图3是本发明中宽带补偿电路的结构示意图。
图4是本发明中宽带补偿电路在奇偶模式下的等效电路示意图。
图5是本发明中谐波控制网络的结构示意图。
图6是本发明中基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器的输出功率和漏极效率仿真结果图。
图7是本发明中基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法的流程框图。
如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统混合式EF类功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中传统的混合式EF类功率放大器的工作频率受到漏极-源极输出电容的限制。因此无法在宽频带上保持高效率。
为了克服现有技术的缺陷，本申请提供的一种基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，提出用于漏源输出电容的新型宽带补偿电路结构，获得所需的晶体管输出电容，改善了混合EF类功率放大器的工作频率，并在宽频带上保持了高效率。同时，栅极补偿电路用来抑制谐波，从而进一步提高了输出功率和效率。
参见图2，所示为本发明基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，包括输入匹配网络，栅极宽带补偿电路，晶体管，输出谐波控制网络，漏极宽带补偿电路，基波匹配网络，其中，输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接所述晶体管栅极，栅极宽带补偿电路与晶体管栅极并联，用于抑制谐波从而提高输出功率和效率，晶体管漏极与漏极宽带补偿电路并联，用于补偿电容，从而改变EF类的工作带宽和效率，晶体管漏极与输出谐波控制网络的输入端相连接，输出谐波控制网络的输出端与基波匹配网络的输入端相连接，基波匹配网络的输出端作为功率输出端，匹配到所需要的最终阻抗值。
参见图3，所示为本发明中宽带补偿电路的结构示意图，宽带补偿电路包括两对耦合线，两条四分之一弧长的微带线和两条常规的微带线，所述第一对耦合线与第十一微带线TL11一端连接，第十一微带线TL11另一端与第一扇形微带线Curve1一端连接，第一扇形微带线另一端与第二对耦合线连接，第二对耦合线与第二扇形微带线Curve2一端连接，第二扇形微带线Curve2另一端与第十二微带线TL12一端连接，第十二微带线TL12另一端与第一对耦合线连接。
由于图3所示的宽带补偿电路结构是对称的，本发明采用奇偶模式的分析方法。奇偶模式的等效电路如图4所示。图4(a),(b)分别为奇模式和偶模式等效电路。为了简化计算，假设θ1＝θ2＝θ3＝30°。奇偶模式的特征阻抗与特征阻抗之间的关系如下所示：
Figure BDA0002566985230000081
其中Z0e，Z0o分别是奇数模式和偶数模式的特征阻抗。Z0是微带线的特性阻抗。C是耦合系数。因此，奇数模式输入阻抗可推导为：
Figure BDA0002566985230000082
偶数模式输入阻抗显示为：
Figure BDA0002566985230000083
根据以上公式可以得到奇偶模式的输入阻抗，微带线的特征阻抗和耦合系数之间的关系。然后根据设计电路时所需要补偿多余的电容值，得到相应频段的电感电抗范围。然后根据上述公式反推出所需的微带线特征阻抗和耦合系数。最后设计出相应的宽带补偿电路。
参见图5，所示为本发明中谐波控制网络的结构示意图，谐波控制网络包括谐波控制网络包括第一微带线TL1，第二微带线TL2,第三微带线TL3,以及漏极宽带补偿电路(CCS)。所述第一微带线TL1一端与晶体管漏极连接,另一端与第二微带线TL2并联连接，并且和第三微带线TL3的一端连接，第二微带线TL2另一端接地，第三微带线TL3另一端与漏极宽带补偿电路(CCS)并联连接。对于谐波控制，本发明考虑了高达三次谐波的阻抗，调谐TL1得到TL1 +TL2＝λ/4。在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度约为λ/12。然后，将TL2应用于获得TL1+TL3+CCS＝λ/6。在D点，对于二次谐波，ZD为零，对于三次谐波，ZD为无穷大。因此，二次谐波阻抗被转换为0，三次谐波阻抗被转换为无穷大。同时，将晶体管封装模型嵌入到输出匹配电路中，以减小晶体管封装的寄生参数影响，从而提高输出匹配电路的精度。
在一种优选实施方式中，功率放大器采用Cree公司的GaN HEMT CGH40010F晶体管实现。
在一种优选实施方式中，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.7V。
在一种优选实施方式中，晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28V。
参见图7，所示为本发明基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法的流程框图，可以通过如下设计步骤实现：
步骤S1：通过负载牵引等技术设计一个标准的EF类功率放大器；
步骤S2：采用切比雪夫滤波器的匹配方法设计基波匹配网络；然后根据目标频带在Smith圆图上调节基波阻抗，得到最优基波匹配电路；
步骤S3：根据所加的偏置电压等目标参数计算所需该EF类功率放大器达到目标参数所需的补偿的多余的电容，计算出相应频段所需的电感电抗值范围，然后根据奇数模式输入阻抗
Figure BDA0002566985230000091
偶数模式输入阻抗
Figure BDA0002566985230000092
公式中奇偶模式的输入阻抗，微带线的特征阻抗和耦合系数之间的关系反推出所需要的补偿多余电容的微带线特征阻抗和耦合系数，设计出相应的宽带补偿电路，最后通过ADS对设计的宽带补偿电路结构的Zin的虚部进行仿真，验证设计的结构电感值在所需的范围内。
步骤S4：设计谐波控制电路，对于谐波控制，调谐TL1得到TL1+TL2 ＝λ/4。在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度约为λ/12。然后，将TL2应用于获得TL1+TL3+CCS＝λ/6。在D点，对于二次谐波，ZD为零，对于三次谐波，ZD为无穷大；同时，将晶体管封装模型嵌入到输出匹配电路中，以减小晶体管封装的寄生参数影响，从而提高输出匹配电路的精度。
步骤S5：在栅极处并联相同结构的宽带补偿电路，通过调节优化，进一步提升工作带宽和效率，调节优化整体电路，使得在目标频带内得到最优的输出功率和效率。
参见图6所示为本发明基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器输出功率与效率的仿真结果图，所设计的功率放大器在1.6-2.6GHz的频段内，输出功率在40.4-41.3dBm范围内，且漏极效率在67-72％,展示出了良好的性能指标。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，其特征在于，包括输入匹配网络、晶体管、谐波控制网络、漏极宽带补偿电路以及基波匹配网络，其中，所述输入匹配网络的输入端接入功率信号，其输出端与所述晶体管的栅极相连接；所述晶体管漏极与源极之间并接漏极宽带补偿电路，所述漏极宽带补偿电路用于根据功率信号补偿所需的输出电容；所述晶体管漏极与谐波控制网络的输入端相连接，谐波控制网络的输出端与基波匹配网络的输入端相连接，基波匹配网络的输出端作为功率输出端，匹配到所需要的最终阻抗值；所述漏极宽带补偿电路包括两对耦合线、第一扇形微带线Curve1、第二扇形微带线Curve2、第十一微带线TL11和第十二微带线TL12，其中，第一扇形微带线Curve1和第二扇形微带线Curve2为四分之一弧长的微带线；第一对耦合线包括第一耦合线和第二耦合线，第二对耦合线包括第三耦合线和第四耦合线，所述第一耦合线的一端与第二耦合线的一端相连接，所述第一耦合线的另一端与第十一微带线TL11的一端连接，第十一微带线TL11的另一端与第一扇形微带线Curve1的一端连接，第一扇形微带线Curve1的另一端与第三耦合线的一端连接，第三耦合线的另一端与第四耦合线的一端相连接，第四耦合线的另一端与第二扇形微带线Curve2的一端连接，第二扇形微带线Curve2的另一端与第十二微带线TL12的一端连接，第十二微带线TL12另一端与第二耦合线的另一端相连接；
所述谐波控制网络与漏极宽带补偿电路相连接，至少包括第一微带线TL1、第二微带线TL2和第三微带线TL3，其中，所述第一微带线TL1一端与晶体管漏极连接,其另一端与第二微带线TL2的一端和第三微带线TL3的一端相连接，第二微带线TL2的另一端接地，第三微带线TL3的另一端与漏极宽带补偿电路并联连接；
所述谐波控制网络在谐波控制时考虑了高达三次谐波的阻抗，调谐TL1得到TL1+TL2＝λ/4；在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度为λ/12；然后，调谐TL2得到TL1+TL3+CCS＝λ/6。
2.根据权利要求1所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，其特征在于，还包括栅极宽带补偿电路，栅极宽带补偿电路与晶体管栅极并联，采用与漏极宽带补偿电路相同的电路结构。
3.根据权利要求1或2所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，其特征在于，晶体管采用Cree公司的GaN HEMT CGH40010F晶体管。
4.根据权利要求1或2所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，其特征在于，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.7V。
5.根据权利要求1或2所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，其特征在于，晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28V。
6.基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法，其特征在于，该功率放大器采用如下设计步骤实现：
步骤S1：设计一个标准的EF类功率放大器；
步骤S2设计基波匹配网络并通过调节基波阻抗得到最优基波匹配电路；
步骤S3：根据目标参数计算该EF类功率放大器达到目标参数所需的补偿的多余电容，计算出相应频段所需的电感电抗值范围，然后根据奇数模式等效模型得出所需要的补偿多余电容的微带线特征阻抗和耦合系数，以此设计出相应的漏极宽带补偿电路；
其中，漏极宽带补偿电路并接在晶体管的漏极，包括两对耦合线、第一扇形微带线Curve1、第二扇形微带线Curve2、第十一微带线TL11和第十二微带线TL12，其中，第一扇形微带线Curve1和第二扇形微带线Curve2为四分之一弧长的微带线；第一对耦合线包括第一耦合线和第二耦合线，第二对耦合线包括第三耦合线和第四耦合线，所述第一耦合线的一端与第二耦合线的一端相连接，所述第一耦合线的另一端与第十一微带线TL11的一端连接，第十一微带线TL11的另一端与第一扇形微带线Curve1的一端连接，第一扇形微带线Curve1的另一端与第三耦合线的一端连接，第三耦合线的另一端与第四耦合线的一端相连接，第四耦合线的另一端与第二扇形微带线Curve2的一端连接，第二扇形微带线Curve2的另一端与第十二微带线TL12的一端连接，第十二微带线TL12另一端与第二耦合线的另一端相连接；
步骤S4：设计谐波控制电路，谐波控制网络与漏极宽带补偿电路相连接，至少包括第一微带线TL1、第二微带线TL2和第三微带线TL3，其中，所述第一微带线TL1一端与晶体管漏极连接,其另一端与第二微带线TL2的一端和第三微带线TL3的一端相连接，第二微带线TL2的另一端接地，第三微带线TL3的另一端与漏极宽带补偿电路并联连接；
其中，对于谐波控制，调谐TL1得到TL1+TL2＝λ/4；在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度约为λ/12；然后，将TL2应用于获得TL1+TL3+CCS＝λ/6。
7.根据权利要求6所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法，其特征在于，还包括如下步骤：
步骤S5：在栅极处并联相同结构的宽带补偿电路，通过调节优化整体电路，使得在目标频带内得到最优的输出功率和效率。
8.根据权利要求6或7所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法，其特征在于，
步骤S1中，通过负载牵引技术设计一个标准的EF类功率放大器。
9.根据权利要求6或7所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法，其特征在于，
步骤S2中，采用切比雪夫滤波器的匹配方法设计基波匹配网络；然后根据目标频带在Smith圆图上调节基波阻抗，得到最优基波匹配电路。
10.根据权利要求6或7所述的基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器设计方法，其特征在于，
将晶体管封装模型嵌入到输出匹配电路中，以减小晶体管封装的寄生参数影响。
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