CN110518887B - 一种宽带高效率j类功率放大器的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，该功率放大器包括输入匹配网络、功率放大器、输出匹配网络、栅极偏置网络、漏极供电网络。本发明提出了一个新的目标函数，能够同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗；提出了二维度优化方法，传输线的宽度和长度都作为优化变量，在工作频带内合成的基波阻抗和二次谐波阻抗都接近且随着目标阻抗值的变化而变化，这样增加了匹配的灵活度、增强了匹配的效果，能更好地增强J类功率放大器的宽带特性和效率特性。本发明在高效率宽带功率放大器应用背景下，针对宽带高效率设计方法需求，具有结构简单、设计步骤流程化、适用性更加广泛的优点。

Description

一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法

技术领域

本发明涉及射频微波通信领域，尤其涉及一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，各种电子设备之间的联系也变得更加密切。为了满足日益增加的高速宽带数据业务需求，同时也为了降低通信基站的运营成本，多模多制式的通信系统已经被广泛应用。这使得本就有限的频谱资源变得更加紧张，并且调制信号的带宽也变得越来越宽，尤其是即将到来的5G通信系统将需要更大的带宽，这些需求都对无线通信系统的带宽提出了更高的要求。作为无线通信系统的重要组成部分，功率放大器的宽带特性也成为了衡量功率放大器的重要指标。

功率放大器的另一个重要指标是效率特性。作为无线通信系统中最耗能的部分，功率放大器的效率提升，对于减少整个系统的能耗、延长设备的运行时间并且减轻散热装置的压力都有着重要的影响，尤其是在提倡节能环保的今天，更是有着重要的意义。因此，能够兼顾宽带特性和高效率特性的功率放大器已经成为当今功率放大器领域的热点课题。

目前宽带高效率功率放大器的常用设计方法之一就是J类功率放大器的设计，J类功率放大器能够在一个很大的带宽内实现高效率。宽带高效率J类功率放大器的特点是一般偏置在AB类或B类模式；对基波阻抗和二次谐波阻抗进行控制，假设三次及以上的高次谐波短路，并且基波阻抗含有感抗成分，二次谐波阻抗呈现纯容抗；电压和电流波形都呈现半正弦波，并且它们的波形在时域上不重叠。

宽带高效率J类功率放大器的常规设计方法是预先选定宽带内中心频率处的基波阻抗和二次谐波阻抗作为匹配的目标值，先进行二次谐波阻抗匹配，然后在此基础上再进行基波阻抗匹配。这种分开处理基波阻抗和二次谐波阻抗的设计方法不仅增加了复杂度，而且不利于小型化的设计。此外，宽带高效率J类功率放大器的另一种设计方法是利用实频技术进行设计。实频技术的特点是用S参数来描述匹配网络，可以在一个很大的带宽内将合成的阻抗值靠近目标值。但实频技术也有缺点，只有传输线的宽度这一个优化变量，在分布式参数中，合成的匹配网络一般都是串联结构，并且所有的传输线一般也都是等长的结构。这样就降低了匹配的灵活度和匹配的效果。

针对目前现有技术中存在的不足，实有必要进行研究，以提供一种宽带高效率J类功率放大器的解决方案。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，提出了一个新的目标函数，能够同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗。提出了二维度优化方法，传输线的宽度和长度都作为优化变量，匹配网络不全是串联结构，也不是等长结构。这种设计方法增加了匹配的灵活度，增强了匹配的效果。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

一种宽带高效率J类功率放大器，包括输入匹配网络1、功率放大器2、输出匹配网络3、栅极偏置网络4、漏极供电网络5。

所述输入匹配网络1包括顺序连接的第一串联传输线11、第二串联传输线12、第三串联传输线14、第四串联传输线15。第一并联短路传输线13的一端与第二串联传输线12的一端、第三串联传输线14的一端连接(即第一并联短路传输线13、第二串联传输线12、第三串联传输线14并联)，第一并联短路传输线13的另一端与栅极偏置网络4连接；第一串联传输线11的一端作为输入匹配网络1的输入端，另一端与第二串联传输线12的另一端连接；第四串联传输线15的一端作为输入匹配网络1的输出端，另一端与第三串联传输线14的另一端连接；该输入匹配网络1的输出端与功率放大器2的栅极连接。

所述输出匹配网络3包括顺序连接的第五串联传输线31、第六串联传输线34。第二并联短路传输线32的一端与第五串联传输线31的一端、第六串联传输线34的一端、第三并联开路传输线33的一端连接(即第二并联短路传输线32、第五串联传输线31、第六串联传输线34、第三并联开路传输线33并联)，第二并联短路传输线32的另一端与漏极供电网络5连接。第三并联开路传输线33的另一端开路。第五串联传输线31的另一端作为输出匹配网络3的输入端，第六串联传输线34的另一端作为输出匹配网络3的输出端；该输出匹配网络3的输入端与功率放大器2的漏极连接。

作为优选，功率放大器2为基本放大器，可以采用B类高效率功率放大器形式。更为优选，放大器采用独立晶体管。

优选地，所述栅极偏置网络4包括栅极电源V_GS，3个旁路电容C41-C43。其中栅极电源V_GS一端连接第一并联短路传输线13,另一端与旁路电容C41的一端、旁路电容C42的一端、旁路电容C43的一端连接，旁路电容C41、C42、C43的另一端全部接地。

优选地，所述漏极供电网络5包括栅极电源V_DS，3个旁路电容C51-C53。其中漏极电源V_DS一端连接第二并联短路传输线32，另一端与旁路电容C51的一端、旁路电容C52的一端、旁路电容C53连接，旁路电容C51、C52、C53的另一端全部接地。

上述输入匹配网络1的输入端即为宽带高效率J类功率放大器的输入端，输出匹配网络3的输出端即为宽带高效率J类功率放大器的输出端。

所述输入匹配网络1的输入端和输出匹配网络3的输出端均串联一个耦合电容C6。

上述宽带高效率J类功率放大器的设计方法具体如下：

步骤1、按照设计指标，根据功率放大器2的器件模型，通过ADS软件进行谐波负载牵引仿真，在工作频带内获取功率放大器2的输入阻抗目标值Z_opt,s、基波阻抗目标值Z_opt,1和二次谐波阻抗目标值Z_opt,2。

步骤2、调试输出匹配网络3

S21、选择并确定输出匹配网络3的结构；

S22、由公式(1)-(3)可以得到输出匹配网络3中的各传输线的ABCD矩阵，由于ABCD矩阵具有级乘特性，那么输出匹配网络3总的ABCD矩阵就可以由这四段传输线各自的ABCD矩阵级乘得到。

串联传输线(a)的ABCD矩阵为

其中θ是传输线的电长度；j表示为复变量

并联开路传输线(b)的ABCD矩阵为

并联短路传输线(c)的ABCD矩阵为

式中Z_e是传输线的特征阻抗，λ定义为

式中f为工作频率，传输线的长度是λ/8，f_e是传输线的截止频率。

输出匹配网络3总的ABCD矩阵为

式中Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄分别是传输线31、32、33和34的特征阻抗并且作为优化变量，λ₃₁、λ₃₂、λ₃₃和λ₃₄由公式(4)计算得到λ₃₁＝j·tan(2πf/8/f₃₁)，λ₃₂＝j·tan(2πf/8/f₃₂)，λ₃₃＝j·tan(2πf/8/f₃₃)，λ₃₄＝j·tan(2πf/8/f₃₄)，式中f为工作频带，每段传输线的长度为λ/8，f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄分别是传输线31、32、33和34的截止频率并且作为优化变量构成二维度优化。

需要指出，为了实际电路加工的方便，需要设置特征阻抗Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄范围是12.5Ω到100Ω，截止频率f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄的范围是1GHz到16GHz。

S23、将上一步骤S22中得到的输出匹配网络3总的ABCD矩阵转化为S参数矩阵：

式中Δ＝A_glb+B_glb+C_glb+D_glb，Z₀＝50Ω，为负载阻抗。对于单端匹配网络来说，也就是负载阻抗等于Z₀，那么输出匹配网络3合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)均可以用公式(7)计算，

/>

S24、计算步骤S23中合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和步骤S1中得到的基波阻抗目标值Z_opt,1(λ)之间的差值ΔZ_diff,1：

式中N为工作频带内选取频点的总数，λ_i是工作频带内的第i个频点。

同理，可以计算出合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)和获取的二次谐波阻抗目标值Z_opt,2(λ)之间的差值ΔZ_diff,2

为了实现本发明提出的同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗的设计，现引入两个系数α和β构成一个新的目标函数

minΔZ_output＝α·ΔZ_diff,1+β·ΔZ_diff,2(10)

式中minΔZ_output是输出端基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数，α和β都是正实数，且严格满足α+β＝1。如果合成的基波阻抗与获取的基波阻抗目标值之间的偏差会导致更大的输出性能恶化相比于二次谐波阻抗之间的偏差，那么α应该更接近1，否则β应该更接近1。

S25、应用已知的优化算法，例如Levenberg-Marquardt(列文伯格马夸特算法)优化算法，对上述得到的输出端目标函数(10)进行最小值优化，求解出特征阻抗Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄以及截止频率f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄的数值，若迭代次数达到阈值或满足最小误差要求则根据使用的介质板转化为实际的尺寸参数，即确定输出匹配网络3结构。若不满足最小误差要求且迭代次数未达到阈值则迭代次数加1后转至步骤S21，重新选择并确定输出匹配网络3的结构，迭代运行步骤S22-S25，直到迭代次数完成或者最小误差要求满足为止。

步骤3、调试输入匹配网络1

S31、选择并确定输入匹配网络1的结构；

S32、根据步骤2中公式(1)-(3)可以得到输入匹配网络1中的各传输线的ABCD矩阵，由于ABCD矩阵具有级乘特性，那么输入匹配网络1总的ABCD矩阵就可以得到，如公式(11)

式中Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄和Z₁₅分别是传输线11、12、13、14和15的特征阻抗并且作为优化变量，λ₁₁、λ₁₂、λ₁₃、λ₁₄和λ₁₅由公式(4)计算得到λ₁₁＝j·tan(2πf/8/f₁₁)，λ₁₂＝j·tan(2πf/8/f₁₂)，λ₁₃＝j·tan(2πf/8/f₁₃)，λ₁₄＝j·tan(2πf/8/f₁₄)，λ₁₅＝j·tan(2πf/8/f₁₅)，式中f为工作频带，每段传输线的长度为λ/8，f₁₁、f₁₂、f₁₃、f₁₄和f₁₅分别是传输线11、12、13、14和15的截止频率并且作为优化变量构成二维度优化。

需要指出，为了实际电路加工的方便，需要设置特征阻抗Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄和Z₁₅范围是12.5Ω到100Ω，截止频率f₁₁、f₁₂、f₁₃、f₁₄和f₁₅的范围是1GHz到16GHz。

S33、使用公式(6)将上一步骤S32中得到的输入匹配网络1总的ABCD矩阵转化为S参数矩阵。对于单端匹配网络来说，也就是源阻抗等于Z₀，那么输入匹配网络1合成的输入阻抗Z_in,s(λ)可以由公式(7)计算得到。

S34、计算步骤S33中合成的输入阻抗Z_in,s(λ)和步骤S1中得到的输入阻抗目标值Z_opt,s之间的差值ΔZ_diff,s：

式中N为工作频带内选取频点的总数，λ_i是工作频带内的第i个频点。

由于输入匹配端二次谐波阻抗对功放整体性能的影响不大，所以在输入端不考虑二次谐波阻抗。这样α＝1，β＝0，就得到了输入端目标函数

minΔZ_input＝ΔZ_diff,s (13)

S35、应用已知的优化算法，例如Levenberg-Marquardt(列文伯格马夸特算法)优化算法，对上述得到的输入端目标函数(13)进行最小值优化，求解出特征阻抗Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄和Z₁₅以及截止频率f₁₁、f₁₂、f₁₃、f₁₄和f₁₅的数值，若迭代次数达到阈值或满足最小误差要求根据使用的介质板转化为实际的尺寸参数，即确定输入匹配网络1结构。若不满足最小误差要求且迭代次数未达到阈值则迭代次数加1后转至S31，重新选择并确定输入匹配网络1的结构；迭代运行步骤S32-S35，直到迭代次数完成或者最小误差要求满足为止。

步骤4、调试栅极偏置网络4、漏极供电网络5

栅极偏置网络4和漏极供电网络5为功率放大器晶体管提供偏置电压，将功率放大器晶体管偏置到B类。

将输入匹配网络1与栅极偏置网络4连接，使第一并联短路传输线13产生短路状态；将输出匹配网络3与漏极供电网络5连接，使第二并联短路传输线32产生短路状态；再将输入匹配网络1、功率放大器2和输出匹配网络3连接，得到最终的宽带高效率J类功率放大器。

本发明的有益效果是：提供一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法。

(1)应用更加广泛：提出了一个新的目标函数，能够同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗，所以设计方法简单，结构简便，应用更加广泛。

(2)带宽特性和效率特性好：提出了二维度优化方法，传输线的宽度和长度都作为优化变量，匹配网络不全是串联结构，也不是等长结构。在工作频带内各个频点下合成的阻抗值(包括基波阻抗和二次谐波阻抗)更接近目标值，在一个大的宽带内能够实现高效率，这种设计方法增加了匹配的灵活度，增强了匹配的效果，带宽特性和效率特性好。

(3)设计步骤流程化：本发明给出了详细的设计流程图和完整的公式推导，使得宽带高效率J类功率放大器的设计方法具有程序化、流程化的特点，方便初学者或者资深研究者都能从本发明中获得一定的帮助。

附图说明

图1是本发明的宽带高效率J类功率放大器电路示意图。

图2(a)-(c)是本发明中所使用的三种基本的传输线结构。

图3是本发明给出的宽带高效率J类功率放大器的设计流程图。

图4(a)是输出匹配网络3合成的基波阻抗值在宽带内与目标值的变化结果。

图4(b)是输出匹配网络3合成的二次谐波阻抗值在宽带内与目标值的变化结果。

图5是输出匹配网络3合成的基波阻抗值和二次谐波阻抗值在史密斯圆图上的轨迹。

图6是本输入匹配网络1合成的输入阻抗值在宽带内与目标值的变化结果。

图7是本发明实现的J类功率放大器在3.5GHz处输出电压、电流波形。

图8是利用ADS软件在2.8～3.8GHz内的大信号仿真结果示意图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施并结合附图对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

针对现有技术存在的缺陷，申请人在研究中发现，现有的宽带高效率J类功率放大器的常规设计方法是预先选定宽带内中心频率处的基波阻抗和二次谐波阻抗作为匹配的目标值，先进行二次谐波阻抗匹配，然后在此基础上再进行基波阻抗匹配。这种分开处理基波阻抗和二次谐波阻抗的设计方法不仅增加了复杂度，而且不利于小型化的设计。此外，宽带高效率J类功率放大器的另一种设计方法是利用实频技术进行设计。实频技术的特点是用S参数来描述匹配网络，可以在一个很大的带宽内将合成的阻抗值靠近目标值。但实频技术也有缺点，只有传输线的宽度这一个优化变量，在分布式参数中，合成的匹配网络一般都是串联结构，并且所有的传输线一般也都是等长的结构。这样就降低了匹配的灵活度和匹配的效果。

为了解决现有技术的缺陷，本发明提出了一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法。

如图1所示为本发明设计的宽带高效率J类功率放大器的结构示意图，包括：输入匹配网络1、功率放大器2、输出匹配网络3、栅极偏置网络4、漏极供电网络5。

图2给出了本发明中输入匹配网络1和输出匹配网络3所使用的三种基本的传输线结构，(a)串联传输线、(b)并联开路传输线和(c)并联短路传输线。其中输入匹配网络1中串联传输线(a)为第一串联传输线11、第二串联传输线12、第三串联传输线14、第四串联传输线15；并联短路传输线(c)为第一并联短路传输线13；

输出匹配网络3中串联传输线(a)为第五串联传输线31、第六串联传输线34；并联开路传输线(b)为第三并联开路传输线33；并联短路传输线(c)为第二并联短路传输线32；

每一种传输线都有一个特定的ABCD矩阵：

串联传输线(a)的ABCD矩阵为

/>

其中θ是传输线的电长度；j表示为复变量；

并联开路传输线(b)的ABCD矩阵为

并联短路传输线(c)的ABCD矩阵为

式中Z_e是传输线的特征阻抗，λ定义为

式中f为工作频率，传输线的长度是λ/8，f_e是传输线的截止频率。

考虑到任一特征阻抗为Z_e，传输线的长度为λ/8，截止频率为f_e的传输线，它的宽度由特征阻抗Z_e确定；由公式(4)可知，传输线的长度与截止频率f_e有关，所以传输线的宽度和长度作为优化变量就等同于传输线的特征阻抗Z_e和截止频率f_e作为优化变量构成二维度的优化技术。

所述的输出匹配网络3是使用以下方法设计，具体通过如下步骤实现：

步骤S1：选择并确定输出匹配网络3的结构，根据晶体管的器件模型，通过ADS软件进行谐波负载牵引仿真，在工作频带内获取功率放大器2的基波阻抗目标值Z_opt,1和二次谐波阻抗目标值Z_opt,2。

步骤S2：根据由公式(1)-(3)可知，输出匹配网络3中的传输线31、32、33和34都有一个特定的ABCD矩阵，由于ABCD矩阵具有级乘特性，那么输出匹配网络3总的ABCD矩阵就可以由这四段传输线各自的ABCD矩阵级乘得到。输出匹配网络3总的ABCD矩阵为

式中Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄分别是传输线31、32、33和34的特征阻抗并且作为优化变量，λ₃₁、λ₃₂、λ₃₃和λ₃₄由公式(4)计算得到，其中λ₃₁＝j·tan(2πf/8/f₃₁)，λ₃₂＝j·tan(2πf/8/f₃₂)，λ₃₃＝j·tan(2πf/8/f₃₃)，λ₃₄＝j·tan(2πf/8/f₃₄)，式中f为工作频带，每段传输线的长度为λ/8，f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄分别是传输线31、32、33和34的截止频率并且作为优化变量构成二维度优化。

需要指出，为了实际电路加工的方便，需要设置特征阻抗Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄范围是12.5Ω到100Ω，截止频率f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄的范围是1GHz到16GHz。

步骤S3：将上一步骤S2中得到的输出匹配网络3总的ABCD矩阵转化为S参数矩阵，转化公式为

式中Δ＝A_glb+B_glb+C_glb+D_glb，Z₀＝50Ω，为负载阻抗。对于单端匹配网络来说，也就是负载阻抗等于Z₀，那么输出匹配网络3合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)可以分别用公式(7)和(8)计算，

步骤S4：计算步骤S3中合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和步骤S1中得到的基波阻抗目标值Z_opt,1(λ)之间的差值ΔZ_diff,1

式中N为工作频带内选取频点的总数，λ_i是工作频带内的第i个频点。

同理，可以计算出合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)和获取的二次谐波阻抗目标值Z_opt,2(λ)之间的差值ΔZ_diff,2

为了实现本发明提出的同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗的设计，现引入两个系数α和β构成一个新的目标函数

minΔZ_output＝α·ΔZ_diff,1+β·ΔZ_diff,2(11)

式中minΔZ_output是输出端基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数，α和β都是正实数，且严格满足α+β＝1。如果合成的基波阻抗与获取的基波阻抗目标值之间的偏差会导致更大的输出性能恶化相比于二次谐波阻抗之间的偏差，那么α应该更接近1，否则β应该更接近1。

步骤S5：应用已知的优化算法，例如Levenberg-Marquardt(列文伯格马夸特算法)优化算法，对上述得到的输出端目标函数(10)进行最小值优化，求解出满足最小误差要求的特征阻抗Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄以及截止频率f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄的数值，这样输出匹配网络3就被确定下来了，然后根据使用的介质板转化为实际的尺寸，如图1中的输出匹配网络3中的尺寸参数。

所述输入匹配网络1，可以按照以下步骤实现：

步骤S1、选择并确定输入匹配网络1的结构，根据晶体管的器件模型，通过ADS软件进行源牵引仿真，在工作频带内获取功率放大器2的输入阻抗目标值Z_opt,s。

步骤S2、根据上述公式(1)-(3)可以得到输入匹配网络1中的各传输线的ABCD矩阵，由于ABCD矩阵具有级乘特性，那么输入匹配网络1总的ABCD矩阵就可以得到，如公式(11)

式中Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄和Z₁₅分别是传输线11、12、13、14和15的特征阻抗并且作为优化变量，λ₁₁、λ₁₂、λ₁₃、λ₁₄和λ₁₅由公式(4)计算得到λ₁₁＝j·tan(2πf/8/f₁₁)，λ₁₂＝j·tan(2πf/8/f₁₂)，λ₁₃＝j·tan(2πf/8/f₁₃)，λ₁₄＝j·tan(2πf/8/f₁₄)，λ₁₅＝j·tan(2πf/8/f₁₅)，式中f为工作频带，每段传输线的长度为λ/8，f₁₁、f₁₂、f₁₃、f₁₄和f₁₅分别是传输线11、12、13、14和15的截止频率并且作为优化变量构成二维度优化。

需要指出，为了实际电路加工的方便，需要设置特征阻抗Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄和Z₁₅范围是12.5Ω到100Ω，截止频率f₁₁、f₁₂、f₁₃、f₁₄和f₁₅的范围是1GHz到16GHz。

步骤S3、使用上述公式(6)将上一步骤S2中得到的输入匹配网络1总的ABCD矩阵转化为S参数矩阵。对于单端匹配网络来说，也就是源阻抗等于Z₀，那么输入匹配网络1合成的输入阻抗Z_in,s(λ)可以由上述公式(7)计算得到。

步骤S4、计算步骤S3中合成的输入阻抗Z_in,s(λ)和步骤S1中得到的输入阻抗目标值Z_opt,s之间的差值ΔZ_diff,s：

式中N为工作频带内选取频点的总数，λ_i是工作频带内的第i个频点。

由于输入匹配端二次谐波阻抗对功放整体性能的影响不大，所以在输入端不考虑二次谐波阻抗。这样α＝1，β＝0，就得到了输入端目标函数

minΔZ_input＝ΔZ_diff,s(14)

步骤S5、应用已知的优化算法，例如Levenberg-Marquardt(列文伯格马夸特算法)优化算法，对上述得到的输入端目标函数(13)进行最小值优化，求解出特征阻抗Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄和Z₁₅以及截止频率f₁₁、f₁₂、f₁₃、f₁₄和f₁₅的数值，这样输入匹配网络1就被确定下来了，然后根据使用的介质板转化为实际的尺寸，如图1中的输入匹配网络1中的尺寸参数。

所述微波功率放大器为公知的独立晶体管功率放大器，负载阻抗为50欧。

所述栅极偏置网络4和漏极供电网络5为功率放大器晶体管提供偏置电压，将功率放大器晶体管偏置到B类。

将输入匹配网络1与栅极偏置网络4连接，使第一并联短路传输线13产生短路状态；将输出匹配网络3与漏极供电网络5连接，使第二并联短路传输线32产生短路状态；再将输入匹配网络1、功率放大器2和输出匹配网络3连接，得到最终的宽带高效率J类功率放大器。

下面列举一实例：

为验证所提出设计方法，基于一个10WCGH40010F GaN HEMT晶体管设计了一个宽带高效率J类功率放大器，工作频带是2.8～3.8GHz，选用的板材是Rogers4350B，厚度是0.762mm，介电常数3.48，铜厚1oz。

在ADS软件中加载晶体管的模型，建立负载牵引和源牵引电路，然后选取2.8GHz，3.0GHz，3.2GHz，3.4GHz，3.6GHz，3.8GHz代表整个工作频带的频率响应，再根据步骤S1获取晶体管在这六个频点下的基波阻抗目标值Z_opt,1，二次谐波阻抗目标值Z_opt,2和输入阻抗目标值Z_opt,s，如表1所示。

表1：牵引电路获取的阻抗目标值

初始化输出匹配网络3中每一段传输线的特征阻抗和截止频率，它们作为优化变量，按照图3给出的详细的设计流程，进行优化。需要提及下，J类功率放大器设计中基波阻抗对于输出性能影响更大相比于二次谐波阻抗，所以本实例中α＝0.7和β＝0.3。这样最后确定了输出匹配网络3中每一段传输线的特征阻抗和截止频率，并根据介质板的参数转化为实际传输线的尺寸。如下表2所示。

表2：第二传输线中的微带线尺寸

同理，输入匹配网络1也按照上述方法进行设计，只不过输入匹配中二次谐波阻抗对于性能影响不大相比于输出匹配中，所以这儿对于二次谐波不进行处理，α＝1和β＝0。这样最后确定了输入匹配网络1中每一段传输线的特征阻抗和截止频率，并根据介质板的参数转化为实际传输线的尺寸。如下表3所示。

表3：输入匹配网络中传输线的尺寸

栅极偏置网络4中，V_GS＝-2.8V，漏极供电网络5中，V_DS＝28V。

图4(a)是输出匹配网络3合成的基波阻抗值在工作频带内与获取的基波阻抗目标值的变化结果，很明显合成的基波阻抗值与目标值很接近，并且在工作频带内随着目标值变化。图4(b)是输出匹配网络3合成的基波阻抗值在工作频带内与获取的基波阻抗目标值的变化结果，很明显合成的基波阻抗值与目标值很接近，并且在工作频带内随着目标值变化。有些许误差，一方面是晶体管的仿真模型与实际模型的误差导致的，另一方面J类功率放大器拥有较大的设计空间，这些偏差很对输出性能影响很小，可以忽略。

图5是输出匹配网络3合成的基波阻抗和二次谐波阻抗在史密斯原图上轨迹。可以明显发现J类功率放大器的阻抗特性：基波阻抗包含感抗成分，二次谐波阻抗是近似纯容抗，符合J类功率放大器的阻抗特点。

图6是输入匹配网络1合成的输入阻抗在工作频带内与获取的输入阻抗目标值的变化结果，很明显合成的输入与目标值很接近，并且在工作频带内随着目标值变化。

图7是设计的宽带高效率J类功率放大器在3.5GHz下的漏极电压、电流波形，可以发现电压、电流波形都是近似的半正弦波形，并且电压、电流波形不重叠，符合J类功率放大器的特点。

图8是设计的宽带高效率J类功率放大器在ADS中仿真的大信号结果。在2.8～3.8GHz带宽内，功率附加效率(PAE)都超过了70％，输出功率都在40dBm以上，增益也均高于11dB。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，该宽带高效率J类功率放大器包括输入匹配网络1、功率放大器2、输出匹配网络3、栅极偏置网络4、漏极供电网络5；

所述输入匹配网络1包括顺序连接的第一串联传输线11、第二串联传输线12、第三串联传输线14、第四串联传输线15；第一并联短路传输线13的一端与第二串联传输线12的一端、第三串联传输线14的一端连接，第一并联短路传输线13的另一端与栅极偏置网络4连接；第一串联传输线11的一端作为输入匹配网络1的输入端，另一端与第二串联传输线12的另一端连接；第四串联传输线15的一端作为输入匹配网络1的输出端，另一端与第三串联传输线14的另一端连接；该输入匹配网络1的输出端与功率放大器2的栅极连接；

所述输出匹配网络3包括顺序连接的第五串联传输线31、第六串联传输线34；第二并联短路传输线32的一端与第五串联传输线31的一端、第六串联传输线34的一端、第三并联开路传输线33的一端连接，第二并联短路传输线32的另一端与漏极供电网络5连接；第三并联开路传输线33的另一端开路；第五串联传输线31的另一端作为输出匹配网络3的输入端，第六串联传输线34的另一端作为输出匹配网络3的输出端；该输出匹配网络3的输入端与功率放大器2的漏极连接；

所述栅极偏置网络4包括栅极电源V_GS，3个旁路电容C41-C43；其中栅极电源V_GS一端连接第一并联短路传输线13，另一端与旁路电容C41的一端、旁路电容C42的一端、旁路电容C43的一端连接，旁路电容C41、C42、C43的另一端全部接地；

所述漏极供电网络5包括栅极电源V_DS，3个旁路电容C51-C53；其中漏极电源V_DS一端连接第二并联短路传输线32，另一端与旁路电容C51的一端、旁路电容C52的一端、旁路电容C53连接，旁路电容C51、C52、C53的另一端全部接地；

所述输入匹配网络1的输入端和输出匹配网络3的输出端均串联一个耦合电容C6；

其特征在于该方法具体是：

步骤1、按照设计指标，根据功率放大器2的器件模型，通过ADS软件进行谐波负载牵引仿真，在工作频带内获取功率放大器2的输入阻抗目标值Z_opt,s、基波阻抗目标值Z_opt,1和二次谐波阻抗目标值Z_opt,2；

步骤2、调试输出匹配网络3

S21、选择并确定输出匹配网络3的结构；

S22、根据由公式(1)-(3)可知，输出匹配网络3中的各传输线的ABCD矩阵，由于ABCD矩阵具有级乘特性，那么输出匹配网络3总的ABCD矩阵就可以由这四段传输线各自的ABCD矩阵级乘得到；

串联传输线(a)的ABCD矩阵为

其中θ是传输线的电长度；

并联开路传输线(b)的ABCD矩阵为

并联短路传输线(c)的ABCD矩阵为

式中Z_e是传输线的特征阻抗，λ定义为

式中f为工作频率，传输线的长度是λ/8，f_e是传输线的截止频率；

输出匹配网络3总的ABCD矩阵为

式中Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄分别是传输线31、32、33和34的特征阻抗并且作为优化变量，

λ₃₁、λ₃₂、λ₃₃和λ₃₄由公式(4)计算得到λ₃₁＝j·tan(2πf/8/f₃₁)，λ₃₂＝j·tan(2πf/8/f₃₂)，λ₃₃＝j·tan(2πf/8/f₃₃)，λ₃₄＝j·tan(2πf/8/f₃₄)，式中f为工作频带，每段传输线的长度为λ/8，f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄分别是传输线31、32、33和34的截止频率并且作为优化变量构成二维度优化；

S23、将上一步骤S22中得到的输出匹配网络3总的ABCD矩阵转化为S参数矩阵：

式中Δ＝A_glb+B_glb+C_glb+D_glb，Z₀为负载阻抗；对于单端匹配网络来说，也就是负载阻抗等于Z₀，那么输出匹配网络3合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)通过式(7)可知：

S24、计算步骤S23中合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和步骤S1中得到的基波阻抗目标值Z_opt,1(λ)之间的差值ΔZ_diff,1：

式中N为工作频带内选取频点的总数，λ_i是工作频带内的第i个频点；

同理，可以计算出合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)和获取的二次谐波阻抗目标值Z_opt,2(λ)之间的差值ΔZ_diff,2：

为了实现同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗的设计，现引入两个系数α和β构成一个新的目标函数：

minΔZ_output＝α·ΔZ_diff,1+β·ΔZ_diff,2 (10)

式中minΔZ_output是输出端基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数，α和β都是正实数，且严格满足α+β＝1；

S25、对上述得到的输出端目标函数(10)进行最小值优化，求解出特征阻抗Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄以及截止频率f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄，进而确定输出匹配网络3中的尺寸参数；

步骤3、调试输入匹配网络1，同理步骤2；

步骤4、调试栅极偏置网络4、漏极供电网络5

栅极偏置网络4和漏极供电网络5为功率放大器晶体管提供偏置电压，将功率放大器晶体管偏置到B类；

将输入匹配网络1与栅极偏置网络4连接，使第一并联短路传输线13产生短路状态；将输出匹配网络3与漏极供电网络5连接，使第二并联短路传输线32产生短路状态；再将输入匹配网络1、功率放大器2和输出匹配网络3连接，得到最终的宽带高效率J类功率放大器。

2.如权利要求1所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于功率放大器2为B类高效率功率放大器。

3.如权利要求1所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于功率放大器2为采用独立晶体管。

4.如权利要求1所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于输入匹配网络1和输出匹配网络3的微带线特征阻抗范围是12.5Ω到100Ω，截止频率的范围是1GHz到16GHz。

5.如权利要求1所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于负载阻抗Z₀＝50Ω。

6.如权利要求1所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于步骤2中输出匹配网络3基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数α接近1。

7.如权利要求6所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于步骤2中输出匹配网络3基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数α＝0.7，β＝0.3。

8.如权利要求1所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于步骤2中输入匹配网络2基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数α接近1。

9.如权利要求8所述的一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，其特征在于步骤2中输入匹配网络2基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数α＝1和β＝0。

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