CN112968677B - 一种双频高效率异相功率放大器的设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种双频高效率异相功率放大器的设计方法。本发明基于组合器二端口电压电流模型分析构造传输矩阵，通过对网络的拆分综合，基于LM优化技术算法，实现对双频组合器网络的综合。本发明能更好地增强异相功率放大器的效率特性，提高设计灵活性，能够适用于任意结构的输出组合器中并联网络结构。本发明在高效率功率放大器应用背景下，针对多频带高效率高回退的需求，具有结构灵活、设计步骤流程化、适用性更加广泛的优点。
Description
技术领域
本发明涉及射频微波通信领域，尤其涉及一种双频高效率异相功率放大器的设计方法。
背景技术
随着无线通信技术的快速发展，各种电子设备之间的联系也变得更加密切。功率放大器是射频发射机中的至关重要的组成部分。作为发射机基站中最耗能并且非线性失真最高的器件，其工作效率会影响基站整体的功耗及稳定性，因此对于功率放大器的线性化技术和效率增强技术的研究和设计已经成为无线基站的关键。为了满足日益增加的高速宽带数据业务需求，同时也为了降低通信基站的运营成本，多模多制式的通信系统已经被广泛应用。
Outphasing(异相)放大器由于其在深度饱和状态下突出的效率、对幅度信息的不敏感以及与数字兼容性好等优势，近几年来逐渐成为研究热点，非常具有研究价值和发展前景。
目前，对于双频异相放大器的研究大多是利用最优负载阻抗来正向推导虚部补偿线和阻抗变换线的阻抗值和电长度，再利用固定拓扑结构，如T型、π型结构来依次替代电路中每一条微带线，形式较为单一、步骤繁琐、结构复杂并且由于受限于基础拓扑结构，实际工程中常出现微带线参数不合理的情况，因此实现起来具有较大局限。
逆向思维推理组合器网络方面，虽然有相关的思路记载，但是仅限于实现单频异相功率放大器，关于双频异相功率放大器的研究有限。
此外，在网络综合方面，大多是采用多段串联微带线的结构综合出网络的目标阻抗，缺少关于实现网络目标矩阵的综合方法，缺乏目标矩阵综合的系统性思路，无法推广、实用。
针对现有技术中存在的不足，实有必要进行研究，以提供一种双频高效率异相功率放大器的解决方案。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种双频高效率异相功率放大器的设计方法，利用对异相功放进行二端口网络的分析建模得到传输矩阵函数，再通过合理拆分网络矩阵，将复杂难处理的传输矩阵综合问题转化为现有技术能解决的阻抗综合问题，最后基于匹配网络优化算法，设计多种拓扑实现双频阻抗网络。该方法能更灵活、更方便地实现双频功能，并且增强功放的效率特性。
本发明采用以下技术方案：
一种双频高效率异相功率放大器设计方法，包括以下步骤：
(1)对异相功率放大器输出端组合器饱和、回退时的电压电流进行分析建模，得到组合器网络的阻抗矩阵、传输矩阵。
(2)将二端口阻抗矩阵转化成传输矩阵形式。
(3)二端口阻抗矩阵拆分成包含负载端的三端口网络。
(4)将三端口网络的上下两路目标网络利用类似π型的拓扑网络来分别表示，将复杂网络进行拆分、化简。
(5)利用简化实频技术对目标网络中的目标导纳进行综合。
本发明的有益效果是：
(1)应用更加广泛：由于常规双频异相放大器大致有两种实现方式：对于经典型异相放大器是利用T型和π型分别实现双频虚部补偿和阻抗变换，即电路中的每一条微带线分别用双频结构来替代，形式单一、过程繁琐；对于非等长结构的异相放大器，由于电路敏感，需要将T型和π型搭配使用来减少相位所带来的误差，结构复杂。并且，传统双频异相功率放大器电路中的微带线实现完全依靠T型和π型进行替代，对于频率的选择有一定的局限，需要考虑替代后的结构中的微带线是否符合实际，是否存在过宽、过窄、过长、过短等限制，实现起来很受局限。本发明利用直接对二端口网络的传输矩阵进行拆分，拆分方法科学合理，并利用简化实频技术作为辅助工具，电路拓扑选择灵活多样，思路清晰、简单，适用于由任意拓扑结构的并联网络结构组成的输出组合器。频率选择更加多样，不再受传统T型和π型结构所限制；此外，可以将本发明的拆分思路应用于多种双频设计中，而不仅限于双频异相功率放大器，应用更加广泛。
(2)带宽特性和效率特性好：基于匹配网络直接优化技术算法，所设计的异相功率放大器是通过直接对最优负载阻抗进行分析建模，可以得到理论最优的传输网络参数，电路的目标参数方便易得、直接且全面，是将物理模型进行数学抽象分析后得到的理论最优，因此效率会相比普通方法更高。
(3)设计步骤流程化：利用二端口网络分析，再利用合理方法拆分网络综合目标矩阵，利用Levenberg-Marquardt(LM)优化技术算法，可以应用于多种双频异相功率放大器，频率选择灵活，使得双频高效率异相功率放大器的设计具有程序化、流程化的特点，初学者或者资深研究者都能从本发明中获得一定的帮助。
附图说明
图1是本发明的双频高效率异相功率放大器设计流程图；
图2是本发明中的二端口网络模型；
图3是本发明中的三端口网络模型；
图4是本发明中的上下路π型结构示意图；
图5是本发明中的最终简化双频组合器的电路图；
图6是本发明中的上下路并联支路网络部分可选拓扑结构图；(a)-(d)是四种不同结构；
图7是本发明中的双频高效率异相功率放大器电路图；(a)为并联网络为任意结构，(b)为并联网络为图6(d)结构；
图8是本发明中的实例2.6GHz和3.5GHz仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步的分析。
为了克服现有技术的缺陷，本发明提出了一种高效率双频异相功率放大器的新型设计方法。通过对组合器网络的阻抗矩阵进行分析，利用科学合理的思路对目标矩阵进行处理和拆分，借助经典π型结构理论，将目标矩阵综合问题转化为目标阻抗综合问题，很大程度上降低了直接对目标网络的综合难度和复杂度，增加了电路实现的灵活性。
该放大器的核心包括双频输入匹配电路、子放大器、双频谐波抑制电路和双频组合器电路。其中双频输入匹配电路采用简化实频技术对双频下的目标阻抗进行综合，双频组合器电路利用类似π型结构实现网络的综合，是设计的关键和创新点所在。
图1为设计流程图，具体通过如下步骤实现：
步骤(1):将两个子放大器的输出端看作为一个有损、互易的二端口网络的两个端口，S作为上路端口(一端口)，X作为下路端口(二端口)，见图2。
子放大器根据晶体管的器件模型，通过EDA软件进行负载牵引仿真，根据实际应用需求(漏极效率，输出功率等)分别得到子放大器在两个不同工作频率f1、f2下的最优输入阻抗ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)；最优饱和输出阻抗ZOPT,SAT(f1)和ZOPT,SAT(f2)；最优回退输出阻抗ZOPT,BO(f1)和ZOPT,BO(f2)，其中f1为较低频率。ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)作为双频输入匹配电路中的目标输入阻抗；ZOPT,SAT(f1)和ZOPT,SAT(f2)作为在饱和状态下的二端口网络两个端口的目标输入阻抗；
ZOPT,BO(f1)和ZOPT,BO(f2)作为在回退状态下的二端口网络两个端口的目标输入阻抗。(由于上路下路子放大器使用同样的独立晶体管，有相同特性，因此拥有相同的ZOPT,SAT、ZOPT,BO)
步骤(2)：如图2，分别对两个频率下的组合器二端口网络在饱和、回退两种状态下的输入电压、输入电流进行分析，得到两个频率下的组合器目标阻抗矩阵Z2P(f1)和Z2P(f2)，具体如下：
公知：二端口网络的阻抗矩阵定义式，见式(1):
其中V1表示一端口的输入电压，I1表示一端口的输入电流，V2表示二端口的输入电压，I2表示二端口的输入电流，Z11、Z12、Z21、Z22为阻抗矩阵Z2P中的四个参数。
公知：网络的输入阻抗定义式，见式(2):
其中Vin表示网络端口的输入电压，Iin表示网络端口的输入电流，Zin表示网络端口的输入阻抗。
将式(1)-(2)类比于本发明中：上路端口(一端口)的输入电压为V1,输入电流为I1，饱和时的输入阻抗为ZOPT,SAT，回退时的输入阻抗为ZOPT,BO；下路端口(二端口)的输入电压为V2，输入电流为I2，饱和时的输入阻抗为ZOPT,SAT，回退时的输入阻抗为ZOPT,BO。异相功率放大器工作原理为控制上下两路放大器之间不同的相位差θ来得到相应的输出功率，因此饱和和回退两种状态下，上下两路的相位差不同，定义θ1为饱和时上下两路子放大器之间的电流相位差；θ2为回退时上下两路子放大器之间的相位差。为了后文描述方便，现定义ZS(θ1)为一端口饱和时的输入阻抗值,即ZOPT,SAT；ZS(θ2)为一端口回退时的输入阻抗值即ZOPT,BO；ZX(θ1)表示二端口饱和时的输入阻抗值,即ZOPT,SAT；ZX(θ2)表示二端口回退时的输入阻抗值,即ZOPT,BO。利用上下两路子放大器有相同特性，可得式(3)：
以上路放大器相位作为参考0点，将饱和相位差θ1和回退相位差θ2代入式(4)，可以得到两个状态下的上下两路子放大器之间的电流关系，如式(5)和式(6)：
其中Iin表示输入电流，I表示输入电流的幅度，θin表示输入电流的相位，j为复数。将式(2)阻抗定义式代入式(3)中得到式(7)和式(8)：
联立式(1)-(8)，可以得到组合器在某个工作频率下的目标阻抗矩阵关系，见式(9)。
将式(9)整理为矩阵形式，得到式(10)
依据无损互易网络条件，可以通过选取合适的饱和相位差θ1来设置异相功率放大器的回退区间。作为优选，回退6dB的异相功率放大器选用47度的饱和相位差，即θ1＝47°。
分别将步骤(1)中仿真得到的f1、f2下的ZOPT,SAT(f1)、ZOPT,SAT(f2)和ZOPT,BO(f1)和ZOPT,BO(f2)，分别代入式(10)中，求出各自工作频率下的目标阻抗矩阵Z2P(f1)和Z2P(f2)。
步骤(3)：利用现有公知微波中阻抗矩阵到传输矩阵的转化关系，将步骤(2)中得到的两个频率下的目标阻抗矩阵Z2P(f1)和Z2P(f2)转换成相应的目标传输矩阵T2P(f1)和T2P(f2)。由于两个频率处理方式相同，因此后文用T2P来统一讲解，定义T2P为式(11)所示：
其中Ar、Ai、Br、Bi、Cr、Ci、Dr、Di分别表示传输矩阵中四个参数A、B、C、D的实部和虚部(下标r表示实部，下标i表示虚部)，j为复数。由于异相放大器含最终输出端口并外接负载，因此需要将二端口网络转化成三端口网络，分别为上路网络、负载网络和下路网络，如图3。三个网络级联构成三端口网络。
其中式(12)中T2P-A表示上路网络的目标传输矩阵，Aa、jBa、jCa、Da分别表示上路目标传输矩阵T2P-A中A、B、C、D四个参数，j为复数；式(13)中T2P-B表示下路网络的目标传输矩阵，Ab、jBb、jCb、Db分别表示下路目标传输矩阵T2P-B中A、B、C、D四个参数，j为复数；式(14)中TR表示负载网络的目标传输矩阵，其中R0为负载电阻，可人为设定，根据实际工程需要，优选为50欧姆。
由于二端口网络传输矩阵T2P和三端口网络总传输矩阵之间四个参数对应位相等，即式(15)，可以求解出上路的目标传输矩阵T2P-A、下路的目标传输矩阵T2P-B各参数的表达式，具体见式(16)。
至此，有损互易二端口网络拆分成了无损互易上路网络、终端负载网络、无损互易下路网络。
步骤(4)：两个工作频率下对应有两个不同的上路传输矩阵T2P-A(f1)、T2P-A(f2)，两个不同的下路传输矩阵T2P-B(f1)、T2P-B(f2)。而现有可寻的综合的方法均只适用于对网络阻抗值的综合。因此，若直接对T2P-A(f1)、T2P-A(f2)进行综合，或者直接对T2P-B(f1)、T2P-B(f2)进行综合，都很难能够直接找到合适的结构，使其能在两个频率下同时满足条件。
本发明提出一个思路，绕开直接综合传输矩阵的难题，通过对传输矩阵进行合理拆分，将大网络化简为几个小网络的级联，利用现有方法分别对小网络进行阻抗综合，最后拼凑为整个目标网络。利用这样的处理思路，可以将对矩阵综合的难题巧妙化简，大大降低综合时的复杂度，并且很大程度上提高综合的灵活性。此外，该思路适用于各类双频传输矩阵的综合，不仅限于本发明。具体实现如下：
对三端口网络的上路传输矩阵T2P-A和下路传输矩阵T2P-B分别进行拆分，由于上路下路综合方法相同，因此以T2P-A为例进行如下拆分分析，具体是：
4-1将式(12)获得的目标传输矩阵T2P-A拆分成类似π型的结构，如图4其中包含两个并联支路网络和中间串联微带线，表示为式(17)：
其中jBS1为第一个并联支路网络的输入导纳，jBS3为第二个并联支路网络的输入导纳，
为中间串联微带线的传输矩阵，其传输矩阵可以进一步表示为式(18)：
其中ZC、θC分别表示中间串联微带线的特征阻抗值和电长度。
4-2借助经典π型结构中的π型传输矩阵函数，将式(17)矩阵展开，得到式(19)：
将式(19)两边矩阵对应相等，可得式(20)：
由式(20)可知目标传输矩阵T2P-A中的jBa仅由π型结构中的中间串联微带线传输矩阵中的BC部分所决定，即：jBa＝BC。因此利用式(18)-式(21)求解出满足要求的ZC和
就可以完成关于两个频率下目标传输矩阵中jBa的综合。
4-3找到中间串联微带线的特征阻抗值ZC和电长度
后，就可以得到中间串联微带线在两个频率下的传输矩阵，见式(22)和式(23)。
由式(20)，目标传输矩阵中的Da作为综合目标值，其满足Da＝jBC·BS1+DC，式中BC、DC为已知数值，因此就可以求解出未知数jBS1，使等式成立。即：将对阻抗矩阵中Da的综合转化为对π型网络中的第一并联支路网络的目标输入导纳jBS1的综合。
同理由式(20)，目标传输矩阵中的Aa作为综合目标值，其满足Aa＝AC+jBC·BS3，式中参数AC、BC为已知数值，因此就可以求解出未知数jBS3，使等式成立。即：将对阻抗矩阵中Aa的综合转化为对π型网络中的第二并联支路网络的目标输入导纳jBS3的综合。
可以进一步发现Da和Aa之间的综合互不影响，即可以分别通过调节两个并联支路网络的输入导纳jBS1和jBS3来分别综合出Da和Aa。需要说明的是，当分别找到jBS1和jBS3的值后，代入式(20)
jCa＝jAC·BS1+CC-BC·BS1·BS3+jDC·BS3中，等式依旧成立，不用单独对jCa部分进行综合。
下路传输矩阵T2P-B采用上路传输矩阵T2P-A一样的拆分分析方法，用π型结构进行构建。
将上路靠近晶体管的并联支路网络目标输入导纳命名为jB上路S1、另一端并联支路网络目标输入导纳命名为jB上路S3；下路靠近晶体管的并联支路网络目标输入导纳命名为jB下路S3、另一端并联支路网络目标输入导纳命名为jB下路S1。
通过步骤(4)，将两个频率下的目标传输矩阵的Aa、jBa、jCa、Da综合转化为对π型中的两个并联支路网络输入导纳jBS1和jBS3的综合，大大降低了直接综合目标传输矩阵的困难度。
步骤(5)：构建双频谐波抑制电路
抑制二次谐波能够提高放大器输出效率，因此为了进一步提高放大器效率，上下两路的子放大器输出端均利用两条并联终端短路微带线，用于分别抑制两个频率下的二次谐波。并联终端短路微带线的电长度和阻抗值可根据实际f1和f2的二次谐波纯电抗值进行调节。本发明选择使用电长度为90度的并联终端短路微带线。
由式(24)，可知并联终端短路微带线在工作频率下时的输入导纳Yin。
其中ZS是并联终端短路微带线的特征阻抗值，可人为设定；θS为并联终端短路微带线的电长度，优选为90度。在基波(工作频率)时，θS＝90°，代入式(24)，得Yin近似为0，相当于开路，对电路无影响；而在二次谐波时由于色散现象，θS＝180°，导纳Yin近似于无穷大，相当于短路，抑制了二次谐波。因此分别使用两条在各自频率下的90度的并联终端短路微带线，用于分别抑制两个频率下的二次谐波。
分别用Yin1表示f1下的谐波抑制线(并联终端短路微带线)的输入导纳值，特征阻抗值和电长度分别为：ZS1、θS1；用Yin2表示f2下的谐波抑制线的输入导纳值，特征阻抗值和电长度分别为：ZS2、θS2。但由于存在色散效应，f1下的90度并联终端短路微带线虽然在f1工作时的导纳为0，对电路不会造成影响，但对f2工作时的电路会带来额外的导纳，具体见式(25)；同理f2下的90度终端短路微带线也会给f1工作时的电路引入额外的导纳，具体见式(26)。因此需要计算两条并联终端短路微带线分别对两个频率下的电路带来的影响。
其中Yin1(f1)表示f1下的并联终端短路微带线对f1工作时的电路引入的导纳；Yin1(f2)表示f1下的并联终端短路微带线对f2工作时的电路引入的导纳；Yin2(f1)表示f2下的并联终端短路微带线对f1工作时的电路引入的导纳；Yin2(f2)表示f2下的并联终端短路微带线对f2工作时的电路引入的导纳。
上下两路使用相同参数的两条谐波抑制线，均接于晶体管输出端。上路接于晶体管输出端与并联支路网络jB上路S1之间，下路接于晶体管输出端与并联支路网络jB下路S3之间。将上路的两条并联终端短路微带线对两个频率下引入的导纳与并联支路网络jB上路S1进行叠加，得到上路新的目标导纳，见式(27)；同理，下路的两条并联终端短路微带线对两个频率下引入的导纳与并联支路网络jB下路S3进行叠加，得到将下路新的目标导纳，见式(28)。
上路新的目标导纳：
下路新的目标导纳：
此外，上下路分别选用其中一条并联终端短路微带线作为各自的漏极供电线，外接旁路电容和漏极电压VDS。旁路电容选用三个并联电容构成，选择1pF,10pF及100pF的组合。两路中各自剩下的另一条并联终端短路微带线，外接两个接地电容，用于隔掉直流电，具体数值则依据实际电路选取。
步骤(6)：为了进一步简化电路结构，由于在接近负载端口处的两路并联支路网络jB上路S3和jB下路S1在物理上可以等效为一个新的并联支路，因此可以相加，合成一个新的并联支路网络如图5，作为新的双频目标导纳，见式(29):
步骤(7)：利用简化实频技术对双频下的目标导纳分别进行综合
选择实现目标网络的拓扑结构，基于Levenberg-Marquardt(LM)优化技术算法，将拓扑中各个微带线的特征阻抗和截止频率fe分别设置为优化变量，初始化一定的取值范围后进行优化。
7-1输出：
①将步骤(5)中得到的上路新的双频目标导纳：jB新上路S1(f1)、jB新上路S1(f2)；下路新的双频目标导纳：jB新下路S3(f1)、jB新下路S3(f2)；步骤(6)中得到的合并的新的双频目标导纳：jBS合并(f1)、jBS合并(f2)转化为目标阻抗的形式。
②依次对①各个双频目标阻抗进行综合，综合方法相同，具体如下：
将双频目标阻抗加载到LM优化技术算法中，作为优化的目标阻抗ZOPT。选择实现该双频目标阻抗的拓扑结构，如图6列举出的部分拓扑结构。利用计算机辅助软件计算该结构的实际阻抗，通过目标误差函数式(30)，对比若干个在两个频率处满足所述输出优化目标值的误差函数大小，找到使实际阻抗和目标阻抗之间误差最小的一个拓扑结构，综合出并联支路网络：
其中i表示频点，M表示总频点个数，即M＝2，λi表示理查德变量，ZOPT(λi)是该工作频率下的网络的目标阻抗，Re(ZOPT(λi))为目标阻抗的实部，Im(ZOPT(λi))为目标阻抗的虚部；ZL(λi)为综合出的该工作频率下的网络的实际阻抗，Re(ZL(λi))为实际阻抗的实部，Im(ZL(λi))为实际阻抗的虚部；
7-2输入：
将步骤(1)中得到的两个频率处的输入阻抗ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)加载到LM优化技术算法中去，作为输入匹配网络的优化目标阻抗值；再利用计算机辅助软件计算输入匹配网络的实际阻抗值ZS,in；通过目标误差函数式(31)，对比若干个在两个频率处满足所述输出优化目标值的误差函数大小，找到使实际阻抗和目标阻抗之间误差最小的一个拓扑结构，综合出输入匹配网络
其中i表示频点，M表示总频点个数，即M＝2，λi表示理查德变量，ZOPT,in(λi)是该工作频率下的网络的目标阻抗，Re(ZOPT,in(λi))为目标阻抗的实部，Im(ZOPT,in(λi))为目标阻抗的虚部；ZS,in(λi)是该工作频率下的合成网络的实际输入阻抗值，Re(ZS,in(λi))指实际输入阻抗值的实部，Im(ZS,in(λi))指实际输入阻抗值的虚部。
需要说明的是，输入匹配电路拓扑选择时中需要有一条微带线为并联终端短路微带线，用于外接三个旁路电容和栅极电压VGS。优选的，上路栅极旁路电容和下路栅极旁路电容均选择1pF,10pF及100pF的组合。
图7(a)为上述设计的一种双频高效率异相功率放大器，具体包括双频输入匹配电路、子放大器、双频谐波控制电路、双频组合器；
所述双频输入匹配电路包括上下两支路，每条支路包括第一至七微带线1～7、栅极偏置部分；第一微带线1的一端作为异相功率放大器输入端口，另一端接第二微带线2的一端；第二微带线2的另一端接第三微带线3的一端、第四微带线4的一端；第四微带线4的另一端接第五微带线5的一端、第六微带线6的一端；第六微带线6的另一端接第七微带线7的一端后作为双频输入匹配电路支路的输出口；第三微带线3的另一端、第五微带线5的另一端悬空；第七微带线7的另一端接栅极偏置部分；
作为优选，栅极偏置部分包括电容C1-C3；电容C1的一端、电容C2的一端、电容C3的一端连接后接第七微带线7的另一端、偏置电压Vos；电容C1的另一端、电容C2的另一端、电容C3的另一端接地。
所述两个子放大器的阳极分别接双频输入匹配电路上下两支路的输出口；
所述双频谐波控制电路包括上下两支路，每条支路包括第一至二并联终端短路线8-9、电容C13、C14、漏极供电部分；第一并联终端短路线8的一端、第二并联终端短路线9的一端接其中一个子放大器的阴极后作为双频谐波控制电路支路的输出端；第一并联终端短路线8的另一端接漏极供电部分；第二并联终端短路线9的另一端接电容C13的一端、电容C14的一端，电容C13的另一端、电容C14的另一端接地；两个电容C13、C14，用于隔离掉输入的直流电流。
作为优选，漏极供电部分包括电容C4-C6；电容C4的一端、电容C5的一端、电容C6的一端连接后接第八微带线8的另一端、漏极电压VDS；电容C4的另一端、电容C5的另一端、电容C6的另一端接地。
所述双频组合器包括上下两支路，上路包括第一中间串联微带线10、并联网络S112，第一中间串联微带线10的一端与并联网络S1的一端连接后作为双频组合器电路上路输入端，接双频谐波控制电路其中一个支路的输出端；上路包括第二中间串联微带线11、并联网络S313、并联网络S合并14，第二中间串联微带线11的一端与并联网络S3的一端连接后作为双频组合器电路下路输入端，接双频谐波控制电路另一个支路的输出端；第二中间串联微带线11的另一端与并联网络S合并的一端连接后与第一中间串联微带线10的另一端连接后作为异相功率放大器的输出端口；
所述子放大器采用相同独立晶体管，拥有相同的特性。优选的，将子放大器晶体管偏置到AB类。
栅极偏置部分电容C1-C3选择1pF,10pF及100pF的组合。
漏极供电部分电容C4-C6选择1pF,10pF及100pF的组合。
并联网络S1、S3、S合并内部结构可变，只需满足设计要求下的双频目标阻抗即可，内部可以由设计者根据实际工程要求进行选择合适的拓扑结构。
实施例1：2.6GHz和3.5GHz双频异相功率放大器，回退区间均为6dB。
第一步：分别测得饱和、回退的输出最优阻抗以及输入端的最优阻抗，见下表：
表1双频最优输入阻抗、最优饱和输出阻抗和最优回退输出阻抗
第二步：根据最优饱和和回退的阻抗值以及6dB回退条件，选取饱和相位差为47度，代入式(10)即可求两个频率下各自的二端口网络阻抗矩阵，见式(32)-(33)：
其中Z2P1为2.6GHz的阻抗矩阵，Z2P2为3.5GHz的阻抗矩阵。
第三步：
3-1利用现有公知微波中阻抗矩阵到传输矩阵的转化关系，将2.6GHz和3.5GHz的目标阻抗矩阵Z2P1和Z2P2转化为目标传输矩阵T2P1和T2P2，见式(34)-(35)
其中T2P1为2.6GHz的传输矩阵：T2P2为3.5GHz的传输矩阵。
3-2：利用式(15)-(16)，将二端口转换成三端口网络，两个频率的终端负载R0均选取为50欧姆，得到式(36)-(39)：
其中T2P-A1为2.6GHz的上路目标传输矩阵，T2P-B1为2.6GHz的下路目标传输矩阵；T2P-A2为3.5GHz的上路目标传输矩阵，T2P-B2为3.5GHz的下路目标传输矩阵。
第四步：将目上路目标网络、下路目标网络拆分为π型结构。
对双频目标网络进行拆分，对于双频上路目标：
将式(36)中的2.6GHz上路的目标传输矩阵和式(38)中的3.5GHz的上路目标传输矩阵，代入式(21)，得到式(40)
其中ZC、
分别表示中间串联微带线的特征阻抗值和在f1下的电长度。将式(40)代入式(18)，得到中间串联微带线的在2.6GHz和3.5GHz下的传输矩阵，见式(41)-式(42)
对于2.6GHz下：
AC(2.6)＝-0.392,BC(2.6)＝j49.0751,CC(2.6)＝j0.0172,DC(2.6)＝-0.392。
对于3.5GHz下：
AC(3.5)＝-0.8848，BC(3.5)＝j24.8607 CC(3.5)＝j0.0087 DC(3.5)＝-0.8848。
将式(36)、(38)、(41)、(42)分别代入式(20)即可求出上路网络中的第二并联支路的双频目标导纳jB上路S3和上路双频的第一部分并联支路的目标导纳jB上路S1见式(43)和式(44)
同理，运用相同的方法，得到下路双频的并联支路的目标导纳jB下路S3和jB下路S1，见式(45)-(46)
第五步：构造双频谐波抑制网络。
本实例上下两路分别选取特征阻抗为60欧姆，且在2.6GHz下电长度为90度和3.5GHz下电长度为90度的两条并联终端短路微带线。
由式(25)、(26)、(44)、(45)分别求出2.6GHz下3.5GHz谐波抑制线带来的影响以及3.5GHz下2.6GHz谐波抑制线带来的影响，见式(47)-(49)。
第六步：将式(43)、(46)代入式(29)，得到上下两路右端的两个级联并联支路网络合并后的导纳值，见式(50)：
第七步：利用LM算法对式(48)-(50)中的双频最终目标导纳和第一步得到的在f1、f2下的最优输入阻抗ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)进行综合，选用图6(d)作为双频组合器中的并联支路网络结构，最终电路图见图7(b)。
根据步骤一至步骤七得到双频输入匹配网络、输出端双频谐波抑制电路和双频组合器电路微带线的具体尺寸参数见表2～6，如图7(b)所示。
表2双频输入匹配电路的微带线尺寸
表3双频谐波抑制电路的微带线尺寸
| 上路微带线8 | 上路微带线9 | 下路微带线8 | 下路微带线9 | |
| 长度(mm) | 1.1 | 1.2 | 1.35 | 1.2 |
| 宽度(mm) | 21.1 | 14.3 | 15.4 | 21.05 |
表4并联支路网络S112的微带线尺寸
| 微带线12-1 | 微带线12-2 | 微带线12-3 | 微带线12-4 | |
| 长度(mm) | 4.29 | 4.29 | 1.1 | 1.5 |
| 宽度(mm) | 3.8 | 12.38 | 5.7 | 15 |
表5并联支路网络S313的微带线尺寸
| 微带线13-1 | 微带线13-2 | 微带线13-3 | 微带线13-4 | |
| 长度(mm) | 2.95 | 2.95 | 3.5 | 4.5 |
| 宽度(mm) | 5.6 | 10.9 | 12 | 11 |
表6并联支路网络S合并14的微带线尺寸
| 微带线14-1 | 微带线14-2 | 微带线14-3 | 微带线14-4 | |
| 长度(mm) | 2.01 | 4.45 | 2.68 | 3.94 |
| 宽度(mm) | 5.9 | 9.21 | 10.44 | 9.89 |
栅极电路中，VGS＝-2.7V，漏极电路中，VDS＝28V。
将双频输入匹配网络与子放大器连接，子放大器右端再与双频谐波抑制电路、双频组合器相连，共同构成整体的双频异相功率放大器。仿真结果见图8所示。
2.6GHz饱和输出功率为45.1dBm,此时效率为74.3％，最大输出效率能达到80％；回退6dBm时的效率为73.9％，增益为17.1dBm。
3.5GHz饱和输出功率为45.0dBm,此时效率为68％，最大输出效率能达到73.9％；回退6dBm时的效率为67.9％，增益为17dBm。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的设计。
Claims (10)
1.一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤(1)、将两个子放大器的输出端看作为一个有损、互易的二端口网络的两个端口；
步骤(2)、对于输出组合器二端口网络，通过两个频率下在饱和、回退两种状态下的输入电压、输入电流分析，得到两个频率下的组合器目标阻抗矩阵Z2P(f1)和Z2P(f2)；
步骤(3)、利用微波中阻抗矩阵到传输矩阵的转化关系，将步骤(2)中得到的两个频率下的目标阻抗矩阵Z2P(f1)和Z2P(f2)转换成相应的目标传输矩阵T2P(f1)和T2P(f2)；利用目标传输矩阵将二端口网络拆分成包含负载端的三端口网络，分别为上路网络、负载网络和下路网络；
步骤(4)、对三端口网络的上下两路网络分别利用类似π型的拓扑网络来表示，将复杂网络进行拆分；
4-1上路网络拆分过程具体如下：
1)将上路网络的目标传输矩阵T2P-A拆分成类似π型的结构，其中包含两个并联支路网络和中间串联微带线，表示为式(17)：
其中jBS1为第一个并联支路网络的输入导纳，jBS3为第二个并联支路网络的输入导纳，
为中间串联微带线的传输矩阵，其传输矩阵可以进一步表示为式(18)：
其中ZC、θC分别表示中间串联微带线的特征阻抗值和电长度；
2)借助经典π型结构中的π型传输矩阵函数，将式(17)矩阵展开，得到式(19)：
将式(19)两边矩阵对应相等，可得式(20)：
由式(20)可知目标传输矩阵T2P-A中的jBa仅由π型结构中的中间串联微带线传输矩阵中的BC部分所决定，即：jBa＝BC；因此利用式(18)-式(21)求解出满足要求的ZC和
就可以完成关于两个频率下目标传输矩阵中jBa的综合；
3)找到中间串联微带线的特征阻抗值ZC和电长度
后，就可以得到中间串联微带线在两个频率下的传输矩阵，见式(22)和式(23)；
4)将式(20)目标传输矩阵中的Da作为综合目标值，其满足Da＝jBC·BS1+DC，式中BC、DC为已知数值，因此就可以求解出未知数jBS1，使等式成立；即将对阻抗矩阵中Da的综合转化为对π型网络中的第一并联支路网络的目标输入导纳jBS1的综合；
同理将式(20)目标传输矩阵中的Aa作为综合目标值，其满足Aa＝AC+jBC·BS3，式中参数AC、BC为已知数值，因此就可以求解出未知数jBS3，使等式成立；即将对阻抗矩阵中Aa的综合转化为对π型网络中的第二并联支路网络的目标输入导纳jBS3的综合；
进一步发现Da和Aa之间的综合互不影响，即可以分别通过调节两个并联支路网络的输入导纳jBS1和jBS3来分别综合出Da和Aa；当分别找到jBS1和jBS3的值后，代入式(20)的jCa＝jAC·BS1+CC-BC·BS1·BS3+jDC·BS3中，等式依旧成立，不用单独对jCa部分进行综合；
4-2下路传输矩阵T2P-B采用上路传输矩阵T2P-A一样的拆分分析方法，用π型结构进行构建；
步骤(5)、构建双频谐波抑制电路；
步骤(6)、简化输出组合器三端口网络；
步骤(7)、利用简化实频技术对双频下的目标导纳和最优输入阻抗进行综合，分别得到双频组合器、双频输入匹配网络；
步骤(8)、将双频输入匹配网络与两个晶体管栅极连接；晶体管漏极与双频谐波抑制电路相连接；双频谐波抑制网络和双频输出组合器相连接，得到最终的双频高效率异相功率放大器。
2.根据权利要求1所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(1)具体是：将两个子放大器的输出端看作为一个有损、互易的二端口网络的两个端口，S作为上路端口，即一端口，X作为下路端口，即二端口；
子放大器根据晶体管的器件模型，通过EDA软件进行负载牵引仿真，根据实际应用需求得到子放大器在两个不同工作频率f1、f2下的最优输入阻抗ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)；最优饱和输出阻抗ZOPT,SAT(f1)和ZOPT,SAT(f2)；最优回退输出阻抗ZOPT,BO(f1)和ZOPT,BO(f2)，其中f1为较低频率；
ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)作为双频输入匹配电路中的目标输入阻抗；ZOPT,SAT(f1)和ZOPT,SAT(f2)作为在饱和状态下的双频二端口网络两个端口的目标输入阻抗，ZOPT,BO(f1)和ZOPT,BO(f2)作为在回退状态下的双频二端口网络两个端口的目标输入阻抗。
3.根据权利要求2所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(1)具体是：
根据现有网络的阻抗矩阵和输入阻抗定义可知输出组合器二端口网络的上路端口(一端口)的输入电压为V1,输入电流为I1，饱和时的输入阻抗为ZOPT,SAT，回退时的输入阻抗为ZOPT,BO；下路端口(二端口)的输入电压为V2，输入电流为I2，饱和时的输入阻抗为ZOPT,SAT，回退时的输入阻抗为ZOPT,BO；
假设ZS(θ1)为一端口饱和时的输入阻抗值,即ZOPT,SAT；ZS(θ2)为一端口回退时的输入阻抗值即ZOPT,BO；ZX(θ1)表示二端口饱和时的输入阻抗值,即ZOPT,SAT；ZX(θ2)表示二端口回退时的输入阻抗值,即ZOPT,BO；利用上下两路子放大器有相同特性，可得式(1)：
其中θ1为饱和时上下两路子放大器之间的相位差；θ2为回退时上下两路子放大器之间的相位差；
以上路放大器相位作为参考0点，式(2)中代入饱和相位差θ1和回退相位差θ2，可以得到两个状态下的上下两路子放大器之间的电流关系，如式(3)和式(4)：
其中Iin表示输入电流，I表示输入电流的幅度，θin表示输入电流的相位，j为复数；将式(1)代入公知阻抗定义式(5)中得到式(6)和式(7)：
其中Vin表示网络端口的输入电压，Iin表示网络端口的输入电流，Zin表示网络端口的输入阻抗；根据公知二端口网络的阻抗矩阵定义式(8)：
其中Z2P表示组合器目标阻抗矩阵，Z11、Z12、Z21、Z22为Z2P中的四个参数；
联立式(1)-(8)，可以得到组合器在某个工作频率下的目标阻抗矩阵关系，见式(9)；
将式(9)整理为矩阵形式，得到式(10)：
依据无损互易网络条件，可以通过选取合适的相位差θ1来设置异相功率放大器的回退区间；分别将步骤(1)中仿真得到的f1、f2下的ZOPT,SAT(f1)、ZOPT,SAT(f2)和ZOPT,BO(f1)和ZOPT,BO(f2)，分别代入式(10)中，求出各自工作频率下的目标阻抗矩阵Z2P(f1)和Z2P(f2)。
4.根据权利要求3所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于回退6dB的异相功率放大器选用47度的饱和相位差，即θ1＝47°。
5.根据权利要求3所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(3)具体是：
由于异相放大器含最终输出端口并外接负载，因此需要将二端口网络转化成三端口网络，分别为上路网络、负载网络和下路网络；
其中T2P表示二端口网络的目标传输矩阵，Ar、Ai、Br、Bi、Cr、Ci、Dr、Di分别表示传输矩阵中四个参数A、B、C、D的实部和虚部，j为复数；
其中T2P-A表示上路网络的目标传输矩阵，Aa、jBa、jCa、Da分别表示上路目标传输矩阵T2P-A中A、B、C、D四个参数，j为复数；T2P-B表示下路网络的目标传输矩阵，Ab、jBb、jCb、Db分别表示下路目标传输矩阵T2P-B中A、B、C、D四个参数，j为复数；TR表示负载网络的目标传输矩阵，其中R0为负载电阻；
由于二端口网络传输矩阵T2P和三端口网络总传输矩阵之间四个参数对应位相等，即式(15)，可以求解出上路的目标传输矩阵T2P-A、下路的目标传输矩阵T2P-B各参数的表达式，具体见式(16)；
6.根据权利要求5所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于负载电阻R0为50欧姆。
7.根据权利要求5所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(5)具体是：抑制二次谐波能够提高放大器输出效率，因此为了进一步提高放大器效力，上下两路的子放大器输出端均利用两条并联终端短路微带线，通过调节两条并联终端短路微带线的特征阻抗和电长度，为f1和f2的二次谐波提供纯电抗值，用于分别抑制两个频率下的二次谐波；选择使用电长度为90度的并联终端短路微带线；
由式(24)，可知并联终端短路微带线在工作频率下时的输入导纳Yin；
其中ZS是并联终端短路微带线的特征阻抗值，可人为设定；θS为终端短路微带线的电长度；在基波(工作频率)时，θS＝90°，代入式(24)，得Yin近似为0，相当于开路，对电路无影响；而在二次谐波时由于色散现象，θS＝180°，导纳Yin近似于无穷大，相当于短路；因此分别使用两条在各自频率下的90度的并联终端短路微带线，用于分别抑制两个频率下的二次谐波；
分别用Yin1表示f1下的谐波抑制线的输入导纳值，特征阻抗值和电长度分别为：ZS1、θS1；用Yin2表示f2下的谐波抑制线的输入导纳值，特征阻抗值和电长度分别为：ZS2、θS2；但由于存在色散效应，f1下的90度终端短路微带线虽然在f1工作时的导纳为0，对电路不会造成影响，但对f2工作时的电路会带来额外的导纳，具体见式(25)；同理f2下的90度终端短路线也会给f1工作时的电路引入额外的导纳，具体见式(26)；因此需要计算两条并联终端短路微带线分别对两个频率下的电路带来的影响；
其中Yin1(f1)表示f1下的并联终端短路微带线对f1工作时的电路引入的导纳；Yin1(f2)表示f1下的并联终端短路微带线对f2工作时的电路引入的导纳；Yin2(f1)表示f2下的并联终端短路微带线对f1工作时的电路引入的导纳；Yin2(f2)表示f2下的并联终端短路微带线对f2工作时的电路引入的导纳；
将上路靠近晶体管的并联支路网络的目标输入导纳命名为jB上路S1、另一端并联支路网络的目标输入导纳命名为jB上路S3；下路靠近晶体管的并联支路网络的目标输入导纳命名为jB下路S3、另一端并联支路网络目标的输入导纳命名为jB下路S1；
上下两路使用相同参数的两条并联终端短路微带线，均接于晶体管输出端；上路均接于晶体管输出端与目标输入导纳为jB上路S1的并联支路网络之间，下路接于晶体管输出端与目标输入导纳为jB下路S3的并联支路网络之间；将上路的两条并联终端短路微带线对两个频率下引入的导纳与并联支路网络导纳jB上路S1进行叠加，得到上路新的目标导纳，见式(27)；同理，下路的两条并联终端短路微带线对两个频率下引入的导纳与并联支路网络导纳jB下路S3进行叠加，得到将下路新的目标导纳，见式(28)；
上路新的目标导纳：
下路新的目标导纳：
8.根据权利要求7所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(6)具体是：双频谐波抑制电路的上下路分别选用其中一条并联终端短路微带线作为各自的漏极供电线，外接旁路电容和漏极电压VDS；旁路电容选用三个并联电容构成；两路中各自剩下的另一条并联终端短路微带线，外接两个接地电容，用于隔掉直流电。
9.根据权利要求8所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(6)具体是：由于在接近负载端口处的两路导纳为jB上路S3的并联支路网络和导纳为jB下路S1的并联支路网络在物理上可以等效为一个新的并联支路，因此可以相加，合成一个新的并联支路网络，作为新的双频目标导纳，见式(29):
10.根据权利要求9所述的一种双频高效率异相功率放大器设计方法，其特征在于步骤(7)具体是：选择实现目标网络的拓扑结构，基于Levenberg-Marquardt(LM)优化技术算法，将拓扑中各个微带线的特征阻抗和截止频率fe分别设置为优化变量，初始化一定的取值范围后进行优化；
7-1输出：
①将步骤(5)中得到的上路新的双频目标导纳：jB新上路S1(f1)、jB新上路S1(f2)；下路新的双频目标导纳：jB新下路S3(f1)、jB新下路S3(f2)；步骤(6)中得到的合并的新的双频目标导纳：jBS合并(f1)、jBS合并(f2)转化为目标阻抗的形式；
②依次对①各个双频目标阻抗进行综合，综合方法相同，具体如下：
将双频目标阻抗加载到LM优化技术算法中，作为优化的目标阻抗ZOPT；选择实现该双频目标阻抗的拓扑结构，利用计算机辅助软件计算该结构的实际阻抗，通过目标误差函数式(30)，对比若干个在两个频率处满足所述输出优化目标值的误差函数大小，找到使实际阻抗和目标阻抗之间误差最小的一个拓扑结构，综合出并联支路网络：
其中i表示频点，M表示总频点个数，即M＝2，λi表示理查德变量，ZOPT(λi)是该工作频率下的网络的目标阻抗，Re(ZOPT(λi))为目标阻抗的实部，Im(ZOPT(λi))为目标阻抗的虚部；ZL(λi)为综合出的该工作频率下的网络的实际阻抗，Re(ZL(λi))为实际阻抗的实部，Im(ZL(λi))为实际阻抗的虚部；
7-2输入：
将步骤(1)中得到的两个频率处的输入阻抗ZOPT,IN(f1)和ZOPT,IN(f2)加载到LM优化技术算法中去，作为输入匹配网络的优化目标阻抗值；再利用计算机辅助软件计算输入匹配网络的实际阻抗值ZS,in；通过目标误差函数式(31)，对比若干个在两个频率处满足所述输出优化目标值的误差函数大小，找到使实际阻抗和目标阻抗之间误差最小的一个拓扑结构，综合出输入匹配网络；
其中i表示频点，M表示总频点个数，即M＝2，λi表示理查德变量，ZOPT,in(λi)是该工作频率下的网络的目标阻抗，Re(ZOPT,in(λi))为目标阻抗的实部，Im(ZOPT,in(λi))为目标阻抗的虚部；ZS,in(λi)是该工作频率下的合成网络的实际输入阻抗值，Re(ZS,in(λi))指实际输入阻抗值的实部，Im(ZS,in(λi))指实际输入阻抗值的虚部。
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- 2021-02-03 CN CN202110165982.XA patent/CN112968677B/zh active Active
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| CN112968677A (zh) | 2021-06-15 |
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