CN105932970A - 包络跟踪的Doherty功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种包络跟踪的Doherty功率放大器，具体的：射频信号输入端通过耦合器分别与功分器的输入端和包络检波器的输入端连接，功分器的输出端分别与主功放的输入端和相位补偿线连接，相位补偿线连接在功分器输出端和辅功放输入端之间，主功放的输出端通过第一阻抗变换线与辅功放的输出端耦合连接到第二阻抗变换线，再连接到负载，负载另一端接地；包络检波器的输出端分别与漏极包络放大器的输入端和栅极包络放大器的输入端连接，漏极包络放大器的输出端连接到主功放的漏极端，栅极包络放大器的输出端连接到辅功放的栅极端，本发明可以高效地放大具有高峰均比的非恒包络调制信号，可用于现代无线通信的终端设备或者基站设备。

Description

包络跟踪的Doherty功率放大器

技术领域

本发明涉及一种包络跟踪的Doherty功率放大器，属于移动通信系统中功率放大器的设计领域。

背景技术

在过去的十多年里，射频功率放大器的设计在严格的指标要求(如效率、线性度等)的推动下迅猛发展。尤其是在4G-LTE到来和下一代5G通信萌芽之后，通信系统对功率放大器的线性度的要求更严格。除了线性度之外，高效率一直是功率放大器的设计热点。随着4G通信的发展，人们提出了越来越复杂的信号调制方法来填补激增的数据和语音业务需求。信号从恒定包络向高峰均比的非恒包络的演进，使得功率放大器的平均功率必须在输出功率回退区，从而使功放以低效率为代价来换取较好的线性度。如何在保证信号线性度的同时提高功率放大器的效率成为通信系统的一个首要问题。为了解决这个问题，人们开始尝试改变功放结构以提升效率，如运用谐波控制的开关类功放技术、运用负载调制的Doherty技术等。在此基础上，国内外学者又通过对功放的直流供电进行调制以实现高效率，如包络消除与恢复技术(EER)、包络跟踪技术(ET)等。

Doherty技术是目前提高功率放大器效率的一种常用技术，其电路结构原理图如图1所示。主功放一般偏置在B类或深AB类，辅助功放偏置在C类。在低功率输入状态，仅主功放工作，辅功放处于关断状态，Doherty结构的效率在主功放效率达到最大值时达到第一个峰值效率，此时的输入电压称为峰值电压，而此时的负载由于阻抗变换线的作用变成单管峰值输出时的两倍，因此输出电流只有峰值电流的一半。因此，Doherty功率放大器达到第一个峰值效率时的输出功率相当于Doherty功放饱和输出功率的四分之一，即回退了6dB。高功率输入状态下，主功放输出电压保持饱和不变，适当的偏置电压使得辅功放开始工作。随着输入功率的增加，辅功放输出电流增加，同时主功放输出电流继续增加，主功放效率保持最大值。由于辅功放工作电流未达到最大，故Doherty功率放大器效率有所下降，但是依然维持在较高水平。随后，主辅功放都以最佳匹配阻抗形式达到饱和输出，Doherty功率放大器达到最大功率输出，系统效率也达到单个理想B类放大器的最大效率值，即第二个峰值效率。

主功放的漏压值是根据功率放大器的饱和输出功率来设定的一个固定值，以保证主功放在输出饱和功率时效率最高，但是在功率回退范围内，主功放输出的功率值并没有达到饱和值，而直流功耗由于漏压值的固定保持与饱和输出时一致，因此限制了主功放在功率回退范围内的效率提升。辅功放的栅压值是根据Doherty功率放大器设计的功率回退范围来设定的一个固定值，以保证辅功放只有在输入射频信号功率超过某一最小门限值时才放大信号，使辅功放工作在类似C类状态，从而使辅功放在工作时效率很高，但是C类功率放大器的引入带来了严重的非线性特性，且工作在C类的辅功放的增益压缩远大于AB类功率放大器，限制了Doherty功率放大器线性度的优化。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有Doherty功率放大器中的不足，本发明的目的是提供一种包络跟踪的Doherty功率放大器，其主功放的漏压值和辅功放的栅压值根据输入射频信号的包络变化进行动态调整，提高Doherty功率放大器效率的同时优化了其线性度，提高了增益。

本发明提供了一种包络跟踪的Doherty功率放大器，包括：功分器、主功放、辅功放、第一阻抗变换线、第二阻抗变换线、相位补偿线；还包括：耦合器、包络检波器、漏极包络放大器、栅极包络放大器。

射频信号通过所述耦合器输入，所述耦合器的输出端与所述功分器的输入端连接，所述功分器有两个等功率输出端，其中一个输出端与所述主功放的输入端连接，另一个输出端通过所述相位补偿线与所述辅功放的输入端连接，所述主功放通过所述第一阻抗变换线与所述辅功放的输出端耦合连接，再通过所述第二阻抗变换线与负载连接；所述耦合器的耦合端与所述包络检波器的输入端连接，所述包络检波器的输出端分别与所述漏极包络放大器的输入端和所述栅极包络放大器的输入端连接，其中所述漏极包络放大器的输出端连接到所述主功放的漏极端，所述栅极包络放大器的输出端连接到所述辅功放的栅极端。

所述耦合器将射频信号分为两部分，其中一小部分输出到所述包络检波器，另外一大部分输出到所述功分器；所述功分器将射频信号分为等功率的两路信号，其中一路射频信号经过所述主功放的放大、整形等处理，另外一路射频信号经过所述相位补偿线的相位调整之后进入所述辅功放进行放大、整形等处理，所述主功放输出的信号与所述辅功放输出的信号耦合输出。所述包络检波器把从耦合器耦合端输出的射频信号提取为包络信号，输出到所述漏极包络放大器和所述栅极包络放大器，所述漏极包络放大器将所述包络信号放大、整形等为所述主功放工作的漏压值，所述栅极包络放大器将所述包络信号放大、整形等为所述辅功放工作的栅压值。

本发明通过包络检波器从输入的射频信号提取包络信息，并分别经过漏极包络放大器和栅极包络放大器放大、整形等后转换为主功放工作的漏压值和辅功放工作的栅压值。主功放可以根据输入射频信号的包络变换，在保证输出信号不失真、增益基本不变的情况下，使其在工作状态下的效率实时达到最高；而辅功放根据输入射频信号的包络变换，在保证辅功放进入开启状态的最小功率门限值和工作状态下的效率基本不变的情况下，使其输出的信号的线性化实时达到最优，提高了辅功放的增益，进而整体同时提升了Doherty功率放大器的效率和线性度。本发明的优点在于：

(1)本发明可以高效地放大具有高峰均比的非恒包络调制信号，可用于现代无线通信的终端设备或者基站设备；

(2)本发明相较传统的Doherty功率放大器，在高回退范围内的效率提升较大，使功放可以工作更高的输出功率回退范围内，也节省了能源；

(3)本发明相较传统的Doherty功率放大器，在效率提升了同时改善了辅功放的线性度，从而提升了Doherty功率放大器的增益。

附图说明

图1是传统的Doherty功率放大器的结构框图；

图2是本发明包络跟踪的Doherty功率放大器的结构框图；

图3是实施例中微带线形式的等分Wilkinson功分器；

图4是实施例中漏极包络放大器的结构框图；

图5是实施例中漏极包络放大器的电压放大方案；

图6是实施例中漏极包络放大器的仿真结果；

图7是实施例中栅极包络放大器的结构框图；

图8是实施例中栅极包络放大器的电压放大方案；

图9是实施例中栅极包络放大器仿真结果；

图10是包络跟踪的Doherty功率放大器实施例的效率仿真结果；

图11是包络跟踪的Doherty功率放大器实施例的增益仿真结果。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

本发明是一种包络跟踪的Doherty功率放大器，如图2所示，包括功分器、主功放、辅功放、第一阻抗变换线、第二阻抗变换线、相位补偿线、耦合器、包络检波器、漏极包络放大器、栅极包络放大器。

射频信号输入端通过耦合器分别与功分器的输入端和包络检波器的输入端连接，功分器的输出端分别与主功放的输入端和相位补偿线连接，相位补偿线连接在功分器输出端和辅功放输入端之间，主功放的输出端通过第一阻抗变换线与辅功放的输出端耦合连接到第二阻抗变换线，再连接到负载，负载另一端接地；包络检波器的输出端分别与漏极包络放大器的输入端和栅极包络放大器的输入端连接，漏极包络放大器的输出端连接到主功放的漏极端，栅极包络放大器的输出端连接到辅功放的栅极端。

所述耦合器将射频信号分为两部分，在实施例中这两部分信号功率不等，其中耦合器输出端输出的信号功率衰减很小，耦合端输出的信号功率衰减较大，在实施例中选择耦合端的信号衰减为-20dB。耦合器输出端的信号通过功分器等功率地分配两路信号，其中一路射频信号经过主功放的放大、整形等，另外一路射频信号经过相位补偿线的相位调整之后进入辅功放进行放大、整形等，主功放输出的信号与辅功放输出的信号耦合输出。

所述包络检波器把从耦合器耦合端输出的射频信号提取为包络信号，输出到漏极包络放大器和栅极包络放大器，漏极包络放大器将包络信号放大、整形等为主功放工作的漏压值，栅极包络放大器将包络信号放大、整形等为辅功放工作的栅压值。所述漏极包络放大器的放大倍数是根据主功放的漏压值参数来设置，保证在输出信号不失真、增益基本不变的情况下，使其在工作状态下的效率实时达到最高；所述栅极包络放大器根据输入射频信号的包络变换，在保证辅功放进入开启状态的最小功率门限值和工作状态下的效率基本不变的情况下，使其输出的信号的线性化实时达到最优，提高了辅功放的增益，进而提高了Doherty功率放大器的输出效率和线性度。

包络跟踪的Doherty功率放大器的工作状态和工作原理说明如下：

在低功率输入状态，仅主功放工作，辅功放处于关断状态，Doherty结构的效率在主功放效率达到最大值时达到第一个峰值效率，此时的输入电压称为峰值电压，而此时的负载由于阻抗变换线的作用变成单管峰值输出时的两倍，因此输出电流只有峰值电流的一半。因此，Doherty功率放大器达到第一个峰值效率时的输出功率相当于Doherty功放饱和输出功率的四分之一，即回退了6dB。高功率输入状态下，主功放输出电压保持饱和不变，适当的偏置电压使得辅功放开始工作。随着输入功率的增加，辅功放输出电流增加，同时主功放输出电流继续增加，主功放效率保持最大值。由于辅功放工作电流未达到最大，故Doherty功率放大器效率有所下降，但是依然维持在较高水平。随后，主辅放功放都以最佳匹配阻抗形式达到饱和输出，Doherty功率放大器达到最大功率输出，系统效率也达到单个理想B类放大器的最大效率值，即第二个峰值效率。

应用于Doherty功率放大器的主功放的漏极包络放大器其主要工作方式是射频信号输入后经过耦合器耦合出一小部份功率到包络检测器，通过检测到的包络幅度来为漏极包络放大器提供参考信息，而漏极包络放大器则根据设定好的包络调制方案来调整输出电压，作为主功放的漏极直流偏置电压。其基本思想就是根据输入射频信号包络幅度大小来决定放大器直流供电电压：当包络幅度小时采用低电压供电，电压随着包络幅度增大作适当调节，从而使放大器在不同功率输入时能够工作在与该输入功率对应供电电压的饱和区域，减少功率损耗，达到高效率。漏极包络跟踪旨在提升功率放大器未达到饱和状态下的效率，即提高功率回退区的效率。

应用于Doherty功率放大器的辅功放的栅极包络放大器的基本工作原理是：低功率输入时提供较小的栅极偏置电压，以保证辅功放的关断和较低的直流功耗；高功率输入时(输入功率超过最小功率门限值)辅功放开启，此时适当地升高栅极电压，使辅功放的工作状态从C类变换到AB或B类，提高了辅功放在工作状态的线性度，提高其增益。

综合以上工作原理，本发明提供的包络跟踪的Doherty功率放大器的具体实施如下：

射频信号经过天线接收后，进入包络跟踪的Doherty功率放大器的输入端，这些信号可以是WCDMA、CDMA、GSM、LTE等现有制式不同频段的射频信号，在一具体实施例中，选择输入信号为2600MHz的LTE信号，输入功率最大可达30dBm。

该射频信号经过所述耦合器之后变成两路功率不等的射频信号，功率较大的一路信号输出到所述功分器，功率较少的一路进入所述包络检波器。在本实施例中，耦合器选择了Mini-Circuits公司的定向耦合器芯片SYD-20-33+。该芯片可支持30MHz-3GHz的频率范围，最大输入功率1W。在中心频率2600MHz处，耦合度约为21dB。

包络检波器采用的是Analog Devices(亚诺德半导体公司)的检波芯片ADL5511。ADL5511一款高度集成的高性能RF检波器，可以在DC到6GHz频率范围内工作。有两个输出端：包络输出端VENV和均方根输出端VRMS。其中包络输出端输出信号以电压形式表示，电压大小与输入信号的包络成正比。均方根输出以V/V输出电压的线性形式表示，与输入信号的峰均比无关。本实施例主要用到其包络输出端。包络输出的转换增益为1.4V/V，它以EREF引脚提供的1.1V内部基准电压为参考。ADL5511能够高度精确地获取包络带宽高达100MHz的调制信号的包络，特别适用于宽带、高峰均比信号的包络检波，如CDMA2000、W-CDMA、LTE和基于QPSK/QAM的OFDM波形等。在具体实施时，用平均功率20dBm、带宽20MHz、峰均比10.18dB LTE信号测试耦合器和包络检波器，VENV端输出的包络信号是以1.1V为参考电平的电压信号，大小为1.1V-1.7V，在后续包络放大的过程中，要将这个参考电平减去。

本实施例中，功分器采用微带线形式的等分Wilkinson功分器来实现，如图3所示，该功分器为上下对称结构，其中输入端口Port1连接的第一段微带线的特性阻抗为Z₀(Z₀一般取50Ω)；λ为波长，长度为的微带线即为四分之一波长阻抗变换线，如图中所示，两段四分之一波长阻抗变换线的特征阻抗在两段四分之一波长阻抗变换线的输出端之间连接有一个阻值为2Z₀(即100Ω)的电阻，同时两段四分之一波长阻抗变换线的输出端分别通过一段特征阻抗为Z₀的微带线连接到输出端口Port2和Port3。从耦合器输出端输出的射频信号从Port1输入，Port2和Port3为两个等功率的射频信号输出端，其中一路射频信号直接输出到所述主功放的输入端，另外一路通过所述相位补偿线变为延迟后的射频信号，紧接着进入所述辅功放的输入端；经过主功放放大后的射频信号经过第一阻抗变换线，与辅功放放大后的射频信号耦合输出到所述第二阻抗变换线，最后输出到负载。

本实施例中，相位补偿线、第一阻抗变换线和第二阻抗变换线采用微带线设计，其中第一阻抗变换线的特征阻抗为50Ω，长度为四分之一波长；第二阻抗变换线的特征阻抗为(约为35Ω)。在低功率输入时，所述辅功放不工作，所述第二阻抗变换线将50Ω负载变换到25Ω，所述第一阻抗变换线将25Ω变换到100Ω，即所述主功放的负载为100Ω；在高功率输入时，所述主功放、辅功放均开启，通过所述第一阻抗变换线和所述第二阻抗变换线的作用，所述主功放和所述辅功放的负载均为50Ω。

本实施例中，主功放和辅功放均采用Cree公司的CGH40010。该CGH40010是一款性能优良的氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)。CGH40010具有高能效、高增益和宽频带的特点，最大工作频率为6GHz，饱和漏极操作电压为28V,适用于各种射频和微波应用，适用于OFDM、WCDMA、CDMA等波形的放大。中心频率2600MHz处，单个CGH40010的小信号增益约为15dB。

本实施例中，漏极包络放大器分为电压放大部分和电流放大部分，如图4。电压放大部分采用的是德州仪器的高速电流反馈型运放芯片THS3001，该运放的压摆率可以达到6500V/s，带宽可以达到420MHz。由上述关于包络检波芯片的说明可知包络检波芯片ADL5511在移除1.1V的参考电平之后的输出电平最大能达到0.6V，也就是说运放需要将0.6V的电压线性放大到28V，电压放大倍数为47。由于运放增益带宽积和最大差模电压的限制，拟采用两片THS3001运放级联完成47倍的放大。

如图4所示，第一级运放THS3001及其同相输入端的分压电阻R₁和R₂、反向输入端的输入电阻R₃和反馈电阻R₄构成一个减法器，V₁和V₂分别为正负供电电压，在本实施例中，R₁、R₂、R₃、R₄均取1kΩ，V₁取+5V，V₂取-5V，反相输入端接包络检波芯片V_REF端输出的1.1V，同相输入端接输入包络信号，这一级运放的作用就是将包络检波芯片ADL5511输出的1.1V参考电压减掉，得到电压幅度为0-0.6V的实际的包络信号电压V_ENV。由于THS3001的增益带宽积的限制，单片芯片不能完成47倍的电压放大，因此采用两级运放级联，两级运放平摊放大倍数。其中第二级运放THS3001的同相输入端输入实际的包络信号电压V_ENV，反相输入端通过R₅接地，反馈电阻为R₆，V₃和V₄分别为正负供电电压，第二级运放电路构成初级电压放大电路，在本实施例中，R₅取130Ω，R₆取570Ω，V₃取+5V，V₄取-5V，初级电压放大电路的放大倍数第三级运放THS3001的同相输入端接初级电压放大电路的输出端，反相输入端通过R₇接地，反馈电阻为R₈，V₅和V₆分别为正负供电电压，第三级运放电路构成次级电压放大电路，在本实施例中，R₇取65Ω，R₈取500Ω，V₅取+30V，V₆取-2.5V，次级电压放大电路的放大倍数最终达到了所要求的0-28V的主功放漏极电压值，且主功放瞬时漏极电压值与该时刻输入射频信号的包络电压值成正比。

由于运放芯片THS3001的最大输出电流比较小，仅有100mA，所以其带负载的能力不强，因此需要在其后面加入可以放大电流的放大器即为电流放大部分。本实施例采用了ANALOG DEVICES公司的高速电流反馈型运放芯片ADA4870。该芯片具有良好的驱动高容抗或低阻抗负载的能力，最高输出电流达1A，输出电压幅度最高可达40V，压摆率可以达到2500V/s，大信号带宽可以达到52MHz，可满足本实施例的设计要求。如图4所示的电流放大部分由ADA4870及其反馈电阻R₉实现，V_CC和V_EE分别为正负供电电压，在本实施例中，R₉取2kΩ，V_CC取+40V，V_EE取0V。

本实施例中漏极包络放大器的电压放大方案遵循如图5所示的关系，包络信号电压V_ENV的变化范围为0-0.6V，主功放漏极偏置电压V_DS的变化范围为0-28V，漏极包络放大器将包络信号电压按1：47放大到对应的漏极偏置电压值。对漏极包络放大器进行仿真，输入包络信号电压和输出电压信号如图6所示，输入的包络信号电压(包含1.1V直流偏置)为在1.1-1.7V范围变化的正弦信号，仿真得到的输出的电压信号为0-28V的正弦信号，且与输入包络信号相位同步，与设计方案符合。

本实施例中，栅极包络放大器包括电压放大部分、稳压管和反相电路部分，如图7所示。其中电压放大部分由运放芯片THS3001及其同相输入端分压电阻R₁和R₂、反相输入电阻R₃和反馈电阻R₄组成，同相输入端接参考电平V_REF＇，反相输入端接包络信号电压V_ENV(减去1.1V参考电压之后的包络信号电压)，V₁和V₂分别为正负供电电压，在本实施例中，R₁和R₄取9kΩ，R₂和R₃取1kΩ，V₁取+10V，V₂取-5V，V_REF＇取8.5V。电压放大部分的输出端并联一个稳压二极管，在本实施例中稳压管的稳压值取5.6V。图中的反相部分由运放芯片THS3001及反相输入电阻R₅和反馈电阻R₆组成，同相输入端接参考电平V_b，反相输入端通过R₅接稳压二极管的输出电压，V₃和V₄分别为正负供电电压，在本实施例中，R₅和R₆取1kΩ，V₁取+5V，V₂取-10V，V_b取-0.1V。

此实施例中，根据仿真结果得到的优化的栅极包络放大器的电压放大方案如图8所示，包络信号电压低于0.3V时辅功放处于关断状态，当包络信号电压值超过0.3V，辅功放进入工作状态，随着包络电压的增大逐渐升高栅极电压值，使辅功放从C类变换到B类或AB类。本实施例栅极包络放大器的输出电压V_GS和包络信号电压V_ENV(减去1.1V参考电压之后的包络信号电压)之间的函数关系如下：

$V_{GS}=\left\{\begin{array}{cc}-5.8,& 0<V_{ENV}\&le;0.3\\ 9V_{ENV}-8.5,& 0.3<V_{ENV}\&le;0.6\end{array}\right.$

如图7所示的第一级运放为电压放大部分，采用THS3001运放芯片实现，同漏极包络放大器一样也要减去1.1V的参考电压，且减法器部分与上述图4中完全相同，故在图7中不再赘述，电压放大部分的输出电压为8.3-9V_ENV。稳压二极管采用ON Semiconductor公司的MM5Z5V6ST1G芯片，该芯片为单管齐纳二极管，稳压值为5.6V,稳压状态下的功耗为500mW；当第一级运放的输出电压低于5.6V时，稳压管反向不导通，电压信号直接输出到第二级运放，当第一级运放的输出电压高于5.6V时，稳压二极管反向击穿，稳压管两端的电压稳定在5.6V，第二级运放的输入稳定在5.6V。图7中第二级运放为信号反相部分，采用THS3001实现，主要功能为将前级输出的正电压信号反相输出为辅功放栅极所需的负电压值，同时减掉稳压管的稳压值5.6V和所需稳压值5.8V之间的差值，最终输出电压与V_ENV的关系与上述函数关系一致。

对栅极包络放大器进行仿真，输入包络信号电压V_ENV和输出电压信号如图9所示，与上述设计方案符合。

将上述漏极包络放大器和栅极包络放大器代入如图2所述的包络跟踪的Doherty功率放大器结构中，利用ADS软件进行仿真，仿真结果如图10和图11。根据图10，传统Doherty功率放大器仅在回退小于等于6dB范围内效率较高，回退高于6dB的范围内效率很低，本发明通过动态调制主功放漏极偏置电压，减小主功放在不饱和工作状态下的直流损耗，从而提升了更高回退范围内的效率，如图10，在输出功率回退14dB处，本发明的仿真结果相较传统Doherty功率放大器提升了约25％。根据图11，传统Doherty功率放大器在高功率状态下，由于辅功放工作在C类，非线性强，故在高功率下的增益低，本发明通过动态调整辅功放的栅极偏置电压，使辅功放由C类偏置转换到AB类偏置，提升高功率状态下的增益，如图11所示，在Doherty功率放大器输出功率达到峰值处，本发明的增益仿真结果相较传统Doherty功率放大器提升了约3dB。本发明的包络跟踪的Doherty功率放大器既能提高输出功率高回退范围内的效率，又能提升辅功放工作状态下的线性度，从而提升功率放大器的整体增益。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (4)

1.一种包络跟踪的Doherty功率放大器，包括功分器、主功放、辅功放、第一阻抗变换线、第二阻抗变换线、相位补偿线、耦合器、包络检波器、漏极包络放大器、栅极包络放大器；

射频信号输入端通过耦合器分别与功分器的输入端和包络检波器的输入端连接，功分器的输出端分别与主功放的输入端和相位补偿线连接，相位补偿线连接在功分器输出端和辅功放输入端之间，主功放的输出端通过第一阻抗变换线与辅功放的输出端耦合连接到第二阻抗变换线，再连接到负载；包络检波器的输出端分别与漏极包络放大器的输入端和栅极包络放大器的输入端连接，漏极包络放大器的输出端连接到主功放的漏极端，栅极包络放大器的输出端连接到辅功放的栅极端。

2.根据权利要求1所述的一种包络跟踪的Doherty功率放大器，所述耦合器将射频信号分为第一射频信号和第二射频信号，第一射频信号进入功分器，第二射频信号输出到包络检波器，功分器将第一射频信号分为两路等功率的射频信号，其中一路射频信号经过主功放的放大、整形处理，另外一路射频信号经过相位补偿线的延迟处理后输入到辅功放进行放大、整形处理，主功放输出的射频信号经过所述第一阻抗变换线的阻抗变换作用与辅功放放大处理后的信号耦合输出；

所述包络检波器从第二射频信号中提取包络信号输出到漏极包络放大器和栅极包络放大器，漏极包络放大器将包络信号放大、整形处理为主功放的漏极电压值，栅极包络放大器将包络信号放大、整形处理为辅功放的栅极电压值。

3.根据权利要求1所述的一种包络跟踪的Doherty功率放大器，所述相位补偿线、第一阻抗变换线和第二阻抗变换线采用微带线设计，第一阻抗变换线的特征阻抗为50Ω，长度为四分之一波长；第二阻抗变换线的特征阻抗为长度为四分之一波长。

4.根据权利要求1所述的一种包络跟踪的Doherty功率放大器，所述辅功放在低功率输入时，不工作，第二阻抗变换线将50Ω负载变换到25Ω，第一阻抗变换线将25Ω变换到100Ω，即主功放的负载为100Ω；所述主功放、辅功放在高功率输入时均开启，主功放和辅功放的负载均为50Ω。