CN110086439A - 适用5g网络的f类异相功率放大电路及射频功率合成器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，属于无线通信的高效射频放大技术领域。该电路由结构参数相同的两支路F类功率放大电路和异相功率合成器组成，支路F类功率放大电路包括：输入匹配网络，驱动级放大电路，直流偏置电路，功率级放大电路以及输出匹配网络。单边支路功率放大电路在驱动级中采用电流复用技术提高功率合成器的增益以及稳定性。功率级采用F类功率放大，通过多谐振滤波网络控制晶体管漏端电压或电流的谐波成分，提高功率合成器的效率。功率合成器采用改进的LC补偿结构的异相功率合成器，能有效消除支路放大所引起的非线性失真，以及获得较高的输出功率和效率。

Description

适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器
技术领域
本发明涉及一种适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，属于无线通信的高效射频放大技术领域。
背景技术
随着通信系统向高速率、大容量、宽带方向发展，越来越多的复杂和高效的数字调制方式被采用，如QPSK，QAM等，使得调制信号有很大的功均比，这对射频发射机的前端电路就有了更高的要求，尤其是功率放大器的线性方面，为了提高功率放大器的线性度，IC 设计者通常是采用牺牲效率为代价。功率放大器作为射频前端耗能最大的模块，效率减低必然会带来更多的功率损耗，提高功率放大器线性的同时保持高效率输出水平是目前学术界所关注的热点问题。
目前传统射频功率放大器按工作模式可分为线性类功率放大器和开关类功率放大器，按照工作带宽又可以分为窄带放大器、宽带放大器和超宽带放大器。随着科技水平的不断进步，国内外的科研工作者致力于改进传统功率放大器的性能以获得更高的性能。性能比较突出的有包络消除与恢复(EER)功率放大器、包络跟踪(ET)功率放大器、Doherty功率放大器和异相功率放大器。但是包络消除与恢复(EER)功率放大器忽略了输出功率的范围大小、开关类功放饱和工作状态以及功放的恒包络相位调制射频输入信号的影响，从而导致了 EER功法系统在低输出功率的情况下具有较低的功率增益。包络跟踪放大器作为另一种新型高效功率放大器，通常根据输入功率的范围采用包络跟踪技术来调节电源电压大小，从而在获得高效率的同时降低功率损耗然，而包络消除与恢复功放和包络跟踪功放都需要更为先进有效的调制器，来满足扩展带宽的需要。与前两种功放相反，Doherty功放具有低复杂度、低成本等特点，此类功放通过采用Doherty技术使得功放系统在获得高效率的同时具有较好的线性度。但是，Doherty功放因为使用较为传统的负载调制网络，从而退化了功放系统的效率。近年来，异相功率合成器由于具有高传输数据率、低功耗、高输出功率等特点，而逐渐受到了国内外研究人员的关注。异相功率合成器是基于两支路的功率放大器的合成，其异相系统的功率合成器对异相功率合成器的整体性能起着重要的作用。许多功率合成器已经应用于输出功率合成器，功率合成器通常分为隔离和非隔离两种，前者实现了较好的隔离作用但造成较大的功率损耗，如Wilkinson合成器，采用非隔离合成器既可以减少功率损耗，同时能提高功放系统的效率。在非隔离的功率合成器中，非隔离CHIREIX功率合成器使用最为广泛，主要分为传输线结构，LC补偿结构和变压器结构。传输线结构尺寸较大，不利于系统芯片的小型化。基于LC补偿结构的CHIREIX合成器可以对异相角失衡的问题进行补偿，使得异相功率合成器获得较高的输出功率和效率，同时线性度也有所改善。变压器结构相比前两种结构在性能上有所提高，但不适合片内集成。对于传统的线性功放系统，其输出端与非隔离合成器相接时，漏级电压受到电抗性负载的调制。对于开关型功放系统，E类功放的负载形式相对固定，其增益不便于调节，F类功放通过谐波控制，其漏级电压和电流的波形决定F类功放是一个较好的电压源，F类功放更适合非隔离合成的条件。
本发明选择适合于非隔离合成条件下的F类功率放大器作为研究对象，而F类的功率放大电路仍存在许多缺陷如：1、功率放大器的输出功率，效率与线性度之间还存在折衷优化问题，一方的最优化总是以牺牲另一方的性能为代价。2、理想的F类功率放大电路的无限次谐波都会受到控制，但实际中难以实现。3、增加高阶并联谐振网络可以提高放大器效率，但F类放大器往往只需要考虑二次和三次谐波，更高次谐波对放大器效率的提高影响不大，只会增加电路的复杂性。
发明内容
本发明为实现功率合成器高效率，高输出功率的目的，且改善开关类功率放大器的线性度，提供一种适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器。
本发明通过以下技术方案实现，功率合成器电路结构由两支路F类功率放大器和异相功率合成器组成。单边支路F类功率放大器依次连接的输入匹配网络，驱动级放大电路，直流偏置电路，功率级放大电路以及输出匹配网络；其中驱动级放大电路和功率级放大电路组成功率放大电路的两级电路结构；
所述的单边支路功率放大器输入匹配网络的输入端为所述射频功率合成器的输入端；
所述的单边支路功率放大器驱动级放大电路的输入端与输入匹配网络的输出端相连接；
所述的单边支路功率放大器驱动级放大电路采用电流复用技术，所述的单边支路功率合成器功率级放大电路采用F类放大电路结构；
所述的单边支路功率放大器驱动级放大电路和输入匹配网络之间接上一个电阻R1，电阻R1 的另一端接上直流电压Vb1作为驱动级放大的偏置电路，所述偏置电路用于晶体管的栅极提供直流电压来使得晶体管能够正常工作；
所述的单边支路驱动级放大电路与功率级放大电路之间串联电阻R3和R4组成功率级的直流偏置电路；
所述的单边支路功率级放大电路的输入端与驱动级放大电路的输出端连接；
所述的单边支路功率级放大电路的输出端与输出匹配网络的输入端相连接；
所述的两支路F类功率放大器两端输出匹配网络的输出端与异相功率合成器两端相连接。
所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器由所述的两个相同结构的单边支路F类功率放大电路级联而成，输出端与所述的功率放大器输入端相连接。所述的单边支路F类功率放大电路输入匹配网络包括电感L1和电容C1；所述的单边支路F类功率放大电路驱动级放大电路包括电感L2，L3，L4，电容C2，C3，C4以及晶体管M1和M2；所述的单边支路F类功率放大电路直流偏置电路6包括电阻R3，R4；所述的单边支路F类功率放大电路功率级放大电路包括电容C5，C6，C7，电感L6，L7以及晶体管M3；所述的单边支路F类功率放大电路输出匹配网络包括电容C8和电感L8；所述的适用5G网络的F 类异相功率放大电路异相功率合成器包括电容Cc，电感Lc，LA，LB以及电阻RL。
所述的单边支路F类功率放大电路驱动级放大电路采用共栅共源的电流复用结构，电流复用功能由电感L3，L2以及电容C2实现，提高功率放大器增益和降低功耗。L2与C2组成串联谐振，有选频滤波的作用。与晶体管M2栅极连接，提供低阻抗通路。L3提供高阻抗通路。
所述的单边支路F类功率放大电路输入匹配网络由L1，C1构成，用于减少信号的回波阻抗，使电路有良好的输入匹配性能。
所述的单边支路F类功率放大电路驱动级放大电路与功率级放大电路之间串联电阻 R3和R4构成直流偏置电路，使晶体管M2工作在导通状态。
所述的单边支路功率放大电路采用F类功率放大，由晶体管M3和多谐振输出滤波网络构成；多谐振输出滤波网络包括C6，L6，C7，L7，作用是阻断晶体管漏级的奇次谐波，短路偶次谐波到地；L5具有高频扼流作用，C5和C6，L6构成的电路可以将晶体管和负载之间的阻抗在基频条件下转换成零。
所述的单边支路F类功率放大电路输出匹配网络由L8，C8构成，实现将负载阻抗变换成所述放大器所需要的最佳负载，使得放大器获得最大的输出功率。
所述的两个相同的单边支路F类功率放大电路通过所述的异相功率合成器两路合成为所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器结构；Cc和Lc构成LC补偿异相角结构，使所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器获得较高的合成输出功率与效率，消除两支路F类功率放大器分别放大所引起的相位失衡而引起的非线性失真。
所述的异相功率合成器采用LA，LB确保输出电压具有合适的相位移动，与所述的异相功率合成器共同构成支路放大器的负载阻抗。
本发明与现有技术相比的优点在于：1、在单边支路功率放大器驱动级放大电路中采用电流复用的技术来提高功率合成器的增益以及电路的稳定性。2、输入输出匹配网络采用 LC串联，既有选频滤波的作用，又达到了良好的匹配效果，减少功率放大器的损耗，提高效率。3、两支路功率放大器与非隔离异相功率合成器组成的功率合成器，既能获得较高的合成功率和效率，又能消除两支路功率放大器分别放大所引起的相位失衡而引起的非线性失真。本发明采用这样F类的异相功率放大器结构，相对于现有的F类功率放大器，能够实现更高的输出功率和效率，能够很好地解决功率放大器在输出功率，效率以及线性度之间的折衷问题。
附图说明
图1是本发明具体实施例中基于LC补偿结构的异相功率合成器结构。
图2是本发明提出的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器。
图3是本发明具体实施例中改进的单边支路F类功率放大器。
图4是本发明具体实施例中改进的单边支路功率放大器驱动放大级电流复用结构。
图5是本发明具体实施例中单边支路功率放大器输入输出匹配网络。
图6是本发明具体实施例中单边支路功率放大器功率放大级电路。
图7是传统的三种非隔离异相合成器结构之一。
图8是传统的三种非隔离异相合成器结构之二。
图9是传统的三种非隔离异相合成器结构之三。
图10是本发明具体实施例中改进的基于LC补偿结构的异相功率合成器结构。
图11是本发明具体实施例中F类CHIRIEX功率合成器输出功率和1dB压缩点示意图。
图12是本发明具体实施例中F类CHIRIEX功率合成器增益示意图。
图13是本发明具体实施例中F类CHIRIEX功率合成器功率附加效率示意图。
图14是本发明具体实施例中F类CHIRIEX功率合成器S11和S22仿真结果示意图。
图15是本发明具体实施例中F类CHIRIEX功率合成器K因子仿真结果示意图。
具体实施方式
为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图1至15和实施例对本发明作进一步说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并于用于限定本发明。
针对传统功率合成器在各个性能方面存在的权衡问题以及对5G网络的研究，申请人提出了一种异相功率放大结构，电路采用两支路F类功率放大电路和异相功率合成器合成结构，单边支路功率放大电路在驱动级采用电流复用的结构来提高功率合成器的增益。功率级采用F类功率放大电路，多谐振滤波网络可以抑制晶体管漏端电压或电流的谐波成分，从而减少功率合成器的损耗，提高效率。
如图2所示为本发明提出的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器原理框图，图2中的异相功率放大电路包括第一支路功率放大器1，第二支路功率放大器2，异相功率合成器3。其中第一支路功率放大器1和第二支路功率放大器2的原理框图由图3所示，包括连接的输入匹配网络4，驱动级放大电路5，直流偏置电路6，功率级放大电路7 和输出匹配网络8；其中驱动级放大电路5和功率级放大电路7组成异相功率放大电路的两级电路结构；所述的驱动级放大电路5采用电流复用结构，所述的功率级放大电路7采用F 类功率放大电路结构；所述的异相功率合成器3采用基于LC补偿结构；
所述的输入匹配网络4的输入端为所述射频功率合成器的输入端；
所述的驱动级放大电路5的输入端与输入匹配网络4的输出端相连接；
所述的驱动级放大电路5和输入匹配网络4之间接上一个电阻R1，电阻R1的另一端接上直流电压Vb1作为驱动级放大的偏置电路，所述直流电压Vb1用于晶体管的栅极提供直流电压来使得晶体管能够正常工作；
所述的驱动级放大电路5与功率级放大电路7之间串联电阻R3和R4组成功率级的直流偏置电路6；
所述的功率级放大电路7的输入端与驱动级放大电路5的输出端连接；
所述的功率级放大电路7的输出端与输出匹配网络8的输入端相连接；
所述的两支路F类功率放大器两端输出匹配网络8的输出端与异相功率合成器3的两端相连接。
图3为单边支路F类功率放大电路2，其所述的输入匹配网络4包括电感L1和电容C1；所述的驱动级放大电路5包括电感L2，L3，L4，电容C2，C3，C4以及晶体管M1和 M2；所述的直流偏置电路6包括电阻R3，R4；所述的功率级放大电路7包括电容C5，C6， C7，电感L6，L7以及晶体管M3；所述的输出匹配网络8包括电容C8和电感L8。
图4为所述的驱动级放大电路5电流复用结构原理框图，电流复用功能由电感L3，L2以及电容C2实现，提高功率放大器增益和降低功耗。L2与C2组成串联谐振，有选频滤波的作用，与晶体管M2栅级相连接，提供低阻抗通路，将晶体管M1的输出信号传输到晶体管M2的输入端。L3要足够大到提供高阻抗通路，能阻止所需频段内信号通过。
图5为所述的输入匹配网络4由L1，C1构成，用于减少信号的回波阻抗，使电路有良好的输入匹配性能。输出匹配网络8由L8，C8构成，实现将负载阻抗变换成所述放大器所需要的最佳负载，使得放大器获得最大的输出功率。
图6为所述的功率放大级电路7，由晶体管M3和多谐振输出滤波网络构成；多谐振输出滤波网络包括C6，L6，C7，L7，作用是阻断晶体管M3漏级的奇次谐波，短路偶次谐波到地；L5具有高频扼流作用，C5和C6，L6构成的电路可以将晶体管和负载之间的阻抗在基频条件下转换成零。
图7、8、9是传统的三种非隔离异相合成器结构，分别为传输器结构如图7，LC补偿结构如图8以及变压器结构如图9。传输线结构尺寸较大，不利于系统芯片的小型化。基于LC补偿结构的CHIREIX合成器可以对异相角失衡的问题进行补偿，使得异相功率合成器获得较高的输出功率和效率，同时线性度也有所改善。变压器结构相比前两种结构在性能上有所提高，但不适合片内集成。
本发明采用基于LC补偿结构的异相功率合成器，如图1所示。两单边支路功率放大器的阻抗与异相角的关系由下面的公式表示：
其中V1.2视作理想电压源，Z1，2为两支路的输入阻抗，为异相角，ω0为谐振角频率，2R0为总负载，L和C分别为补偿电感及电容可以由下列公式计算得到：
其中然后
类似地：
所以单边支路功率放大器的阻抗为：
使阻抗的虚部为零，得到
所以电容和电感的值计算得：
图10为改进的基于LC补偿结构的异相功率合成器结构，Cc和Lc构成LC补偿异相角结构，使本发明获得较高的合成输出功率与效率，消除两支路F类功率放大器分别放大所引起的相位失衡而引起的非线性失真。所述的异相功率合成器3采用LA，LB确保输出电压具有合适的相位移动，与所述的异相功率合成器3共同构成支路放大器的负载阻抗。
本实施例中选用的功率合成器晶体管为GF公司的0.13μm CMOS晶体管，单边支路功率放大器驱动级放大电路晶体管直流偏置电压Vb1设置为0.6V，漏极偏置电压Vdd设置为1.8V；功率级放大电路中，晶体管的VGD与VGS由电阻R3和R4组成的偏置电路控制，使得晶体管工作在导通状态，漏极偏置电压Vdd设置为1.8V；在本发明中所有晶体管的宽长比为50μ：0.13μ，电源电压Vdd＝1.8V。
图11展示了图3所示的单边支路F类功率放大器实例在中心频率为3.5GHz，输入功率由-40dBm到5dBm时的输出功率和1dB压缩点测试结果，由图可看出，电路的输出功率为13.5dBm，当输入功率大于-9.3dBm后，输出功率趋于饱和，输出1dB压缩点为12.4dBm，说明本发明所述的适用5G网络的F类功率放大器具有一个良好的输出功率和线性度。
图12、13展示了所述的一种适用5G网络的F类异相功率合成器实例在中心频率为3.5GHz，输入功率由-30dBm到10dBm时的增益，输出功率以及功率附加效率测试结果，由图12可以看出功率合成器的最大功率增益是34dB，最大输出功率为20.42dBm。由图13可知测试的最大的功率附加效率为43.6％，具有很高的效率。说明本发明所述的功率合成器具有较大的增益的情况下还有良好的效率。
图14展示了所述的一种适用5G网络的F类异相功率合成器频率从0GHz到10GHz 时的S11和S22仿真结果示意图。由图11可知，在3.5GHz中心频率处，S11为-7.95dB，S22 为-12.9dB，在3.2GHz处S11达到最小为-10.07dB，这说明本发明所述的功率合成器的匹配性良好。
图15展示了所述的一种适用5G网络的F类异相功率合成器频率从1GHz到6GHz时的K-factor仿真结果示意图，由图可知在1GHz-6GHz频率处K因子均大于1，说明本发明所述的功率合成器在频率范围内绝对稳定。
综上所述，本发明提了一种适用5G网络的F类异相功率合成器，具有高效率，高增益，高稳定性等多种性能，能够改善传统F类功率放大器在输出功率，效率以及线性度方面存在的权衡问题，适用5G网络的射频收发机中。
上文对本发明所提供的一种适用5G网络的F类异相功率合成器及射频功率合成器进行了足够详细的具有一定特殊性的描述，所属领域内的普通技术人员应该理解，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，仅仅是示例性的，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下做出所有改变都应该属于本发明的保护范围。本发明所要求保护的范围是由所述的权利要求书进行限定的，而不是由实施例中的上述描述来限定。

Claims (10)

1.适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：由第一单边支路F类功率放大器(1)，第二单边支路F类功率放大器(2)和异相功率合成器(3)组成；
所述的第一单边支路F类功率放大器(1)与第二单边支路F类功率放大器(2)，由两个相同结构的单边支路F类功率放大电路，级联而成异相功率合成器(3)；
所述的第一单边支路F类功率放大器(1)、第二单边支路F类功率放大器(2)的输出端分别与异相功率合成器(3)两端相连接。
2.根据权利要求1所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：
所述的单边支路功率放大器包括依次连接的输入匹配网络(4)，驱动级放大电路(5)，直流偏置电路(6)，功率级放大电路(7)以及输出匹配网络(8)；
其中驱动级放大电路(5)和功率级放大电路(7)组成功率放大电路的两级电路结构；
所述的驱动级放大电路(5)采用共栅共源的电流复用结构，所述的功率级放大电路(7)采用F类放大电路结构；
所述的驱动级放大电路(5)和输入匹配网络(4)之间接上一个电阻R1，电阻R1的另一端接上直流电压Vb1作为驱动级放大的偏置电路，所述的直流电压Vb1用于晶体管的栅极提供直流电压从而使得晶体管能够正常工作；
所述的驱动级放大电路(7)与功率级放大电路(5)之间串联直流偏置电路(6)；
所述的第一单边支路F类功率放大器(1)，第二单边支路F类功率放大器(2)的输出匹配网络(8)分别与异相功率合成器(3)两端相连接。
3.根据权利要求2所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：
所述的输入匹配网络(4)包括电感L1和电容C1；
所述的驱动级放大电路(5)包括电感L2，L3，L4，电容C2，C3，C4以及晶体管M1和M2；
所述的直流偏置电路(6)包括电阻R3，R4；
所述的功率级放大电路(7)包括电容C5，C6，C7，电感L6，L7以及晶体管M3；
所述的输出匹配网络(8)包括电容C8和电感L8；
所述的异相功率合成器(3)包括电容Cc，电感Lc，LA，LB以及电阻RL。
4.根据权利要求3所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：所述的驱动级放大电路(5)采用共栅共源的电流复用结构，电流复用功能由电感L3，L2以及电容C2实现，提高功率放大器增益和降低功耗；L2与C2组成具有选频滤波作用的串联谐振；并与晶体管M2栅极连接，提供低阻抗通路；L3提供高阻抗通路。
5.根据权利要求3所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：所述的输入匹配网络(4)由L1，C1构成，用于减少信号的回波阻抗，使电路有良好的输入匹配性能。
6.根据权利要求3所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：所述的驱动级放大电路(5)与功率级放大电路(7)之间串联电阻R3和R4组成功率级的直流偏置电路(6)，使晶体管M2工作在导通状态。
7.根据权利要求3所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：所述的单边支路功率放大电路采用F类功率放大，由晶体管M3和多谐振输出滤波网络构成；多谐振输出滤波网络包括C6，L6，C7，L7，作用是阻断晶体管漏级的奇次谐波，短路偶次谐波到地；L5具有高频扼流作用，C5和C6，L6构成的电路可以将晶体管和负载之间的阻抗在基频条件下转换成零。
8.根据权利要求3所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：所述的输出匹配网络(8)由L8，C8构成，实现将负载阻抗变换成所述放大器所需要的最佳负载，使得放大器获得最大的输出功率。
9.根据权利要求3所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：所述的单边支路功率放大电路通过异相功率合成器(3)两路合成；Cc和Lc构成LC补偿异相角结构，使功率放大电路及射频功率合成器获得较高的合成功率与功率效率，消除两支路F类功率放大器分别放大所引起的相位失衡而引起的非线性失真；所述的异相功率合成器(3)采用LA，LB确保输出电压具有合适的相位移动，构成支路放大器的负载阻抗。
10.根据权利要求1至9任一项所述的适用5G网络的F类异相功率放大电路及射频功率合成器，其特征在于：
两单边支路功率放大器的阻抗与异相角的关系由下面的公式表示：
其中V1，2视作理想电压源，Z1，2为两支路的输入阻抗，为异相角，ω0为谐振角频率，2R0为总负载，L和C分别为补偿电感及补偿电容可以由下列公式计算得到：
其中然后
类似地：
所以单边支路功率合成器的阻抗为：
使阻抗的虚部为零，得到
所以电容和电感的值计算得：
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