CN109525207A - 适用于5g网络的f类功率放大电路及射频功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，属于无线通信领域。该电路包括：输入匹配网络，直流偏置电路，前级放大电路，功率级放大电路，输出匹配网络。在前级放大电路中采用一种电流复用的技术来提高功率放大器的增益，以及其稳定性。在射频功率放大器的输出阻抗匹配网络中加入三阶谐振网络来控制输入信号的二次和三次谐波，从而提高射频功率放大器的效率。采用这样一个两级结构来实现功率放大器的高增益和高效率，提高电路的稳定性。

Description

适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器
技术领域
本发明涉及一种适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，属于无线通信领域。
背景技术
随着移动互联网的高速发展和新的终端形态的演进，数据业务的需求呈现爆炸式的增长趋势，现有的4G技术已经无法满足如此庞大的数据业务传输需求，因此5G技术的研究和开发被提上了议程。然而，5G作为下一代无线移动通信网络，需要具备低成本、低能耗、安全可靠的特点。为适应未来5G无线通信网络的需要，现代移动通信终端也将发生重大变革，特别是在其性能上，都将要求具有高效节能的特性。射频功率放大器(PA)存在于各种现代无线通信系统的末端，是整个终端系统收发机中功耗最大的模块，其性能的好坏直接影响到整个终端系统的性能，因此，如何实现对传统的PA模型进行优化，在迎接未来5G时代中将具有重要意义。近年来，在输出功率方面，学术界提出了几种完全集成的CMOS技术收发器，例如采用两级伪差分共源共栅电路结构，基于变压器的片上堆叠平衡-不平衡变换器，这种电路结构可以获得一个较高的输出功率，但是在效率方面有所欠缺。为了实现高效率，有学者提出采用并联晶体管的级联拓扑结构来提高效率，但是往往这类功率放大器的输出功率较低，也有学者提出通过镜像电流源控制其中一个共栅极晶体管的导通角，使得功率放大器工作在E类，但是这种PA具有高电源电压和低输出功率。本身E类功率放大器的电压和电流波形在时域上具有重叠周期，它只减少了开关在不完全导通时的损耗，但并没有对开关截止时的电压波形进行控制，严重影响效率，并且E类放大器的输出晶体管要承担很高的电压压力，而F类的功率放大器使用输出滤波器对晶体管漏端电压或电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管漏端的电压或者电流波形，使得他们没有重叠区，减少开关的损耗，提高效率。所以F类功率放大器的设计成为一个热门话题。同时为了满足功率放大器的其他性能，有学者提出通过采用栅-源反馈电路的AM-PM线性化技术来提高输出功率和线性度，但是具有较低的功率附加效率。也有不少学者提出多种阻抗匹配网络的方法来提高效率，如采用了由分流反馈电阻器和变压器构成的多反馈网络以实现理想的带宽，采用多达四次谐波谐振器和多级低通滤波器网络的设计实现了高效率，但是它限制了带宽并且具有较差的线性度，还有一些学者采用传输线作为输出匹配网络来代替LC谐波控制电路，但是传输线具有不易于集成，价格昂贵的特点。
因此现有的F类功率放大器中存在着以下缺点:一、功率放大器的输出功率，效率以及增益之间的性能参数不能同时得到优化，存在一个权衡问题；二、谐波匹配网络离功率放大器的核心元件晶体管的距离较远，严重影响功率放大器的效率；三、输出谐波匹配网络和输入匹配网络之间相互干扰，设计难度大；四、现有的关于适用于5G网络频段的功率放大器的研究较少。
发明内容
本发明为了解决现有功率放大器不能同时实现高效率、高增益，并且简化谐波阻抗匹配网络问题，从而提供一种适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器。
本发明通过以下技术方案实现，功率放大电路包括依次连接的输入匹配网络，前级放大电路，直流偏置电路，功率级放大电路以及输出匹配网络；其中前级放大电路和功率级放大电路组成功率放大电路的两级电路结构；所述的前级放大电路采用电流复用技术，所述的功率级放大电路采用F类放大电路结构；
所述的输入匹配网络的输入端为所述射频功率放大器的输入端，
所述的前级放大电路的输入端与输入匹配网络的输出端相连接；所述前级放大电路和输入匹配网络之间接上一个电阻R1，电阻R1的另一端接上直流电压Vd1作为前级放大的偏置电路，所述偏置电路用于晶体管的栅极提供直流电压来使得晶体管能够正常工作；
所述的功率级放大电路的输入端与前级放大电路的输出端，以及由电阻R3和R4组成的功率级的直流偏置电路相连接；
所述的功率级放大电路的输出端与输出匹配网络的输入端相连，输出匹配网络的输出端为所述功率放大器的输出端。
所述的前级放大电路包括晶体管M1，晶体管M2，电容C3，电容C4,电容C5，电感L2，电感L3和电感L4，其中晶体管M1的栅极与输入匹配的输出端相连，M1的源极接地，M1的漏极与电感L3和电容C3的一端相连，L3的另一端与晶体管M2的源极和电容C4的一端相连，电容C4的另一端接地；电容C3的另一端与电感L2的一端相连，电感L2的另一端与晶体管M2的栅极相连接并与栅极偏置电路相连接；晶体管M2的漏极与电感L4的一端和电容C5的一端相连接，电感L4的另一端接上电源电压电容C5的另一端是一级放大电路的输出端，也是功率放大级的输入端。
所述的前级放大电路通过在晶体管M1的漏极和晶体管M2的源极之间接上电感L3和电容C4的并联阻抗网络，构成一个高阻抗通路。
所述的前级放大电路中晶体管M1的漏极接入电感L2和电容C3的串联谐振，提供一个低阻抗通路，实现电流的复用，使得晶体管M2处于共源放大，提高功率放大器的增益。
所述的前级放大电路采用的这种电流复用的结构，对直流通路能有效的降低功耗，对交流通路提高工作在高频处的增益，改善增益的平坦度。
所述的输入匹配网络由T型匹配网络构成，是晶体管栅极进行阻抗匹配得到的，用于减少信号的回波损耗。
所述的功率级放大电路采用F类的功率放大器，其包括晶体管M3和电感L5，晶体管M3的栅极与前级放大电路的输出端和栅极偏置电路相连接，晶体管M3的源极接地，晶体管M3的漏极与电感L5的一端和电容C6的一端相连接，电感L5为扼流线圈，另一端与电源电压相连接，电容C6的另一端为功率级放大的输出端。
所述的功率级放大电路晶体管M3的栅极接入电阻R3和R4构成直流偏置电路，使得晶体管M3工作在导通状态。
所述的输出匹配网络包括电容Cf0，电感Lf0，电容Cf3和电感Lf3，电容Cf3与电感Lf3并联，一端与电容C6的一端相连接，另一端接上电容Cf0和电感Lf0并联的一端，是功率放大器的输出端，电容Cf0和电感Lf0的另一端都分别接地，负载R0与电容Cf0和电感Lf0并联，电容Cf0和电感Lf0构成并联谐振网络控制一次谐波，电容Cf3和电感Lf3同样构成并联谐振网络共同控制三次谐波；
所述的输出匹配网络是三阶谐波网络，具有对二次谐波开路，对基波和三次谐波短路的特性，使得流过晶体管漏端的电流波形为半个周期的正弦波，晶体管漏端的电压波形为理想的方波，从而提高功率放大器的效率。
所述串接的负载R0的阻抗为50Ω。
本发明与现有技术相比的有益效果是：1、通过在前级放大电路中采用电流复用的技术来有效地提高功率放大器的增益以及电路的稳定性。2、输出匹配网络采用LC串并联的谐振网络，有效地控制功率放大器基波、二次、三次谐波阻抗，提高功率放大器的效率。3、在输入信号与前级放大之间采用T型网络，在功率级和输出之间采用LC串并联的谐振网络来实现输入输出匹配，减少功率放大器的损耗，提高效率。本发明采用这样一种电流复用的技术与F类相结合的结构，相对于现有的F类功率放大器，能够实现更高更稳定的增益，以及一个较好的效率，能够很好地解决功率放大器在输出功率，增益以及效率之间的折衷问题。
附图说明
图1是本发明提出的适用于5G网络的高性能F类功率放大器原理框图。
图2是传统的共源共栅放大电路。
图3是本发明具体实施例中改进的功率放大器前级放大的电流复用结构。
图4是F类功率放大器的电流和电压波形示意图。
图5是本发明具体实施例中功率放大器输出匹配网络。
图6是本发明具体实施例中功率放大器输入匹配网络。
图7是本发明具体实施例中F类功率放大器输出功率和1dB压缩点示意图。
图8是本发明具体实施例中F类功率放大器增益和功率附加效率示意图。
图9是本发明具体实施例中F类功率放大器S22仿真结果示意图。
图10是本发明具体实施例中F类功率放大器B1f仿真结果示意图。
图11是本发明具体实施例中F类功率放大器的输出功率和增益与传统F类功率放大器仿真结果比较示意图。
图12是本发明具体实施例中F类功率放大器的功率附加效率与传统F类功率放大器仿真结果比较示意图。
具体实施方式
为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并于用于限定本发明。
针对传统功率放大器在各个性能方面存在的权衡问题以及对5G网络的研究，申请人提出了一种两级放大结构，通过在前级驱动采用电流复用的结构来提高功率放大器的增益，改善增益的平坦度，提高电路的稳定性。在功率级采用F类的功率放大电路通过三阶谐波阻抗匹配网络来控制晶体管漏端电压电流的波形，使得电压电流波形没有重叠区域，从而减少功率放大器的损耗，提高效率。
如图1所示为本发明提出的适用于5G网络的高性能F类功率放大器原理框图，图1中的功率放大电路包括依次连接的输入匹配网络1，前级放大电路2，直流偏置电路3，功率级放大电路4以及输出匹配网络5；其中前级放大电路2和功率级放大电路4组成功率放大电路的两级电路结构；所述的前级放大电路2采用电流复用技术，所述的功率级放大电路4采用F类放大电路结构；
所述的输入匹配网络1的输入端为所述射频功率放大器的输入端，
所述的前级放大电路2的输入端与输入匹配网络1的输出端相连接；所述前级放大电路2和输入匹配网络1之间接上一个电阻R1，电阻R1的另一端接上直流电压Vd1作为前级放大的偏置电路，所述偏置电路用于晶体管的栅极提供直流电压来使得晶体管能够正常工作；
所述的功率级放大电路4的输入端与前级放大电路2的输出端，以及由电阻R3和R4组成的功率级的直流偏置电路3相连接；
所述的功率级放大电路4的输出端与输出匹配网络5的输入端相连，输出匹配网络5的输出端为所述功率放大器的输出端。
对于传统的共源共栅放大电路，如图2所示，其主要是由晶体管M1来实现放大，晶体管M2的共栅结构没有放大功能，主要起隔离作用，隔离晶体管输出的后面连接电路对晶体管M1的影响，于是我们提出了一种电流复用的结构，把传统的共源共栅电路结构换成共源共源结构，使得晶体管M2也有放大功能，增加功率放大器的增益，提高稳定性。如图3所示，所述的前级放大电路2包括两个晶体管M1，晶体管M2，电容C3，电容C4,电容C5，电感L2，电感L3和电感L4，其中晶体管M1的栅极与输入匹配的输出端相连，M1的源极接地，M1的漏极与电感L3和电容C3的一端相连，L3的另一端与晶体管M2的源极和电容C4的一端相连，电容C4的另一端接地；电容C3的另一端与电感L2的一端相连，电感L2的另一端与晶体管M2的栅极相连接并与栅极偏置电路相连接；晶体管M2的漏极与电感L4的一端和电容C5的一端相连接，电感L4的另一端接上电源电压，电容C5的另一端是一级放大电路的输出端，与晶体管M3的栅极相连接并与栅极偏置电路相连接，电感L3与电容C4构成并联谐振网络通路提供一个高阻抗通路，电感L2和电容C3构成的串联谐振网络为电路提供一个低阻抗通路，在中心频率处谐振，实现电流的复用。
对理想的F类功率放大器，晶体管的漏极电压由奇次谐波构成，在时域上表现为方波，而漏极电流由偶次谐波构成，在时域上表现为半正弦波，且电压波形与电流波形没有重叠，如图4中，F类晶体管漏极输出端电流电压波形示意图所示，从而使得晶体管的功耗为零，达到最大效率的功率传输。
为了取得这种理想的电压电流波形，一般在电路设计中，需要谐波控制电路在漏极输出端对偶次谐波短路，对基波和奇次谐波断路。所以我们采用的是LC并串联谐振匹配网络来控制电路的基波、奇次谐波和偶次谐波成分，谐波控制的阶数越高，晶体管漏极的电压电流波形越理想，但是随着谐波控制的阶数越高，效率增加不明显，且电路设计结构越复杂，所以我们采用三阶的谐波控制电路来控制信号的一次，二次和三次谐波成分。如图5所示为输出的谐波控制电路，主要包括电容Cf0，电感Lf0，电容Cf3和电感Lf3，电容Cf0和电感Lf0构成并联谐振网络控制一次谐波，电容Cf3和电感Lf3同样构成并联谐振网络共同控制三次谐波。电容Cf0的值可以由以下公式计算得出：
其中，B为功率放大器的带宽，R0为负载阻抗，电感Lf0又可以根据电容Cf0的值可以根据谐振频率的计算公式得出：
其中，w0为基波角频率，等于2πf0。
根据阻抗变换理论，可以得到谐波控制网络的输出阻抗的公式为：
由于二阶谐振的阻抗为0，所以可以得到
在3f0谐振处，电感Lf3和电容Cf3的关系式为：
所以公式(4)可以简化为：
在基频处，晶体管和负载之间的阻抗为0，所以可以得到
由公式(5)简化得：
C6＝8Cf3 (8)
把(7)式代入(6)可得：
再根据公式(5)即可计算出Lf3的值。
由上可知电容Cf0的值与功率放大器的带宽有关，带宽越大，Cf0的值越小。根据5G网络的研究课题要求，其室内的5G频段为3.3G-3.6GHz，带宽为300MHz，中心频率为3.5GHz所以计算出Cf0＝1.2p，Lf0＝2.5n，Cf3＝5.4p，Lf3＝42.6p，C6＝43.2P；
所述的输入匹配网络由T型匹配网络构成，如图6所示，是晶体管栅极进行阻抗匹配得到的，用于减少信号的回波损耗。根据阻抗变换理论，可以得到谐波控制网络的输入，输出阻抗的公式为：
因此可以得到反射系数S11,S22的值：
其中，ZIN为功率放大器的输入阻抗，ZOUT为功率放大器的输出阻抗，ZC为特征阻抗，一般取50Ω。由上可知输入反射系数S11和输出反射系数S22是一个小于1的数，也就是回波损，这个值越小越好，一般S11<0.1，即－10dB；
稳定系数B1f可以通过S参数的值计算出，如下公式，当B1f的值大于0时，电路无条件稳定。
B1f＝1+|S11|2-|S22|2-|S11S22-S12S21|2 (14)
本实施例中选用的功率放大器晶体管为GF公司的130nm CMOS晶体管，该功率放大器晶体管包括源极S，漏极D，栅极G，电路的输入端，输出端，栅极直流偏置电压Vd1，漏极偏置电压VDD，晶体管的阈值电压VGS＝0.6V，在前级放大电路中栅极偏置电路通过电阻R1连接到栅极，其偏置电压Vd1设置为0.6V，在功率级放大电路中，栅极偏置电路由电阻R3和R4构成，通过对电源电压进行分压为栅极提供电压，使得晶体管M3工作在导通状态。在本设计中所有晶体管的宽长比为50μ：130n，电源电压VDD＝1.8V。
图7展示了所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大器实例在中心频率为3.5GHz，输入功率Pin由-30dBm到10dBm时的输出功率和1dB压缩点的测试结果，由图可看出，电路的输出功率Pout为13dBm，1dB压缩点的输出功率Pout为10.4dBm，说明本发明所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大器具有一个良好的输出功率和线性度。
图8展示了所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大电路实例在中心频率为3.5GHz，输入功率Pin由-30dBm到10dBm时的增益和功率附加效率测试结果，由图可以看出功率放大器的最大功率增益Gain为32.5dB，当输入功率Pin少于-10dBm时，功率增益Gain下降不到1dB。说明本发明所述的功率放大器具有一个很高的增益并且电路结构的稳定性良好。同时，测试的最大的功率附加效率PAE为50.5％，具有很高的效率。
图9展示了所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大器频率Frequency从1GHz到7.5GHz时的S22仿真结果示意图，有图可知，在3.4GHz-4.2GHz处，输出回波损耗小于-10dB，在3.8GHz处达到一个最小的回波损耗-24.7dB，这说明本发明所述的功率放大器的匹配性良好。
图10展示了所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大器频率Frequency从1GHz到7.5GHz时的稳定系数B1f的仿真结果示意图，由图可知稳定系数B1f在1GHz-7.5GHz频率处都大于0，说明本发明所述的功率放大器在1GHz-7.5GHz频率处满足无条件稳定。
图11展示了所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大器的输出功率Pout和功率增益Gain在中心频率处与传统F类功率放大器的仿真结果比较示意图。图12展示了所述的一种适用于5G网络的高性能F类功率放大器的功率附加效率PAE在中心频率处与传统F类功率放大器的仿真结果比较示意图。由图11可知，当输入功率Pin为-5dBm时，输出功率Pout从3.5dBm增加到11.5dBm，功率增益Gain增加了11dB；由图12可知，功率附加效率PAE增加了17.5％，说明本发明所述的功率放大器在输出功率，增益，效率性能方面都得到了有效的改善。
综上所述，本发明提了一种适用于5G网络的高性能F类放大器，具有高增益，低损耗，高效率，高稳定性等多种性能，能够改善传统功率放大器在输出功率，增益，效率方面存在的权衡问题，适用于5G网络的射频收发机中。
上文对本发明所提供的一种适用于5G网络的高性能F类放大电路及射频功率放大器进行了足够详细的具有一定特殊性的描述，所属领域内的普通技术人员应该理解，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，仅仅是示例性的，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下做出所有改变都应该属于本发明的保护范围。本发明所要求保护的范围是由所述的权利要求书进行限定的，而不是由实施例中的上述描述来限定。

Claims (10)

1.适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于：功率放大电路包括依次连接的输入匹配网络，前级放大电路，直流偏置电路，功率级放大电路以及输出匹配网络；其中前级放大电路和功率级放大电路组成功率放大电路的两级电路结构；所述的前级放大电路采用电流复用技术，所述的功率级放大电路采用F类放大电路结构；
所述的输入匹配网络的输入端为所述射频功率放大器的输入端，
所述的前级放大电路的输入端与输入匹配网络的输出端相连接；所述前级放大电路和输入匹配网络之间接上一个电阻R1，电阻R1的另一端接上直流电压Vd1作为前级放大的偏置电路，所述偏置电路用于晶体管的栅极提供直流电压来使得晶体管能够正常工作；
所述的功率级放大电路的输入端与前级放大电路的输出端，以及由电阻R3和R4组成的功率级的直流偏置电路相连接；
所述的功率级放大电路的输出端与输出匹配网络的输入端相连，输出匹配网络的输出端为所述功率放大器的输出端。
2.根据权利要求1所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于：所述的前级放大电路包括晶体管M1，晶体管M2，电容C3，电容C4,电容C5，电感L2，电感L3和电感L4，其中晶体管M1的栅极与输入匹配的输出端相连，M1的源极接地，M1的漏极与电感L3和电容C3的一端相连，L3的另一端与晶体管M2的源极和电容C4的一端相连，电容C4的另一端接地；电容C3的另一端与电感L2的一端相连，电感L2的另一端与晶体管M2的栅极相连接并与栅极偏置电路相连接；晶体管M2的漏极与电感L4的一端和电容C5的一端相连接，电感L4的另一端接上电源电压电容C5的另一端是一级放大电路的输出端，也是功率放大级的输入端。
3.根据权利要求2所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于：所述的前级放大电路通过在晶体管M1的漏极和晶体管M2的源极之间接上电感L3和电容C4的并联阻抗网络，构成一个高阻抗通路；
所述的前级放大电路中晶体管M1的漏极接入电感L2和电容C3的串联谐振，提供一个低阻抗通路，实现电流的复用，使得晶体管M2处于共源放大，提高功率放大器的增益；
所述的前级放大电路采用的这种电流复用的结构，对直流通路能有效的降低功耗，对交流通路提高工作在高频处的增益，改善增益的平坦度。
4.根据权利要求1所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于：所述的输入匹配网络由T型匹配网络构成，是晶体管栅极进行阻抗匹配得到的，用于减少信号的回波损耗。
5.根据权利要求1所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于，所述的功率级放大电路采用F类的功率放大器，其包括晶体管M3和电感L5，晶体管M3的栅极与前级放大电路的输出端和栅极偏置电路相连接，晶体管M3的源极接地，晶体管M3的漏极与电感L5的一端和电容C6的一端相连接，电感L5为扼流线圈，另一端与电源电压相连接，电容C6的另一端为功率级放大的输出端。
6.根据权利要求5所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于，所述的功率级放大电路晶体管M3的栅极接入电阻R3和R4构成直流偏置电路，使得晶体管M3工作在导通状态。
7.根据权利要求1所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于，所述的输出匹配网络包括电容Cf0，电感Lf0，电容Cf3和电感Lf3，电容Cf3与电感Lf3并联，一端与电容C6的一端相连接，另一端接上电容Cf0和电感Lf0并联的一端，是功率放大器的输出端，电容Cf0和电感Lf0的另一端都分别接地，负载R0与电容Cf0和电感Lf0并联，电容Cf0和电感Lf0构成并联谐振网络控制一次谐波，电容Cf3和电感Lf3同样构成并联谐振网络共同控制三次谐波；
所述的输出匹配网络是三阶谐波网络，具有对二次谐波开路，对基波和三次谐波短路的特性，使得流过晶体管漏端的电流波形为半个周期的正弦波，晶体管漏端的电压波形为理想的方波，从而提高功率放大器的效率。
8.根据权利要求7所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于，所述串接的负载R0的阻抗为50Ω。
9.根据权利要求1至8任一项所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于，
采用的是LC并串联谐振匹配网络来控制电路的基波、奇次谐波和偶次谐波成分，采用三阶的谐波控制电路来控制信号的一次，二次和三次谐波成分：
输出的谐波控制电路，主要包括电容Cf0，电感Lf0，电容Cf3和电感Lf3，电容Cf0和电感Lf0构成并联谐振网络控制一次谐波，电容Cf3和电感Lf3同样构成并联谐振网络共同控制三次谐波，电容Cf0的值可以由以下公式计算得出：
其中，B为功率放大器的带宽，R0为负载阻抗，电感Lf0又可以根据电容Cf0的值可以根据谐振频率的计算公式得出：
其中，w0为基波角频率，等于2πf0；
根据阻抗变换理论，可以得到谐波控制网络的输出阻抗的公式为：
由于二阶谐振的阻抗为0，所以可以得到
在3f0谐振处，电感Lf3和电容Cf3的关系式为：
所以公式(4)可以简化为：
在基频处，晶体管M2的漏极和负载R0之间的阻抗为0，所以可以得到
由公式(5)简化得：
C6＝8Cf3 (8)
把(7)式代入(6)可得：
再根据公式(5)即可计算出Lf3的值。
10.根据权利要求1至8任一项所述的适用于5G网络的F类功率放大电路及射频功率放大器，其特征在于，
所述的输入匹配网络由T型匹配网络构成，由晶体管栅极进行阻抗匹配得到，用于减少信号的回波损耗，根据阻抗变换理论，可以得到谐波控制网络的输入，输出阻抗的公式为：
因此可以得到反射系数S11,S22的值：
其中，ZIN为功率放大器的输入阻抗，ZOUT为功率放大器的输出阻抗，ZC为特征阻抗，一般取50Ω；由上可知输入反射系数S11和输出反射系数S22是一个小于1的数，也就是回波损，这个值越小越好，一般S11<0.1，即－10dB；
稳定系数B1f可以通过S参数的值计算出，如下公式，
B1f＝1+|S11|2-|S22|2-|S11S22-S12S21|2 (14)
当B1f的值大于0时，电路无条件稳定。
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