CN108736833A - 一种提高高效双频带e类功率放大器载波频率的补偿电路 - Google Patents

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Abstract

一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，晶体管的输出端包括：双频带E类功率放大器补偿电路，双频带E类谐波控制电路，双频带漏极直流偏置电路及双频带输出匹配电路；该补偿电路不仅能在两个频带对二次谐波和基波均进行补偿，从而消除E类功率放大器理论工作频率的限制，而且与已有的双频带E类功放相比，这种新型补偿电路将很大程度上提高其效率，从而降低了功耗，减少了运行成本，为在更广范围内应用高效率双频带E类功率放大器奠定了理论基础。

Description

一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路
技术领域
本发明涉及无线通信功率放大器（功放）技术领域，尤其涉及一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的设计。
背景技术
近年来，随着科学技术的不断发展，射频电路在无线通信系统领域中的应用与日俱增。射频功率放大器作为链路系统中功耗高、体积大的模块，其性能直接影响了整个射频收发机的工作成本。同时，随着各种无线通信标准的发展，人们对射频集成电路提出了多模式、多频带的新要求。因此，高效率多带功率放大器的设计已成为功放研究领域的热点。而高效率双频带功率放大器是其中最基本的一类。
高效E 类功率放大器是在 1975 年由 N. O. Sokal提出的一种开关类功率放大器[1]。在晶体管导通的瞬间，E 类功率放大器晶体管漏极电压以及电压的变化率都近似为0，即实现了“软开关”。这很好地避免了晶体管输出电容Cds放电所造成的巨大能量损耗。E类功率放大器因其理想工作效率能够达到100%，结构简单，容易实现等优点，近年来，在射频微波领域受到了广泛的研究和应用。而高效率双频带E类功率放大器因其具有双频多模式的特性和E类功率放大器的特点，因此成为了一个热门的研究领域。
2007年，Seung Hun Ji等人首次基于混合左右手传输线提出了双频带E类功率放大器[2]。其分别在0.836 GHz和1.95 GHz实现了22.4dBm、22.2dBm的输出功率和42.5%、42.6%的功率附加效率（PAE）。2009年, Chi-Tsan Chen等人提出面向W-CDMA和WiMAX的双频带E类功率放大器[3]。其分别在1.9 GHz和2.14 GHz实现了29dBm、28.7dBm的输出功率和65.7%、63.6%的功率附加效率（PAE）。综上所述，不难看出双频带E类功放已经逐步成型，虽然其双频多模特性已经显现出来，但其缺点均是效率不高。这与E类功放高效率的特点并不相符。主要原因在于：E类功率放大器的高效率特性很大程度上依赖于晶体管的特性。其中，晶体管内部的输出电容是限制E类功率放大器最重要的一个因素。根据E类功率放大器的工作原理[1]，其最大载波频率反比于晶体管的输出电容。因此若想晶体管工作在较高频率，其输出电容必定需要补偿。而这也是导致目前双频带E类功率放大器效率偏低的重要因素。在目前的文献中，如何解决晶体管内部输出电容多余而带来的工作频率的限制，也是近年来E类功率放大器领域内研究的一个热点。而对于高效率双频带E类功率放大器而言，这更是一个创新点。
由于给定的晶体管内部的参数都是固定的，所以解决此问题的最流行的方法是利用外部电路来补偿多余的电容，从而拓展E类功率放大器的工作频率。其中，“电感补偿”技术是最有效的方案[4]-[6]。
【参考文献】
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发明内容
针对现有技术存在的问题，基于高效率双频带功率放大器的特点和E类功率放大器补偿电路的方法，提出一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路设计方法。
一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，晶体管的输出端包括：双频带E类功率放大器补偿电路，双频带E类谐波控制电路，双频带漏极直流偏置电路及双频带输出匹配电路。其特征在于：所述双频带E类功率放大器补偿电路位于晶体管输出端和双频带E类谐波控制电路之间，所述双频带E类谐波控制电路位于双频带E类功率放大器补偿电路和双频带漏极直流偏置电路之间；所述双频带输出匹配电路位于双频带E类谐波控制电路和双频带输出匹配电路之间。所述双频带漏极直流偏置电路位于双频带漏极直流偏置电路和负载之间。所述功率放大结构为共射极的功放管，所述功放管的输入端为基极，输出端为集电极。
根据文献[1]，基波频率以及各谐波频率下在并联电容C后的最优阻抗条件为：
且所述的E类功率放大器电路结构中的最大载波频率取决于晶体管输出电容、集电极电压及输出功率，即：
另一方面，若把C=Cout带入（2）式，可求得所述的E类功率放大器最大载波频率的表达式，即：
从上式可知，当所述的E类功率放大器的输出功率和集电极电压给定时，所述的E类放大器的最大载波频率仅由Cout决定，且Cout越大，越小。因此，所述的E类放大器的最大载波频率受Cout限定。
上述推导假设C=Cout。而在实际电路设计中，晶体管的输出寄生电Cout>C，即：
这里，假设，则有：
将上式带入（3），则有：
因此，如果能采用新的电路结构补偿所述E类放大器的Cex，则可以将所述E类放大器的最大载波频率提高（1+k）倍，为在更广范围内，更高频率下应用E类放大器提供了可能。而高效双频带E类功率放大器则是在经典E类功率放大器的基础上发展起来的，其工作原理与E类功率放大器的工作原理相同。其最大载波频率同样受到晶体管的输出寄生电容限制。因此，若想功放在两个频带内均工作在E类，则需要对两个频带的寄生电容同时进行补偿。
当对E类功率放大器的所有谐波都控制时，其理论效率可以达到100%。但在实际中，考虑到电路复杂性和成本等因素，一般只对其进行基波以及二次谐波的控制。因此，在所述一种提高高效率双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的设计方法中，也仅考虑两个频带的基波补偿和二次谐波补偿。
所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的电路结构原理图如图2所示。在图2中，所述双频带E类功放补偿电路即是本专利的核心。所述双频带E类功放补偿电路通过微带线的组合形成“电感”，即其阻抗为jX (X>0)的形式，进而与晶体管多余的输出寄生电容Cex进行谐振，从而达到补偿的效果。所述双频带E类谐波控制电路即提供两个频带内的二次谐波控制，从而满足（1）式所需的谐波阻抗条件。而所述双频带栅极，漏极直流偏置电路不仅实现功放的直流供应，而且还提供了两个频带内的基波开路。最后，所述双频带输入、输出匹配电路则将两个频带内的基波最优阻抗匹配到负载，以实现最大限度的功率传输。
一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路不仅能在两个频带对二次谐波和基波均进行补偿，从而消除E类功率放大器理论工作频率的限制，而且与已有的双频带E类功放相比，这种新型补偿电路将很大程度上提高其效率，从而降低了功耗，减少了运行成本，为在更广范围内应用高效率双频带E类功率放大器奠定了理论基础。
附图说明
图1是E类功率放大器的电路原理图；
图2是一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的电路结构原理图；
图3是高效率双频带E类功率放大器补偿电路的电路结构原理图；
图4是一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的具体实施方案的电路结构原理图；
图5 是一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的具体实施方案随输入功率变化的整体性能仿真结果图；
图6是一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的具体实施方案随频率变化的整体性能仿真结果图。
具体实施方式
为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
根据上述技术方案，具体实施电路采用微带线实现。在具体实施时，所述一种提高高效率双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路的设计频点是1.7GHz和2.14GHz，输出功率大于10W。基于上述指标要求，在实际设计中，晶体管选用型号为Cree CGH40010F的10 WGaN HEMT 晶体管。对该晶体管由制造商提供的寄生分量的具体数值如下：晶体管漏极和源极之间的寄生电容Cds = 1.3 pF，寄生电感 Ld = 0.55 nH，封装寄生电容Cp = 0.2 pF。所有旁路电容在实际实现时均采用Murata 公司GQM18 系列的13pF电容。此外，所述电路结构在具体实现时选取晶体管的漏极电压为28V,栅极电压为-3V。
根据上述技术方案，所述一种提高高效率双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路应该在两个频带内对基波和二次谐波均进行补偿。从实际实现的角度出发，两个频带的基波阻抗由于均要做输出匹配，因此其寄生补偿网络并不用单独设计。而二次谐波的双频带补偿网络如图3所示。基于Cree CGH40010F晶体管的性能特点和公式（3）可知，若想高效率双频带E类功率放大器工作在1.7GHz和2.14GHz，所述电路需要补偿的额外电容分别为0.92 pF和1pF。因此，所述电路应在1.7GHz和2.14GHz的二次谐波对其进行补偿。其中，T1和T2是低频带1.7GHz的二次谐波补偿电路。T2提供1.7GHz二次谐波的短路点，进而利用传输线T1构成等效电感，从而与额外的寄生电容进行补偿。T3和T4是高频带2.14GHz的二次谐波补偿电路。T4提供2.14GHz二次谐波的短路点，进而利用传输线T1、T2和T3构成等效电感，从而与高频带额外的寄生电容进行补偿。经过调谐，T1- T4的具体
传输线 T1 T2 T3 T4
特征阻抗（欧姆） 40.1 90 40.3 90
电长度(度) 25.9 45 82 45
频率 (GHz) 1.7 1.7 2.14 2.14
特征阻抗和电长度均如表所示。
基于所述双频带E类功放补偿电路的特点，所述一种提高高效率双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路即可被实现，其具体实施方式图如图4所示。利用sourcepull得到的值,通过电容C1、C2和电感L1、L2组成了双频带E类功放的输入匹配网络，将两个频带的最优阻抗匹配到50欧姆。而20Ω的电阻及其并联的4.7pF电容，和串联于偏置线的100Ω电阻则组成了所述电路的稳定性网络。另一方面，扇形传输线及传输线TL1-TL3可以实现所述电路在两个频带的基波开路以及栅极直流偏置的提供。而漏极的偏置电路与栅极类似。传输线TL4-TL7则组成了所述电路的双频带补偿电路。传输线TL8-TL12则是所述电路的双频带二次谐波控制电路。最后，利用loadpull得到的值,电容C3、C4和电感L3、L4组成了双频带E类功放的输出匹配电路。基于上述设计思路，所有传输线在具体实施时都采用Rogers5880作为板材，因此所有所述传输线的具体宽度和长度以及输入、输出匹配电路的电容电感值均
T1 T2 T3 T4 T5 T6 T7 T8
W（mm） 0.5 0.5 0.5 3.3 0.8 3.2 3.2 2
L（mm） 26.2 26.8 3.4 9 15.8 8.9 23 3.5
T9 T10 T11 T12 T13 T14 T15
W（mm） 0.8 0.8 3 0.8 0.8 0.8 0.8
L（mm） 18.7 12.6 4.4 15.7 26.3 26.8 3.7
C1 C2 C3 C4 L1 L2 L3 L4
C(pF)/L(nH) 0.2 1.5 1.6 0.2 45 4.4 4.0 32.8
如表所示。
所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的具体实施方案随输入功率变化的整体性能仿真结果图如图5所示。所述一种提高高效率双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的具体实施方案随频率变化的整体性能仿真结果图如图6所示。可以看出当输入功率达到28dBm时，其整体性能达到最优，其输出功率为40.2dBm，功率附加效率（PAE）为78.7%。
所述电路在不补偿晶体管多余输出电容Cex的前提下，根据（3）式，可知高效率双频带E类功率放大器可工作的最大载波频率为0.54GHz。若考虑补偿晶体管多余输出电容Cex，则K=3，所以高效率双频带E类功率放大器电路可工作的最大载波频率为2.14GHz，从而满足了预先设想的设计指标。

Claims (6)

1.一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，其特征在于：晶体管的输出端包括：双频带E类功率放大器补偿电路，双频带E类谐波控制电路，双频带漏极直流偏置电路及双频带输出匹配电路。
2.根据权利要求1所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，其特征在于：所述双频带E类功率放大器补偿电路位于晶体管输出端和双频带E类谐波控制电路之间；所述双频带E类谐波控制电路位于双频带E类功率放大器补偿电路和双频带漏极直流偏置电路之间；所述双频带输出匹配电路位于双频带E类谐波控制电路和双频带输出匹配电路之间；所述双频带漏极直流偏置电路位于双频带漏极直流偏置电路和负载之间。
3.根据权利要求1所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，其特征在于：所述功率放大器为共射极的功放管，所述功放管的输入端为基极，输出端为集电极。
4.根据权利要求1所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，其特征在于：基波频率以及各谐波频率下在并联电容C后的最优阻抗条件为：
且所述的E类功率放大器电路结构中的最大载波频率取决于晶体管输出电容、集电极电压及输出功率，即：
另一方面，若把C=Cout带入（2）式，可求得所述的E类功率放大器最大载波频率的表达式，即：
从上式可知，当所述的E类功率放大器的输出功率和集电极电压给定时，所述的E类放大器的最大载波频率仅由Cout决定，且Cout越大，越小，因此，所述的E类放大器的最大载波频率受Cout限定；
上述推导假设C=Cout，而在实际电路设计中，晶体管的输出寄生电Cout >C，即：
这里，假设，则有：
将上式带入（3），则有：
因此，如果能采用新的电路结构补偿所述E类放大器的Cex，则可以将所述E类放大器的最大载波频率提高（1+k）倍，为在更广范围内，更高频率下应用E类放大器提供了可能；而高效双频带E类功率放大器则是在经典E类功率放大器的基础上发展起来的，其工作原理与E类功率放大器的工作原理相同；其最大载波频率同样受到晶体管的输出寄生电容限制；因此，若想功放在两个频带内均工作在E类，则需要对两个频带的寄生电容同时进行补偿。
5.根据权利要求1所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，其特征在于：当对E类功率放大器的所有谐波都控制时，其理论效率可以达到100%，但在实际中，考虑到电路复杂性和成本等因素，一般只对其进行基波以及二次谐波的控制，因此，在所述一种提高高效率双频带E类功率放大器载波频率补偿电路的设计方法中，也仅考虑两个频带的基波补偿和二次谐波补偿，所述双频带E类功放补偿电路通过微带线的组合形成“电感”，即其阻抗为jX (X>0)的形式，进而与晶体管多余的输出寄生电容Cex进行谐振，从而达到补偿的效果。
6.根据权利要求1所述一种提高高效双频带E类功率放大器载波频率的补偿电路，其特征在于：所述双频带E类谐波控制电路即提供两个频带内的二次谐波控制，从而满足所需的谐波阻抗条件；而所述双频带栅极，漏极直流偏置电路不仅实现功放的直流供应，而且还提供了两个频带内的基波开路；最后，所述双频带输入、输出匹配电路则将两个频带内的基波最优阻抗匹配到负载，以实现最大限度的功率传输。
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