CN110708031B - 一种基于等电阻面的微带线e类功率放大器设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法，属于基本电子电路的技术领域。该方法包括如下步骤：首先对Kuroda规则进行简化和补充，形成简化的Kuroda规则；在实现集总参数E类功放和微带线E类功放的转换过程中，为保证E类功率放大器的最佳基波阻抗和最佳源阻抗不变，提出“等电阻面”的设计方法；利用“等电阻面”的设计方法，对于E类功放不同的输出匹配电路，可通过确定等电阻面，实现不同输出匹配方式下，E类功放输出电路集总参数和微带线之间的等效转换；利用“等电阻面”的设计方法，对E类功放的输入匹配电路，可通过构建等电阻面，实现输入匹配的谐波抑制功能。

Description

一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法

技术领域

本发明公开了一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法，属于基本电子电路的技术领域。

背景技术

E类功率放大器自1975年被提出以来，因其漏极产生的大电压和大电流不交叠、理论效率为100％而受到广泛关注。最初的E类功率放大器均采用集总参数元件，由电源V_d、晶体管Q、并联输出电容C、串联谐振电路、剩余电感L_X及负载R_L组成，如图1(a)所示。

在MHz频率范围内，E类功率放大器实际最高工作效率可达96％。然而在GHz或者更高频段，由于集总参数元件存在着频率谐振点和高频寄生参数，E类功率放大器的设计会受限于集总参数元件而不易实现，采用微带线代替集总参数元件可使电路工作于更高的频段，并且易于调试。图2是一种常见的微带线负载网络，理论上，E类功率放大器负载网络要求对所有谐波都必须具有无限大阻抗，然而实际工程研究表明只要对二次、三次谐波进行恰当的阻抗匹配，就可以达到比较高的效率。图2通过设计四节开路线的电长度分别为二次、三次、四次、五次谐波的1/4波长，从而可以实现对二次、三次、四次、五次谐波的抑制。

目前，实现微带线E类功率放大器的一种通用设计方法是：在传统集总参数E类功率放大器电路中，根据微波传输线理论，采用串联高阻抗线近似代替串联电感，并联低阻抗开路线代替并联电容。这种方法的一个显著缺点是，因为其只能实现串联高阻抗线和串联电感的近似代替，所以无法保证E类功放的最佳基波阻抗和最佳源阻抗不变，即无法实现集总参数元件和微带线的精确等效。

发明内容

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法，通过确定或者构建等电阻面实现了集总参数元件和微带线的精确等效，解决了微带线E类功放无法精确设计的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

本发明对射频滤波器中常用的Kuroda规则进行简化和补充，形成了简化的Kuroda规则，其通过在分布电感两端加入单位元件，从而可实现串联电感向并联电容的转换。

对于E类功放而言，微带线实现可分为输入匹配和输出匹配电路两部分进行，输出匹配常指从50Ω标准阻抗到负载阻抗R_L的匹配，其只涉及实数阻抗之间的转换，如图1(b)所示。输入匹配则常涉及到复数阻抗到标准阻抗50Ω的转换，即复数到实数阻抗的转化。本发明提出的“等电阻面”设计方法，可在保证E类功率放大器最佳基波阻抗和最佳源阻抗不变的前提下，通过确定或者构建E类功放中的等电阻面，选择其所在位置为单位元件插入位置，实现集总参数元件和微带线的精确等效。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)可在保证E类功放最佳基波阻抗和最佳源阻抗不变的情况下，实现集总参数E类功放和微带线E类功放的精确等效。

(2)对于采用不同输出匹配方式的E类功率放大器，均可通过确定等电阻面来实现微带线E类功放的设计。

(3)对于E类功放的输入匹配电路，可利用该方法实现输入端微带线E类功放的设计，同时能够实现输入端谐波抑制功能，即能够实现输入端滤波功能的设计。

附图说明

图1(a)是传统集总参数E类功率放大器，图1(b)是传统集总参数E类功率放大器插入输出阻抗匹配网络后的电路图。

图2是一种E类功放常用的微带线负载网络。

图3是简化Kuroda规则串联电感两端串接单位元件的等效电路。

图4(a)是LCLC型匹配方式下的输出电路图，图4(b)是在图4(a)所示电路插入单位元件后的输出电路图，图4(c)是串联电感的转换结果示意图，图4(d)是LCLC匹配方式下的微带线电路图。

图5(a)是π型匹配方式的Smith圆图示意图，图5(b)是π型输入匹配的电路示意图，图5(c)是在图5(b)所示电路插入单位元件后的输入电路图，图5(d)是π型匹配方式下的微带线电路图，图5(e)是最终输入端的微带线网络。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

图3是简化后的Kuroda规则，其中，S＝jtan(θ)为Richard变换，θ的取值范围为0°～90°，此处仅以45°为例进行说明。Z_a、Z₃为单位元件特征阻抗，Z_L、Y_c分别为串联电感和并联电容的电抗。

根据简化后的Kuroda规则，其表明可通过在电感两端加入单位元件，从而实现串联电感向并联电容的转换。

对于E类功放的输出匹配而言，常需要实现标准阻抗50Ω到负载阻抗R_L的匹配，除了最简单的LC匹配方式，常见的匹配方式还包括π型匹配、T型匹配以及LCLC匹配等。一般而言，除LC型匹配电路Q值一定外，其余匹配方式下电路Q值均可调，即电路带宽可调。此处仅以LCLC型匹配方式为例，对“等电阻面”的设计方法进行说明，其余输出匹配方式下，均可按相似方法进行转换。

图4(a)中给出LCLC型匹配方式下的输出电路示意图，因为电路中存在三个串联电感，所以需要加入三个单位元件来实现串联电感向并联电容的转换。

等电阻面的设计方法是指，通过确定或者构建集总电路中的等电阻面，并在该位置插入同阻值的单位元件，可保证E类功放输出最佳基波阻抗不变。

理论上，图4(a)中三个串联电感的左右两侧均可插入单位元件，来实现串联电感向并联电容的转换。但根据“等电阻面”设计方法，只有在等电阻面中插入单位元件，才能保证E类功放输出最佳基波阻抗不变，即只有在图4(a)中位置1、位置2处插入单位元件，才能满足设计要求。其中，位置1处的输出电阻为R₁，位置2处的输出电阻为R₂，所以分别在位置1插入阻抗为R₁的单位元件，位置2插入两个阻抗为R₂的单位元件，如图4(b)所示。

其中：

Z_a＝Z_b＝R₂ (1)，

Z_c＝R₁ (2)，

串联电感的转换结果在图4(c)中给出，在此基础上，可利用Richard变换，将图4(c)中所有并联电容用并联开路线实现，最终微带线负载网络如图4(d)。

其中：

Z₂＝Z_a+ωL_x＝18.952 (4)，

Z₃＝Z_b+ωL₁＝21.931 (5)，

Z₅＝Z_c+ωL₂＝52.889 (7)，

图5(a)-5(e)给出输入匹配网络的微带线实现示意图。

以CREE的开关管CGH40010F为例，其在2.5GHz频率下最佳源阻抗为3.19-j4.76，需将其匹配到标准阻抗50Ω。常规的LC匹配方式不存在等电阻面，但若继续增加一个匹配元件，则构建出等电阻面，形成π型匹配方式，图5(a)为π型匹配方式的Smith圆图示意图，电路示意图在图5(b)中给出。

如图5(b)，该匹配方式下，根据“等电阻面”设计法，对于串联电感L而言，仅位置1处可插入单位元件。插入的单位元件特征阻抗为R₁，即Z_a＝R₁，如图5(c)。利用简化后的Kuroda规则，串联电感向并联电容的转换结果如图5(d)，最终输入端的微带线网络在图5(e)中给出，其同时具备了输入谐波抑制和输入匹配功能。

其中：

Z₂＝Z_a+ωL＝30.509 (10)，

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应落入本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (3)

1.一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法，其特征在于，依据在串联电感的两端分别串接单位元件实现串联电感向并联电容转换的原则简化Kuroda规则；

确定保证E类功率放大器最佳基波阻抗和最佳源阻抗不变的等电阻面，所述等电阻面处的输出阻抗为实数，对于没有等电阻面的匹配电路，增加保证E类功率放大器最佳基波阻抗和最佳源阻抗不变的匹配元件以构建等电阻面；

根据等电阻面确定匹配电路中插入单位元件的位置，依据简化后的Kuroda规则将集总参数的E类功率放大器等效转换为微带线E类功率放大器。

2.根据权利要求1所述一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法，其特征在于，依据简化后的Kuroda规则将集总参数的E类功率放大器等效转换为微带线E类功率放大器的具体方法为：令单位元件的阻抗等于插入位置的输出阻抗，对串联电感及其两端串联的单位元件进行Richard变换得到单位元件并联电容的等效电路，再利用并联开路线实现并联电容得到微带线E类功率放大器。

3.根据权利要求2所述一种基于等电阻面的微带线E类功率放大器设计方法，其特征在于，对串联电感及其两端串联的单位元件进行Richard变换得到单位元件并联电容的等效电路时，变换后的单位元件阻抗为：Z₃＝Z₁+Z_a，Z₃为变换后的单位元件阻抗，Z₁为串联电感的阻抗，Z_a为变换前的单位元件阻抗，并联电容的阻抗为：

Y_a为并联电容的阻抗，S＝jtan(θ)为Richard变换，θ为角度。

Images