CN209930044U - 一种磁耦合谐振式无线能量传输系统 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种磁耦合谐振式无线能量传输系统，包括门极驱动信号源(1)、功率管(2)、漏极直流输入(3)、并联电容和LC谐振电路(4)、第二级线圈(5)、第三级线圈(6)、接收线圈(7)和输出负载(8)；门极驱动信号源(1)接入功率管(2)的栅极，漏极直流输入(3)接入功率管(2)的漏极，功率管(2)的漏极输出经并联电容和LC谐振电路(4)传输至第二级线圈(5)，第二级线圈(5)传输至第三级线圈(6)，第三级线圈(6)传输至接收线圈(7)，接收线圈(7)接入输出负载(8)。本实用新型结构简化、传输效率高、成本低。
Description
技术领域
本发明属于无线能量传输领域，具体涉及一种磁耦合谐振式无线能量传输系统。
背景技术
磁耦合谐振式无线电能传输技术是无线电能传输三大技术之一，也是当前国内外学者研究的热点之一。但是，目前无线电能传输的功率还不大，而提高传输功率需要以整体系统的高效率作为前提。
整体系统效率的提高目前主要涉及一下几个方面：(1)电源效率的提高；(2)负载的准确匹配；(3)线圈寄生参数的减少；(4)谐振频率的高鲁棒性。
然而，对于磁耦合谐振式无线能量传输系统的研究很少有从电源与线圈整合的角度出发，通过对整体系统结构的简化来降低系统损耗，这样不仅能够减少系统的中间损耗提高整体效率，同时也可以减少系统结构降低成本，本发明旨在提供一种将E类功率放大器和四线圈结构结合的磁耦合谐振式无线能量传输系统。
发明内容
本发明的目的在于针对上述存在的问题和不足，提出一种磁耦合谐振式无线能量传输系统，无需专门的阻抗匹配电路，简化了系统结构，降低了成本，提高了输出功率和传输效率。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种磁耦合谐振式无线能量传输系统，包括门极驱动信号源(1)、功率管(2)、漏极直流输入(3)、并联电容和LC谐振电路(4)、第二级线圈(5)、第三级线圈(6)、接收线圈(7)和输出负载(8)；
门极驱动信号源(1)接入功率管(2)的栅极，漏极直流输入(3)接入功率管(2) 的漏极，功率管(2)的漏极输出经并联电容和LC谐振电路(4)传输至第二级线圈(5)，第二级线圈(5)传输至第三级线圈(6)，第三级线圈(6)传输至接收线圈(7)，接收线圈(7)接入输出负载(8)。
进一步地完善上述技术方案，漏极直流输入(3)由电容C5、直流电压源V1和扼流线圈RFL组成，直流电压源V1的负极串联电容C5接地，直流电压源V1的正极串联扼流线圈RFL连接功率管(2)的漏极。
进一步地，并联电容和LC谐振电路(4)由并联电容C0、谐振电感L1和谐振电容C1组成，并联电容C0并联在功率管(2)的漏极与源极之间，功率管(2)的源极接地，谐振电感L1和谐振电容C1串联接于并联电容C0的两端。
进一步地，第二级线圈(5)由电感L2和电容C2串联而成。
进一步地，第三级线圈(6)由电感L3和电容C3串联而成。
进一步地，接收线圈(7)由电感L4和电容L4串联而成，电感L4、电容L4和输出负载(8)组成闭合回路。
本发明的有益效果：本发明将E类功率放大器的谐振电感作为初级线圈，通过磁耦合谐振方式将初级线圈的能量耦合至第二级线圈，第二级线圈耦合至第三级线圈，第三级线圈耦合至接收线圈，接收线圈传输至输出负载，整体系统结构较传统结构简化，有利于提高系统效率，降低整体成本；本发明通过调节初级线圈与第二级线圈、第三级线圈和接收线圈之间的距离来改变四线圈结构对E类功率放大器的输入阻抗，从而达到负载匹配的目的，不需要依靠匹配电路来实现负载的匹配，进而简化了系统结构。
附图说明
图1为本发明所述无线能量传输系统结构框图；
图2为图1的电路结构图；
图3为图2的等效电路图；
图4为图3中E类功率放大器的负载电流相位φ随负载(输入阻抗Rin)变化的关系图；
图5为图3中E类功率放大器的效率ηE和功率PoE随负载(输入阻抗Rin)变化的关系图；
图6为图3中四线圈结构的等效输入阻抗Rin随线圈匝数N和线圈半径r变化的关系图；
图7为本发明整体系统输出功率Po随线圈匝数N和线圈半径r变化的关系图；
图8为本发明整体系统的效率η随线圈匝数N和线圈半径r变化的关系图；
图9为本发明整体系统输出功率Po随初级线圈与第二级线圈间距d12和第三级线圈与接收线圈间距d34变化的关系图；
图10为本发明整体系统的效率η随初级线圈与第二级线圈间距d12和第三级线圈与接收线圈间距d34变化的关系图。
图中，1、门极驱动信号源；2、功率管；3、漏极直流输入；4、并联电容和LC谐振电路；5、第二级线圈；6、第三级线圈；7、接收线圈；8、输出负载。
具体实施方式
为使本发明创造的内容更加清楚，下面结合附图，对本发明创造的具体实施方式作进一步详细描述。应当注意，为了清楚的目的，附图和说明中省略了与本发明创造无关的、本领域普通技术人员已知的部件的表示和描述。
实施例1：
E类功率放大器的LC谐振电路的谐振频率与线圈的自谐振频率相同，因此可以将E类功率放大器的LC谐振电路同时作为四线圈结构的初级线圈；但是，需要通过线圈参数设计，使得E类功率放大器的谐振电感值与四线圈结构的初级线圈电感值一致，并通过对其他参数的精确设计使四线圈结构的等效输入阻抗与E类功率放大器的理想负载阻抗相等，从而在保证整体系统的传输功率和效率的基础上简化系统结构。
1、E类功率放大器设计
E类功率放大器的结构采用典型的带并联电容的E类功率放大器，为了实现最大效率的输出，其必须在工作频率上满足下述的ZVS条件和ZDS条件，ZVS(zero-voltageswitching)：当开关从关断(off)状态变为导通(on)状态时，功率管的集电极或漏极电压等于0；ZDS(zero-derivative switching)：当开关从关断(off)状态变为导通(on)状态时，功率管的集电极或漏极电压导数等于0。
E类功率放大器包括门极驱动信号源(1)、功率管(2)、漏极直流输入(3)以及并联电容和LC谐振电路(4)；门极驱动信号源(1)接入功率管(2)的栅极；漏极直流输入(3)由直流电压源V1、电容C5和扼流线圈RFL组成，直流电压源V1的负极串联电容C5接地，直流电压源V1的正极串联扼流线圈RFL连接功率管(2)的漏极；并联电容和LC谐振电路(4)由并联电容C0、谐振电感L1和谐振电容C1组成，并联电容C0并联在功率管(2)的漏极与源极之间，功率管(2)的源极接地，谐振电感L1 和谐振电容C1串联接于并联电容C0的两端。
E类功率放大器的主要元器件：直流电压源V1、功率管Q1、扼流线圈RFL、并联电容C0、谐振电感L1和谐振电容C1。
具体设计步骤如下：
(1)在确定直流电压源V1、工作频率f、品质因数QL和输出功率Po的基础上，根据设计指标，对E类功率放大器的谐振电感L1、谐振电容C1和并联电容C0进行参数设计；
对于占空比为0.5的E类功率放大器，其参数由以下公式得到；
式中：R为E类功率放大器的理想负载阻抗，L1为谐振电感、C1为谐振电容、C0 为并联电容、V1为直流电压源，Po为输出功率，QL为品质因数，f为工作频率。
(2)在分析四线圈结构的传输特性时，需要将前端的电源部分等效为含内阻Rs的恒定电压源或电流源，而单频点E类功率放大器的最佳工作条件需要在确定的占空比、工作频率、输出功率及负载电阻下进行分析，但在无线能量传输系统中需要分析E类功率放大器在不同等效输入阻抗Rin下的工作特性，因此需要对E类功率放大器的负载特性进行分析。因此，根据占空比，确定负载(即为输入阻抗Rin)变化对效率ηE和输出功率PoE的影响；
当功率管(2)的门极驱动信号的占空比是0.5时，可得出下列关系：
式中：X＝ωL1-1/ωC1，φ为负载电流相位，Io为输出电流，ID为直流输入电流， Us为输出电压；ω为工作角频率，C0是并联电容，L1为谐振电感，C1为谐振电容， Rin为输入阻抗，V1为直流电压源。
(3)将E类功率放大器的效率ηE和输出电压Us表述为负载(输入阻抗Rin)的函数；
式中：ηE为E类功率放大器的效率，Pton为功率管(2)的导通损耗；rDS为功率管(2)的导通电阻，rL为谐振电感L1的等效串联电阻，tf是功率管(2)的下降时间， ID为直流输入电流，Io为输出电流，φ为负载电流相位，C0为并联电容，ω为工作角频率。
2、四线圈结构的设计
本发明的四线圈结构利用E类功率放大器的谐振电感L1作为磁耦合谐振系统的初级线圈，即激励线圈，不采用额外的负载匹配电路，尽可能地简化系统结构以提升整体效率。四线圈结构具有多种不同的谐振补偿结构，本发明采用ss补偿结构。
四线圈结构的设计依据互感原理，将四线圈结构等效为四个LC串联谐振电路，谐振电路包括E类功率放大器的LC谐振电路、第二级线圈(5)、第三级线圈(6)、接收线圈(7)和输出负载(8)；E类功率放大器的LC谐振电路作为激励线圈，由谐振电感L1和谐振电容C1串联构成，通过互感与第二级线圈(5)耦合；第二级线圈(5) 作为能量发射线圈，由电感L2和电容C2串联构成，通过互感与第三级线圈(6)耦合；第三级线圈(6)为能量接收线圈，由电感L3和电容C3串联构成，通过互感与负载线圈(7)耦合；负载线圈(7)由电感L4和电容C4串联构成，负载线圈(7)与输出负载(8)串联形成闭合回路。
四线圈结构的主要元器件：激励线圈L1、能量发射线圈L2、能量接收线圈L3、负载线圈L4、输出负载RL、调谐电容C2、C3和C4。
具体设计步骤如下：
(1)根据图3所示的电路原理图列出等效KVL方程，解出各级线圈之间的互感；
等效KVL方程为：
式中：Z2＝R2+jωL2+1/jωC2，Z3＝R3+jωL3+1/jωC3，Z4＝R4+jωL4+1/jωC4；ω为工作角频率，M12、M23和M34分别为四线圈相互之间的互感，R2、R3和R4分别为能量发射线圈L2、能量接收线圈L3、负载线圈L4的等效串联电阻，RL为输出负载，I1、I2、I3和I4分别为四线圈回路内的电流，Us为E类功率放大器的输出电压。
为保证四线圈结构的传输效率，减少系统的无功损耗，使除激励线圈之外的其他线圈均处于谐振状态，所以Im(Z2)＝Im(Z3)＝Im(Z4)＝0，即Z2＝R2，Z3＝R3，Z4＝R4；由于激励线圈是E类功率放大器的谐振电感L1，根据E类功率放大器的工作特性，当满足ZVS 条件时不存在无功损耗。
(2)根据公式(11)进一步推算出：
式中：Poc为四线圈结构的输出功率，ηc为四线圈结构的效率，Rin为输入阻抗；M12、M23和M34分别为相邻线圈之间的互感，RL为输出负载，Us为E类功率放大器的输出电压，ω为工作角频率，R2、R3和R4分别为能量发射线圈L2、能量接收线圈L3、负载线圈L4的等效串联电阻。
(3)根据互感M与线圈参数和工作频率f之间的关系，可得出四线圈结构的输出功率Poc与线圈参数之间的关系；
线圈之间的互感M由纽曼公式得到：
式中：N1和N2分别为相邻两线圈的匝数，μ0为真空磁导率，r1和r2为两线圈的半径，θ和Φ为两个线圈内的角度，d为两线圈之间的轴间间距。
由于谐振线圈在高频下有集肤效应和邻近效应，其中，邻近效应对线圈内阻的影响较大，为减少其对线圈等效内阻的影响，线圈采用空心铜管绕制并使用带匝间距的绕制方法，螺旋线圈损耗电阻的近似计算公式如下：
式中：ω为工作角频率，μ0为真空磁导率，σ为电导率，N为线圈匝数，r为线圈半径，a为导线半径。
本发明所涉及的线圈皆为同轴螺旋线圈且半径r相等，其中，能量发射线圈L2和能量接收线圈L3的匝数相等，负载线圈L4为单匝线圈。当对无线能量传输系统进行设计时，会给出设计所需的输出功率Po、能量发射线圈L2和能量接收线圈L3之间的传输距离d23和系统工作角频率ω等；根据工作所需的功率和频率，可以完成E类功率放大器的设计，可得到谐振电感L1的具体参数并根据以下公式得到谐振电感L1的匝数：
式中：μrc为磁芯的相对磁导率，μ0为真空磁导率，r为线圈半径，N为线圈匝数； lc＝Na+(N-1)，a为导线半径，s为匝间距。
(4)结合四线圈结构的输入阻抗Rin对E类功率放大器的负载电流相位φ、输出功率Po和效率η的变化，完成系统整体设计；
当进行整体系统传输效率分析时，选择线圈匝数N和线圈半径r作为基本设计变量，可得到等效输入阻抗Rin关于N,r的函数Rin(N,r)，进而得到效率ηc关于N,r的函数ηc(N,r)，并将输出功率Po和系统效率η表示为关于N,r的函数Po(N,r)和η(N,r)，可以清晰明了地分析出N,r与系统整体传输效率和功率之间的关系，系统整体的功率Po和效率η为：
3、无线能量传输系统的总体设计
为准确形象地描述本发明所述无线能量传输系统的效率η和功率Po与线圈半径r和线圈匝数N之间的关系，以及系统整体设计的过程，采用仿真软件与数值计算软件相结合的方式对系统进行设计和分析，系统的设计指标如表1所示；
| 项目 | 参数 | 单位 |
| 工作频率f | 3 | MHZ |
| 传输距离d | 0.4 | m |
| 输出功率Po | 40 | w |
| 系统效率η | 90％ | -- |
| 输出负载R<sub>L</sub> | 50 | Ω |
表1
(1)E类功率放大器的设计
E类功率放大器选用IRF200b211，根据公式(1)至(4)及表1的设计参数，同时选取品质因数QL＝7，直流电压V1＝40V，可得E类功率放大器的参数如表2所示；
| 项目 | 参数 | 单位 |
| 谐振电感L<sub>1</sub> | 8.65 | μH |
| 谐振电容C<sub>1</sub> | 393 | pF |
| 并联电容C<sub>0</sub> | 422 | pF |
| 直流电压源V<sub>1</sub> | 40 | V |
| 理想负载R<sub>opt</sub> | 23 | Ω |
表2
由公式(5)至(10)可得出，E类功率放大器的负载(输入阻抗Rin)变化时，负载电流相位φ、效率ηE和输出功率PoE的变化规律，其变化规律如图4和图5所示；由图4可知，E类功率放大器的负载(输入阻抗Rin)的变化对负载电流的相位角影响较小，输入阻抗Rin在1Ω-100Ω范围内变化时，负载电流的相位基本维持在-0.56弧度。由图5可知，E类功率放大器的效率ηE和输出功率PoE随输入阻抗Rin变化明显，但效率ηE和输出功率PoE的最大值并不在相同的负载阻抗Rin处达到，这是由于负载阻抗Rin不为最佳负载阻抗时，E类功率放大器并不工作在最佳ZVS条件下，功率管关断时两端电压不为0，所以导致E类功率放大器的功率较大而效率不足。
(2)四线圈结构参数设计
在对线圈匝数N及线圈半径r进行设计时，根据输入阻抗Rin与理想负载Ropt的大小，将激励线圈L1与能量发射线圈L2之间的间距d12，以及能量接收线圈L3与负载线圈L4之间的间距d34设初始值15cm，使得输入阻抗Rin在一定的变化范围内包含理想负载Ropt(23Ω)。根据公式(12)至(14)可以得到，输入阻抗Rin关于线圈匝数 N和线圈半径r的变化规律如图6所示；为了方便分析E类功率放大器的谐振电感L1 的匝数取整数，通过调节匝间距对感值进行微调。由图6可见，等效输入阻抗Rin呈阶梯状分布，这是由于激励线圈的匝数取整，激励线圈的电感大小是由E类功率放大器的谐振电感L1决定的，因此，当线圈的半径变化时，根据公式(15)可推导出激励线圈的匝数如下：
式中：L1为E类功率放大器的谐振电感，也即初级线圈的电感，r为线圈半径，μrc为磁芯的相对磁导率，μ0为真空磁导率；lc为磁芯长度，lc＝Na+(N-1)s，N为线圈匝数， a为导线半径，s为匝间距。当线圈半径r逐渐增大时，为保证初级线圈的电感大小，线圈匝数会阶梯式的减小，而互感M12的大小与线圈的匝数成正比(由纽曼公式可见)，所以初级线圈匝数的阶梯式减小导致互感M12的大幅减少而输入阻抗的大小与M12的平方成正比，所以输入阻抗的大小在初级线圈匝数出现阶梯式降低时会出现大幅的降低，在匝数稳定后又随着线圈半径的增大使得互感逐渐增大等效输入阻抗又逐渐增加。
在整体趋势上，输入阻抗Rin随着半径的增大而增大，且存在最优半径和匝数，使输入阻抗Rin接近理想负载阻抗，从而使系统达到最佳工作状态，但具体匝数及半径的取值并不明显，需要进一步通过整体系统功率Po及效率η与线圈匝数N和线圈半径r 之间的关系确定。整体系统功率Po及效率η关于线圈匝数N和线圈半径r的变化规律如图7和8所示。
由图7和8可见，当线圈半径r和线圈匝数N变化时，由于输入阻抗Rin的阶梯状分布，导致电源的输出电压也呈阶梯状，因此在等效输入阻抗Rin随着线圈半径r和匝数N增大的过程中，一方面系统的功率Po及效率η在等效输入阻抗Rin在越接近最佳负载阻抗时越大，另一方面又由于初级线圈匝数取整半径增大到一定程度时会发生匝数的减少导致互感M12大幅降低，使得输入阻抗Rin突变、输出电压也随之变化，在这两个因素的作用下，系统整体的功率Po及效率η呈现阶梯状并存在多个峰值，但整体趋势存在一个最大值。通过仿真分析得出，最佳的线圈匝数N＝10、线圈半径r＝0.2m；虽然存在功率Po及效率η的峰值，但此时的系统最大效率不足90％，最大功率仅为31W，未达到理想工作状态。这是由于d12和d34设定了初始值，使得等效输入阻抗Rin的调节范围有限，这就需要以d12和d34作为基本设计变量，对系统参数进行设计。整体系统功率Po及效率η关于d12和d34的变化规律如图9所和10示。
由图9和10可见，存在最优的激励线圈L1与能量发射线圈L2间距d12和能量接收线圈L3与负载线圈L4间距d34，使整体系统的功率Po及效率η达到最优，最优激励线圈L1与能量发射线圈L2间距d12为0.17m，最优能量接收线圈L3与负载线圈L4 间距d34为0.16m，此时系统有最大效率93％及理想的输出功率38W。
四线圈结构的主要设计参数如表3所示，
| 项目 | 参数 | 单位 |
| 能量发射线圈和能量接收线圈匝数N | 10 | 匝 |
| 线圈半径r | 0.2 | m |
| 激励线圈匝数N<sub>1</sub> | 3 | 匝 |
| 激励线圈与能量发射线圈间距d<sub>12</sub> | 0.16 | m |
| 能量接收线圈与负载线圈间距d<sub>34</sub> | 0.17 | m |
表3
以上仅表达了本发明创造的实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明创造专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创造构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明创造的保护范围。因此，本发明创造专利的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (6)
1.一种磁耦合谐振式无线能量传输系统，其特征在于：包括门极驱动信号源(1)、功率管(2)、漏极直流输入(3)、并联电容和LC谐振电路(4)、第二级线圈(5)、第三级线圈(6)、接收线圈(7)和输出负载(8)；
门极驱动信号源(1)接入功率管(2)的栅极，漏极直流输入(3)接入功率管(2)的漏极，功率管(2)的漏极输出经并联电容和LC谐振电路(4)传输至第二级线圈(5)，第二级线圈(5)传输至第三级线圈(6)，第三级线圈(6)传输至接收线圈(7)，接收线圈(7)接入输出负载(8)。
2.根据权利要求1所述的磁耦合谐振式无线能量传输系统，其特征在于：漏极直流输入(3)由电容C5、直流电压源V1和扼流线圈RFL组成，直流电压源V1的负极串联电容C5接地，直流电压源V1的正极串联扼流线圈RFL连接功率管(2)的漏极。
3.根据权利要求1所述的磁耦合谐振式无线能量传输系统，其特征在于：并联电容和LC谐振电路(4)由并联电容C0、谐振电感L1和谐振电容C1组成，并联电容C0并联在功率管(2)的漏极与源极之间，功率管(2)的源极接地，谐振电感L1和谐振电容C1串联接于并联电容C0的两端。
4.根据权利要求1所述的磁耦合谐振式无线能量传输系统，其特征在于：第二级线圈(5)由电感L2和电容C2串联而成。
5.根据权利要求1所述的磁耦合谐振式无线能量传输系统，其特征在于：第三级线圈(6)由电感L3和电容C3串联而成。
6.根据权利要求1所述的磁耦合谐振式无线能量传输系统，其特征在于：接收线圈(7)由电感L4和电容L4串联而成，电感L4、电容L4和输出负载(8)组成闭合回路。
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN201920665756.6U Active CN209930044U (zh) | 2019-05-10 | 2019-05-10 | 一种磁耦合谐振式无线能量传输系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN209930044U (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110061572A (zh) * | 2019-05-10 | 2019-07-26 | 国网江苏省电力有限公司南京供电分公司 | 一种基于e类功率放大器和四线圈结构的磁耦合谐振式无线能量传输系统 |
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2019
- 2019-05-10 CN CN201920665756.6U patent/CN209930044U/zh active Active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110061572A (zh) * | 2019-05-10 | 2019-07-26 | 国网江苏省电力有限公司南京供电分公司 | 一种基于e类功率放大器和四线圈结构的磁耦合谐振式无线能量传输系统 |
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| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |