CN108199497B - 基于传输线的无线电能传输系统 - Google Patents

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Abstract

基于传输线的无线电能传输系统，属于电能无线传输领域，解决了现有磁耦合谐振式无线电能传输系统因采用集中参数电路网络来进行阻抗匹配而导致自身结构复杂的问题。所述无线电能传输系统：基于长线的主传输单元与高频电源相连，所述主传输单元、基于无损短线的阻抗匹配单元、滤波单元与磁耦合谐振单元依次相连，磁耦合谐振单元与负载相连。所述主传输单元用于电能的远距离传输，所述阻抗匹配单元用于使所述主传输单元与磁耦合谐振单元实现阻抗匹配，滤波单元用于滤除高次谐波，磁耦合谐振单元用于实现高频电源与负载之间的无线电能传输。本发明所述的基于传输线的无线电能传输系统适用于电能的高效无线传输以及稳定电源和负载的功率。

Description

基于传输线的无线电能传输系统
技术领域
本发明涉及一种无线电能传输系统，属于电能无线传输领域。
背景技术
磁耦合谐振式无线电能传输作为一项新兴的电能无线传输方式，因具有安全性好、可靠性高、环境亲和性强和维护费用低等诸多优点，正越来越多地应用于电动汽车、生物医学、仪器仪表、智能服装及家用电器等领域。
磁耦合谐振式无线电能传输系统的原理为：通过具有相同谐振频率的发射线圈与接收线圈之间的强电磁耦合效应来实现电能的无线传输。在理论上，磁耦合谐振式无线电能传输系统能够在米级范围内实现电能的高效传输。
为了实现高频电能的无反射传输以及稳定电源和负载的功率，现有的磁耦合谐振式无线电能传输系统通常采用由变压器或者电抗元件构成的集中参数电路网络来实现阻抗匹配。然而，对于高频电能的无线传输来说，这种集中参数电路网络导致磁耦合谐振式无线电能传输系统的结构过于复杂，制造难度大。从另一方面来说，这种集中电路网络的体积较大，进而导致磁耦合谐振式无线电能传输系统的体积较大，从而对磁耦合谐振式无线电能传输系统的适用范围产生了一定的影响。
发明内容
本发明为解决现有磁耦合谐振式无线电能传输系统因采用集中参数电路网络来进行阻抗匹配而导致自身结构复杂的问题，提出了一种基于传输线的无线电能传输系统。
本发明所述的基于传输线的无线电能传输系统包括基于长线的主传输单元1、基于无损短线的阻抗匹配单元2、滤波单元3和磁耦合谐振单元4；
所述主传输单元1与高频电源US相连，所述主传输单元1、所述阻抗匹配单元2、滤波单元3和磁耦合谐振单元4依次相连，磁耦合谐振单元4与负载RL相连；
所述主传输单元1用于电能的远距离传输；
所述阻抗匹配单元2用于使所述主传输单元1与磁耦合谐振单元4实现阻抗匹配；
滤波单元3用于滤除高次谐波；
磁耦合谐振单元4用于实现高频电源US与负载RL之间的无线电能传输。
作为优选的是，所述主传输单元1包括第一传输线W1和第二传输线W2，所述阻抗匹配单元2包括第三传输线W3和第四传输线W4，第一传输线W1和第二传输线W2均为长线且等长，第三传输线W3和第四传输线W4均为无损短线且等长；
第一传输线W1的第一端和第二传输线W2的第一端分别与高频电源US的两端相连，第一传输线W1的第二端和第二传输线W2的第二端分别与第三传输线W3的第一端和第四传输线W4的第一端相连；
磁耦合谐振单元4包括原边线圈LP和副边线圈LQ；
滤波单元3的第一端同时与第三传输线W3的第二端和原边线圈LP的第一端相连，滤波单元3的第二端同时与第四传输线W4的第二端和原边线圈LP的第二端相连；
副边线圈LQ的两端分别与负载RL的两端相连。
作为优选的是，滤波单元3包括滤波电感L和滤波电容C；
滤波电感L的第一端与滤波电容C的第一端的公共端为滤波单元3的第一端，滤波电感L的第二端与滤波电容C的第二端的公共端为滤波单元3的第二端。
作为优选的是，磁耦合谐振单元4还包括原边补偿电容CP、原边电阻RP、副边补偿电容CQ和副边电阻RQ；
滤波单元3的第一端通过原边电阻RP与原边线圈LP的第一端相连，滤波单元3的第二端通过原边补偿电容CP与原边线圈LP的第二端相连；
副边线圈LQ的第一端通过副边电阻RQ与负载RL的第一端相连，副边线圈LQ的第二端通过副边补偿电容CQ与负载RL的第二端相连；
原边线圈LP的第一端与副边线圈LQ的第一端为同名端。
作为优选的是，高频电源US的工作频率f为50kHz。
作为优选的是，所述无线电能传输系统满足：
Zin＝Zc2＝Z′in (一)
公式(一)中，Zin为磁耦合谐振单元4的输入阻抗，Zc2为所述阻抗匹配单元2的波阻抗，Z′in为所述阻抗匹配单元2的输入阻抗；
Figure BDA0001558919920000021
公式(二)中，RP为原边电阻RP的阻值，RQ为副边电阻RQ的阻值，RL为负载RL的阻值，M为磁耦合谐振单元4的互感系数，ω为谐振角频率；
Figure BDA0001558919920000022
公式(三)中，ZL为负载阻抗，j为虚数单位，β为相位常数，第三传输线W3和第四传输线W4的长度均为l2。
作为优选的是，原边补偿电容CP满足：
Figure BDA0001558919920000031
公式(四)中，CP为原边补偿电容Cp的电容值，LP为原边线圈LP的电感值；
副边补偿电容CQ满足：
Figure BDA0001558919920000032
公式(五)中，CQ为副边补偿电容CQ的电容值，LQ为副边线圈LQ的电感值。
本发明所述的基于传输线的无线电能传输系统，通过基于无损短线的阻抗匹配单元来实现基于长线的主传输单元与负载的阻抗匹配，即所述基于传输线的无线电能传输系统的传输线的输出端处于阻抗匹配状态，以提高高频电能的无线传输效率。所述阻抗匹配单元基于无损传输线理论，相对于由变压器或者电抗元件构成的集中参数电路网络，所述阻抗匹配单元的结构简单，使得所述基于传输线的无线电能传输系统的制造难度较低。相应地，所述基于传输线的无线电能传输系统的体积也较小，在一定程度上拓宽了其适用范围。
附图说明
在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的基于传输线的无线电能传输系统进行更详细的描述，其中：
图1为实施例所述的基于传输线的无线电能传输系统的结构框图；
图2为实施例所述的基于传输线的无线电能传输系统的电路原理图；
图3为实施例提及的磁耦合谐振单元的电路拓扑图；
图4为实施例提及的有无阻抗匹配单元作用下的高频电源功率随耦合系数的变化曲线图；
图5为实施例提及的阻抗匹配单元的波阻抗随耦合系数的变化曲线图；
图6为实施例提及的第三传输线的长度随耦合系数的变化曲线图；
图7为实施例提及的传输效率随耦合系数的变化曲线图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明所述的基于传输线的无线电能传输系统作进一步说明。
实施例：下面结合图1至图7详细地说明本实施例。
本实施例所述的基于传输线的无线电能传输系统包括基于长线的主传输单元1、基于无损短线的阻抗匹配单元2、滤波单元3和磁耦合谐振单元4；
所述主传输单元1与高频电源US相连，所述主传输单元1、所述阻抗匹配单元2、滤波单元3和磁耦合谐振单元4依次相连，磁耦合谐振单元4与负载RL相连；
所述主传输单元1用于电能的远距离传输；
所述阻抗匹配单元2用于使所述主传输单元1与磁耦合谐振单元4实现阻抗匹配；
滤波单元3用于滤除高次谐波；
磁耦合谐振单元4用于实现高频电源US与负载RL之间的无线电能传输。
本实施例的主传输单元1包括第一传输线W1和第二传输线W2，本实施例的阻抗匹配单元2包括第三传输线W3和第四传输线W4，第一传输线W1和第二传输线W2均为长线且等长，第三传输线W3和第四传输线W4均为无损短线且等长；
第一传输线W1的第一端和第二传输线W2的第一端分别与高频电源US的两端相连，第一传输线W1的第二端和第二传输线W2的第二端分别与第三传输线W3的第一端和第四传输线W4的第一端相连；
磁耦合谐振单元4包括原边线圈LP和副边线圈LQ；
滤波单元3的第一端同时与第三传输线W3的第二端和原边线圈LP的第一端相连，滤波单元3的第二端同时与第四传输线W4的第二端和原边线圈LP的第二端相连；
副边线圈LQ的两端分别与负载RL的两端相连。
本实施例的滤波单元3包括滤波电感L和滤波电容C；
滤波电感L的第一端与滤波电容C的第一端的公共端为滤波单元3的第一端，滤波电感L的第二端与滤波电容C的第二端的公共端为滤波单元3的第二端。
本实施例的磁耦合谐振单元4还包括原边补偿电容CP、原边电阻RP、副边补偿电容CQ和副边电阻RQ；
滤波单元3的第一端通过原边电阻RP与原边线圈LP的第一端相连，滤波单元3的第二端通过原边补偿电容CP与原边线圈LP的第二端相连；
副边线圈LQ的第一端通过副边电阻RQ与负载RL的第一端相连，副边线圈LQ的第二端通过副边补偿电容CQ与负载RL的第二端相连；
原边线圈LP的第一端与副边线圈LQ的第一端为同名端。
本实施例的高频电源US的工作频率f为50kHz。
本实施例所述的基于传输线的无线电能传输系统满足：
Zin＝Zc2＝Z′in (一)
公式(一)中，Zin为磁耦合谐振单元4的输入阻抗，Zc2为所述阻抗匹配单元2的波阻抗，Z′in为所述阻抗匹配单元2的输入阻抗；
Figure BDA0001558919920000051
公式(二)中，RP为原边电阻RP的阻值，RQ为副边电阻RQ的阻值，RL为负载RL的阻值，M为磁耦合谐振单元4的互感系数，ω为谐振角频率；
Figure BDA0001558919920000052
公式(三)中，ZL为负载阻抗，j为虚数单位，β为相位常数，第三传输线W3和第四传输线W4的长度均为l2。
本实施例的原边补偿电容CP满足：
Figure BDA0001558919920000053
公式(四)中，CP为原边补偿电容Cp的电容值，LP为原边线圈LP的电感值；
本实施例的副边补偿电容CQ满足：
Figure BDA0001558919920000054
公式(五)中，CQ为副边补偿电容CQ的电容值，LQ为副边线圈LQ的电感值。
下面详细介绍本实施例所述的基于传输线的无线电能传输系统的各个功能单元：
高频电源US：本实施例选用有效值为US，内阻为RS，工作频率为50kHz的电压源，便于电压信号以电磁波形式有效地辐射至空间，利于后续的无线电能传输。
基于长线的主传输单元：为了实现高频电能的远距离传输，主传输单元采用分布参数有损传输线模型。第一传输线W1和第二传输线W2的长度均为l1，主传输单元的每单位(往返)的电阻、电感、电容和电导分别为R0、L0、C0和G0。根据传输线理论，主传输单元的波阻抗
Figure BDA0001558919920000055
传输系数
Figure BDA0001558919920000056
α为衰减常数，β为相位常数。
基于无损短线的阻抗匹配单元：该单元通过等效变换负载阻抗来稳定高频电源US的功率，从而提高电能传输效率。因其传输距离较短，可以视为无损传输线。第三传输线W3和第四传输线W4的长度均为l2，阻抗匹配单元的波阻抗为Zc2。
由传输线的相关知识可知，沿线正弦稳态解由正向行波和反向行波共同组成。当负载阻抗等于均匀传输线的波阻抗时,均匀传输线的电压和电流的反向行波均为0。这种工作状态称为负载与传输线的匹配。在这种无反射匹配状态下，电能传输的效率很高。在阻抗匹配状态下，阻抗匹配单元的输入阻抗Z′in等于主传输单元的波阻抗Zc1。
当Zin＝Zc2时，阻抗匹配单元的输入阻抗Z′in为：
Figure BDA0001558919920000061
利用此式实现阻抗变换的功能。设计合理的阻抗匹配单元的参数以及补偿电容使系统满足Zin＝Zc2,Z′in＝Zc1，从而提高电能的传输效率，同时保证高频电源US的供电稳定性。
为了验证阻抗匹配单元可以实现预期目标，设置参数如下：
US＝220V，RS＝20Ω，f＝50kHz，l1＝300km，LP＝LQ＝3mH，k＝0.5，RL＝180Ω；
由MATLAB计算阻抗匹配单元的参数为：R0＝0.075Ω/km，L0＝1.2764μH/km，C0＝8.7535pF/km，G0≈0，CP＝CQ＝3.3774μF，Zc2＝644.2836Ω，l2＝1418.8m，高频电源US的功率PS＝119.0223W，负载RL消耗的功率PL＝88.9151W，传输效率η为74.7％，k为磁耦合谐振单元的耦合系数，
Figure BDA0001558919920000062
M为互感系数。
将上述阻抗匹配单元的参数代入Multisim上运行，并将两个功率表分别置于高频电源US和负载RL，得到传输效率为74.56％,对比理论计算的传输效率η，误差在1％以内。
下面为了验证阻抗匹配单元的性能指标，将电力传输过程中有无阻抗匹配单元做一组对比，将耦合系数k分别设置成0.1、0.3、0.5和0.7，对比有无阻抗匹配单元的高频电源功率、负载功率、传输效率以及阻抗匹配单元下的理论传输效率与仿真传输效率，分别如表1～表3所示：
表1 有阻抗匹配单元时的高频电源功率、负载功率和传输效率对比
耦合系数 高频电源功率(W) 负载功率(W) 传输效率(％)
0.1 123.42 55.06 44.60
0.3 120.50 85.56 71.00
0.5 114.425 85.314 74.56
0.7 118.43 87.40 73.80
表2 无阻抗匹配单元时的高频电源功率、负载功率和传输功率对比
耦合系数 高频电源功率(W) 负载功率(W) 传输效率(％)
0.1 192.25 63.77 32.49
0.3 108.64 78.16 71.94
0.5 47.32 37.30 78.80
0.7 25.66 20.47 79.76
表3 有阻抗匹配单元时的理论传输效率与仿真传输效率对比
耦合系数 理论传输效率 仿真传输效率 相对误差
0.1 45.0％ 44.6％ 0.9％
0.3 71.2％ 71.0％ 0.3％
0.5 74.7％ 74.56％ 0.19％
0.7 75.7％ 73.8％ 2.6％
根据上表可知：在有无阻抗匹配单元时，传输效率相差无几，但是在无阻抗匹配单元时，高频电源功率和负载功率并不稳定，这对于电力传输系统是有害的。在有阻抗匹配单元时，高频电源功率较为稳定，这有效地保证了电力供应的稳定性。
有无阻抗匹配单元作用下的高频电源功率随耦合系数的变化曲线如图4所示，图中的实线为有阻抗匹配单元时的高频电源功率随耦合系数的变化曲线，虚线为无阻抗匹配单元时的高频电源功率随耦合系数的变化曲线。图5为阻抗匹配单元的波阻抗随耦合系数的变化曲线图。图6为第三传输线的长度随耦合系数的变化曲线图。图7为传输效率随耦合系数的变化曲线图。
根据图7可知：随着耦合系数的增大，传输效率曲线趋于平稳。理论计算结果表明，当耦合系数大于0.31时，传输效率将保持在70％～75％的稳定状态，这在实际工程上对于耦合系数不能保证很高的情况下追求高传输效率具有重要意义。另外，根据图5和图6可知：阻抗匹配单元的波阻抗和第三传输线的长度始终保持在易于实现的合理范围内。
滤波单元：本实施例的滤波单元为LC并联谐振网络，用于滤除电网中的高次谐波，同时让基波能够无损耗传输，能够明显改善电能质量。
对于LC并联谐振网络，理论上当输入波的频率与LC并联谐振网络的谐振频率相同时，LC并联谐振网络的阻抗无穷大，设基波频率为f0，角频率ω0＝2πf0，则k次谐波角频率ωk＝k×ω0＝2kπf0。当基波经过LC并联谐振网络时，LC并联谐振网络相当于断路状态，使得基波顺利通过，到磁耦合谐振单元。而当k次谐波经过LC并联谐振网络时，LC并联谐振网络处于失谐状态，滤除谐波，即达到抑制谐波的目的。
k次谐波的滤波单元的总阻抗为：
Figure BDA0001558919920000081
依据基波谐振频率50kHz，选取L尽可能小为1μH，C＝10.13μF。
耦合系数为0.3时滤波单元的谐波抑制效率随高频电源功率的变化如表4所示：
表4 耦合系数为0.3时滤波单元的谐波抑制效率随高频电源功率的变化
Figure BDA0001558919920000082
根据表4可知：在基波影响较小的情况下，高次谐波得到了较好的抑制。
磁耦合谐振单元：本实施例的磁耦合谐振单元的电路拓扑图如图3所示。理论上，当初级回路的谐振频率与次级回路的谐振频率一致时，次级线圈接收的能量最大，系统传递性能最强。因此，副边补偿电容CQ满足：
Figure BDA0001558919920000083
对于无线电能传输的初级回路，为了减小高频电源US的视在功率,初级回路应当工作在负载阻抗的零相角频率上。通过调节原边补偿电容CP的电容值CP可以实现这一点,使得在该频率点上从高频电源US来看负载阻抗角为零，减少了无功分量,提高传输效率。
将次级回路等效到初级回路,磁耦合谐振单元的输入阻抗Zin为：
Figure BDA0001558919920000091
在次级回路谐振的情况下，副边线圈LQ串联副边补偿电容CQ的相当于短路，负载阻抗ZL＝RQ+RL为纯实数，因此要让输入电抗为0，故有
Figure BDA0001558919920000092
由此可计算得到初级回路的原边补偿电容
Figure BDA0001558919920000093
这时磁耦合谐振单元的输入阻抗Zin为：
Figure BDA0001558919920000094
本实施例采用基于长线的主传输单元有效地延长了电能的有线传输距离。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (7)

1.基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，所述无线电能传输系统包括基于长线的主传输单元(1)、基于无损短线的阻抗匹配单元(2)、滤波单元(3)和磁耦合谐振单元(4)；
所述主传输单元(1)与高频电源US相连，所述主传输单元(1)、所述阻抗匹配单元(2)、滤波单元(3)和磁耦合谐振单元(4)依次相连，磁耦合谐振单元(4)与负载RL相连；
所述主传输单元(1)用于电能的远距离传输；
所述阻抗匹配单元(2)用于使所述主传输单元(1)与磁耦合谐振单元(4)实现阻抗匹配；
滤波单元(3)为LC并联谐振网络，用于滤除高次谐波，同时用于让基波能够无损耗传输；
设基波频率为f0，角频率ω0＝2πf0，则k次谐波角频率ωk＝k×ω0＝2kπf0；当基波经过LC并联谐振网络时，LC并联谐振网络相当于断路状态，使得基波顺利通过，到磁耦合谐振单元(4)；而当k次谐波经过LC并联谐振网络时，LC并联谐振网络处于失谐状态，滤除谐波；
k次谐波的滤波单元的总阻抗为：
Figure FDA0003499353580000011
依据基波谐振频率50kHz，选取L为1μH，C＝10.13μF；
磁耦合谐振单元(4)用于实现高频电源US与负载RL之间的无线电能传输。
2.如权利要求1所述的基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，所述主传输单元(1)包括第一传输线W1和第二传输线W2，所述阻抗匹配单元(2)包括第三传输线W3和第四传输线W4，第一传输线W1和第二传输线W2均为长线且等长，第三传输线W3和第四传输线W4均为无损短线且等长；
第一传输线W1的第一端和第二传输线W2的第一端分别与高频电源US的两端相连，第一传输线W1的第二端和第二传输线W2的第二端分别与第三传输线W3的第一端和第四传输线W4的第一端相连；
磁耦合谐振单元(4)包括原边线圈LP和副边线圈LQ；
滤波单元(3)的第一端同时与第三传输线W3的第二端和原边线圈LP的第一端相连，滤波单元(3)的第二端同时与第四传输线W4的第二端和原边线圈LP的第二端相连；
副边线圈LQ的两端分别与负载RL的两端相连。
3.如权利要求2所述的基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，滤波单元(3)包括滤波电感L和滤波电容C；
滤波电感L的第一端与滤波电容C的第一端的公共端为滤波单元(3)的第一端，滤波电感L的第二端与滤波电容C的第二端的公共端为滤波单元(3)的第二端。
4.如权利要求3所述的基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，磁耦合谐振单元(4)还包括原边补偿电容CP、原边电阻RP、副边补偿电容CQ和副边电阻RQ；
滤波单元(3)的第一端通过原边电阻RP与原边线圈LP的第一端相连，滤波单元(3)的第二端通过原边补偿电容CP与原边线圈LP的第二端相连；
副边线圈LQ的第一端通过副边电阻RQ与负载RL的第一端相连，副边线圈LQ的第二端通过副边补偿电容CQ与负载RL的第二端相连；
原边线圈LP的第一端与副边线圈LQ的第一端为同名端。
5.如权利要求4所述的基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，高频电源US的工作频率f为50kHz。
6.如权利要求5所述的基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，所述无线电能传输系统满足：
Zin＝Zc2＝Z′in (一)
公式(一)中，Zin为磁耦合谐振单元(4)的输入阻抗，Zc2为所述阻抗匹配单元(2)的波阻抗，Z′in为所述阻抗匹配单元(2)的输入阻抗；
Figure FDA0003499353580000021
公式(二)中，RP为原边电阻RP的阻值，RQ为副边电阻RQ的阻值，RL为负载RL的阻值，M为磁耦合谐振单元(4)的互感系数，ω为谐振角频率；
Figure FDA0003499353580000022
公式(三)中，ZL为负载阻抗，j为虚数单位，β为相位常数，第三传输线W3和第四传输线W4的长度均为l2。
7.如权利要求6所述的基于传输线的无线电能传输系统，其特征在于，原边补偿电容CP满足：
Figure FDA0003499353580000031
公式(四)中，CP为原边补偿电容Cp的电容值，LP为原边线圈LP的电感值；
副边补偿电容CQ满足：
Figure FDA0003499353580000032
公式(五)中，CQ为副边补偿电容CQ的电容值，LQ为副边线圈LQ的电感值。
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The Design of Wireless Power Transmission Matching Network Based on Uniform Lines;齐超等;《2017 IEEE International Conference on Systems , Man , and Cybernetics (SMC)》;20171201;第2556-2560页 *

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