CN113659684A - 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法 - Google Patents

副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113659684A
CN113659684A CN202110994364.6A CN202110994364A CN113659684A CN 113659684 A CN113659684 A CN 113659684A CN 202110994364 A CN202110994364 A CN 202110994364A CN 113659684 A CN113659684 A CN 113659684A
Authority
CN
China
Prior art keywords
compensation
constant
current
voltage
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110994364.6A
Other languages
English (en)
Inventor
钦超
杨金明
林学伟
蒋志杰
汤敏
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
South China University of Technology SCUT
Original Assignee
South China University of Technology SCUT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by South China University of Technology SCUT filed Critical South China University of Technology SCUT
Priority to CN202110994364.6A priority Critical patent/CN113659684A/zh
Publication of CN113659684A publication Critical patent/CN113659684A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/70—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the reduction of electric, magnetic or electromagnetic leakage fields
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种副边CL/S恒流恒压IPT充电系统及其参数设计方法，提出一种新型的基于三谐振CL补偿的恒流输出拓扑电路；基于三谐振CL补偿和S补偿，由恒流和恒压模式下的互感等效，推导出恒流恒压输出及ZPA特性，给出了恒流模式逆变电路的开关管实现ZVS或ZCS的条件，分析了器件内阻对恒流与恒压输出的影响情况，给出了系统的参数设计方法。通过调节一个不影响恒流输出值的附加电容大小，实现逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS软开关状态，以降低开关损耗。由恒流充电实际需求来配置副边补偿电感，再据此来匹配其它相关参数，从而满足在系统恒压输出不受影响的前提下，实现多级可调恒流输出，提高功率等级不局限于磁耦合机构的尺寸及参数。

Description

副边CL/S恒流恒压IPT充电系统及其参数设计方法
技术领域
本发明涉及无线电能传输的技术领域，尤其是指一种副边CL/S恒流恒压IPT充电系统及其参数设计方法。
背景技术
近年来，由于安全、方便、应用场景广等优点，感应电能传输技术(IPT)在交通、医疗、终端消费电子产品等领域获得了广泛应用，尤其是需要对电池进行恒流恒压充电的场景，如电动汽车的无线充电。IPT系统需要切换输出恒定的电流和恒定的电压。
IPT系统借助磁耦合机构，利用高频磁场来实现电能的无线传输，但原边发射线圈和副边接收线圈的漏感较大，需要借助谐振补偿电路来对原副边线圈电感进行补偿，以降低系统的无功功率，从而提升系统效率。目前，无线电能传输谐振补偿拓扑除了基本的四种S/S、S/P、P/S、P/P外，还包括SPS、LCL、LCC、CCL等高阶补偿网络，这些补偿网络可以实现恒流输出或恒压输出。
IPT系统实现恒流恒压方法目前主要有两种。一种是实时动态反馈控制的方法，通过在IPT系统的原边或副边加入DC-DC变换器，借助遗传等优化算法或PID、无源等控制率，可以实现原边或副边恒流和恒压输出。这类控制方法增加了IPT系统的控制复杂度，有的甚至需要原副边通信，在涉及频率调节时容易引起频率分裂现象。另一种是变结构补偿，由电感、电容等无源元件组成恒流和恒压补偿拓扑电路，在满足条件的时候借助开关进行拓扑切换，也可实现恒流恒压充电。
尽管已经有了一些IPT系统变结构补偿恒流恒压充电的研究，但这些研究大多都是基于已有的补偿拓扑来进行组合，有的只能在单一工作模式下实现ZPA；有的能在两种工作模式下实现ZPA，但不能灵活的实现逆变器开关管软开关，如实现逆变器开关管ZVS或ZCS；有的恒流恒压输出以及提高输出功率等级受磁耦合机构尺寸及参数限制；有的恒流输出和恒压输出等级不方便调整。因此，本发明是基于以上问题，针对IPT系统恒流恒压输出问题，提出一种新型的基于三谐振的副边CL/S变补偿恒流恒压IPT充电系统及参数设计方法，以实现恒流恒压切换输出，在两种工作模式都能实现ZPA特性，且在恒流充电模式下，可以通过调节一个不影响恒流输出电流值的附加电容来灵活地实现软开关，同时可以根据应用场景需求来改变副边补偿电感感值以获得实际需要的充电电流，实现提高恒流输出功率不受磁耦合机构尺寸及参数的限制。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种副边CL/S恒流恒压IPT充电系统及其参数设计方法，避免了IPT充电系统原副边通信，使原边工作状态不受副边工作状态影响，在“一对多”等需要保证原边工作稳定而副边情况复杂的应用场景中优势更加明显。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，该系统包括直流电源、高频逆变电路、原边补偿网络、磁耦合机构、副边变补偿网络、附加电容、整流滤波电路和负载；其中，所述直流电源由市电经整流滤波获得，或者直接由直流电压源供电；所述高频逆变电路为由第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管构成的单相全桥逆变电路，所述直流电源的正极分别与第一开关管和第三开关管连接，所述直流电源的负极分别与第二开关管和第四开关管连接；所述高频逆变电路的两个输出端产生高频方波交流电压，为后级供电；所述原边补偿网络由原边补偿电感和原边补偿电容组成，所述原边补偿电容与磁耦合机构的原边发射线圈并联后的整体再与原边补偿电感串联，构成T型LCL补偿；所述磁耦合机构由中间具有特定传输距离的原边发射线圈和副边接收线圈构成；所述副边变补偿网络由第一副边补偿电容、第二副边补偿电容、副边补偿电感以及双向开关和单刀双掷双向开关组成，所述第一副边补偿电容和双向开关串联后再与第二副边补偿电容并联形成的模块，其一端与副边接收线圈的一端连接，其另一端与单刀双掷双向开关的“1”脚相连，单刀双掷双向开关的“2”脚连接着副边补偿电感的一端，副边补偿电感的另一端连接着副边接收线圈的另一端以及整流滤波电路的一个输入端；所述附加电容的两端分别连接单刀双掷双向开关的“1”脚和“3”脚，同时单刀双掷双向开关的“3”脚连接整流滤波电路的另一个输入端；所述整流滤波电路由第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管和滤波电容构成，所述第一二极管与第四二极管构成一组二极管，所述第二二极管与第三二极管构成另一组二极管，两组二极管交替导通，将输入的交流电整流成直流电，滤波电容接在整流滤波电路的输出端进行滤波处理；所述负载接在整流滤波电路的输出端，与滤波电容并联。
进一步，所述副边变补偿网络包含由第二副边补偿电容、副边补偿电感和副边接收线圈构成的三谐振CL补偿以及由第二副边补偿电容、第一副边补偿电容和副边接收线圈构成的S补偿，且两种补偿拓扑的切换受双向开关和单刀双掷双向开关控制；当S1断开，S2连接“2”脚的时候，副边补偿为三谐振CL补偿，此时附加电容参与工作，实现恒流输出，第一副边补偿电容不参与工作；当S1闭合，S2连接“3”脚，副边补偿变为S补偿，附加电容不参与工作，第一副边补偿电容参与工作，实现恒压输出。
进一步，当系统中某处发生谐振时，谐振频率都与高频逆变电路输出的高频方波交流电压频率一致，系统工作频率f稳定，系统角频率ω＝2πf，其中系统工作频率f为高频逆变电路的工作频率，即系统角频率ω满足：
Figure BDA0003233359280000041
式中，L1为原边补偿电感的感值，C1为原边补偿电容的容值，LS为副边接收线圈的自感感值，L2为副边补偿电感的感值，C2为第二副边补偿电容的容值，C3为附加电容的容值，C4为第一副边补偿电容的容值；
当副边补偿为三谐振CL补偿时，副边接收线圈的自感、第二副边补偿电容、副边补偿电感三个无源元件构成三谐振CL补偿，满足三谐振关系：
Figure BDA0003233359280000042
此时能够实现恒流输出，输出电流
Figure BDA0003233359280000045
为：
Figure BDA0003233359280000043
式中，
Figure BDA0003233359280000046
为高频逆变电路的输出高频交流电压，其基波有效值为Uin；M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感；
当副边补偿为S补偿时，第一副边补偿电容与第二副边补偿电容并联构成的模块与副边接收线圈的自感发生谐振，此时能够实现恒压输出，输出电压
Figure BDA0003233359280000047
为：
Figure BDA0003233359280000044
原边采用LCL补偿，保证系统恒流恒压充电时原边发射线圈电流恒定，不受磁耦合机构互感以及副边负载变化影响。
进一步，当系统恒流输出时，通过设置附加电容与副边补偿电感满足谐振关系，即1-ω2L2C3＝0，ω为系统角频率，L2为副边补偿电感的感值，C3为附加电容的容值，能够使恒流输出时系统工作于ZPA状态，减少无功功率，降低器件应力，提高系统效率，此时系统输入阻抗为ZUI：
Figure BDA0003233359280000051
式中，L1为原边补偿电感的感值，M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感，C1为原边补偿电容的容值，Req为负载的阻值；
当系统恒压输出时，系统也工作于ZPA状态，此时系统输入阻抗为ZUU：
Figure BDA0003233359280000052
进一步，恒流模式下，通过调节一个与恒流输出电流值无关的附加电容的大小，能够使逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS状态，以减小开关损耗，调节公式为：
Figure BDA0003233359280000053
式中，ZUI为系统恒流输出时的输入阻抗，ω为系统角频率，L1为原边补偿电感的感值，L2为副边补偿电感的感值，C1为原边补偿电容的容值，C3为附加电容的容值，M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感，Req为负载的阻值；
在特定范围内减小附加电容的容值C3，系统输入阻抗呈弱感性，利于实现ZVS，增大C3，系统输入阻抗呈弱容性，利于实现ZCS。
进一步，由恒流充电实际需求来配置副边补偿电感，再根据其感值L2来匹配其它相关参数，从而满足在系统恒压输出不受影响的前提下，实现多级可调恒流输出，提高功率等级不局限于磁耦合机构的尺寸及参数。
本发明也提供了上述副边CL/S恒流恒压IPT充电系统的参数设计方法，包括以下步骤：
S1、原边参数设计：
当已知磁耦合机构的原边发射线圈的自感感值LP、副边接收线圈的自感感值LS和两线圈之间互感感值M时，由谐振条件以及系统实现ZPA特性条件得原边补偿电感的感值L1以及原边补偿电容的容值C1的计算公式分别为：
L1＝LP
Figure BDA0003233359280000061
式中，ω为系统角频率；
S2、副边恒压参数设计：
高频逆变电路的输入直流电压值E与高频逆变电路的输出高频交流电压
Figure BDA0003233359280000068
的基波有效值Uin之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000062
整流滤波电路输入电压
Figure BDA0003233359280000066
的基波有效值Uout与整流后的充电电压值VB之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000063
结合恒压输出表达式得高频逆变电路的输入直流电压值E与充电电压值VB之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000064
根据实际应用需要的充电电压值VB大小，即可确定输入直流电压值E；
由谐振关系得第二副边补偿电容的容值C2、第一副边补偿电容的容值C4与副边接收线圈的自感感值LS之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000065
S3、副边恒流参数设计：
整流滤波电路输入电流
Figure BDA0003233359280000067
的基波有效值Iout与整流后的充电电流值IB之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000071
结合恒流输出表达式得高频逆变电路的输入直流电压值E与充电电流值IB满足：
Figure BDA0003233359280000072
根据实际应用需要的充电电流值IB，即可确定副边补偿电感的感值L2：
Figure BDA0003233359280000073
由系统谐振频率表达式得第二副边补偿电容的容值C2和附加电容的容值C3的计算公式分别为：
Figure BDA0003233359280000074
Figure BDA0003233359280000075
此时，附加电容的容值C3能够使系统实现ZPA特性，能够通过在特定范围内调节C3大小，使逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS状态，实现软开关，减小开关损耗，以提高系统效率。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
1、提出一种新型的基于三谐振CL补偿的恒流输出拓扑电路，同时可以实现IPT充电系统恒流恒压的切换输出。
2、可以保证恒流和恒压输出时都能实现系统ZPA特性，减少系统的无功功率，提高系统效率。
3、在恒流输出时，可以通过调节一个不影响恒流输出电流值的附加电容容值来灵活地使逆变电路的开关管实现ZVS或ZCS软开关，降低开关损耗，提高系统效率。
4、可以根据恒流充电实际需求来配置副边补偿电感，再据此值来匹配副边其它相关参数，从而满足在系统恒压输出不受影响的前提下，实现多级可调恒流输出，提高功率等级不局限于磁耦合机构的尺寸及参数。
总之，本发明提出一种新型的基于三谐振CL补偿的恒流输出拓扑电路，在实现恒流恒压切换输出的前提下，在两种工作模式下都能实现ZPA特性，减少系统无功功率，提高效率；且在恒流充电模式下，可以通过调节一个不影响恒流输出电流值的附加电容容值来灵活地使逆变电路的开关管实现ZVS或ZCS，减小开关损耗，提高效率；同时可以通过改变副边补偿电感感值来获得实际需要的充电电流，实现提高恒流输出功率不受磁耦合机构尺寸及参数的限制。本发明避免了IPT充电系统原副边通信，使原边工作状态不受副边工作状态影响，在“一对多”等需要保证原边工作稳定而副边情况复杂的应用场景中优势更加明显，仿真和实验也验证了本发明的有效性，具有实际应用价值，值得推广。
附图说明
图1是副边CL/S恒流恒压IPT充电系统的主电路结构图。
图2为恒流模式(开关S1断开，开关S2的“1”和“2”相连)时系统拓扑电路图。
图3为恒流模式系统等效电路图。
图4为理想情况下和考虑器件内阻时2A恒流输出随负载电阻变化曲线图。
图5为恒流模式下系统输入阻抗呈弱感性和弱容性相量图。
图6为恒流模式下系统输入阻抗相角与归一化参数C3之间关系图。
图7为归一化恒流输出与电池等效电阻负载和耦合系数变化关系图。
图8为恒压模式(开关S1闭合，开关S2的“1”和“3”相连)时系统拓扑电路图。
图9为恒压模式系统等效电路图。
图10为理想情况下和考虑器件内阻时28V恒压输出随负载电阻变化曲线图。
图11为副边CL/S恒流恒压IPT充电系统参数设计流程图。
图12为恒流模式下电池等效负载电阻从5Ω切换到10Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流仿真波形图。
图13为恒流模式下电池等效负载电阻为5Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。
图14为恒流模式下电池等效负载电阻为10Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。
图15为恒流模式下电池等效负载电阻从5Ω切换到10Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。
图16为恒压模式下电池等效负载电阻从20Ω切换到40Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流仿真波形图。
图17为恒压模式下电池等效负载电阻为20Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。
图18为恒压模式下电池等效负载电阻为40Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。
图19为恒压模式下电池等效负载电阻从20Ω切换到40Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
参见图1所示，本实施例公开了一种副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，该系统包括直流电源I、高频逆变电路II、原边补偿网络III、磁耦合机构IV、副边变补偿网络V、附加电容VI、整流滤波电路VII和负载VIII；其中，所述直流电源I由市电经整流滤波获得，或者直接由直流电压源供电；所述高频逆变电路II为由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4构成的单相全桥逆变电路，所述直流电源I的正极分别与第一开关管Q1和第三开关管Q3连接，所述直流电源I的负极分别与第二开关管Q2和第四开关管Q4连接；所述高频逆变电路II的两个输出端产生高频方波交流电压，为后级供电；所述原边补偿网络III由原边补偿电感和原边补偿电容组成，所述原边补偿电容与磁耦合机构IV的原边发射线圈并联后的整体再与原边补偿电感串联，构成T型LCL补偿；所述磁耦合机构IV由中间具有特定传输距离的原边发射线圈和副边接收线圈构成；所述副边变补偿网络V由第一副边补偿电容、第二副边补偿电容、副边补偿电感以及双向开关S1和单刀双掷双向开关S2组成，所述第一副边补偿电容和双向开关S1串联后再与第二副边补偿电容并联形成的模块，其一端与副边接收线圈的一端连接，其另一端与单刀双掷双向开关S2的“1”脚相连，单刀双掷双向开关S2的“2”脚连接着副边补偿电感的一端，副边补偿电感的另一端连接着副边接收线圈的另一端以及整流滤波电路VII的一个输入端b’；所述附加电容VI的两端分别连接单刀双掷双向开关S2的“1”脚和“3”脚，同时单刀双掷双向开关S2的“3”脚连接整流滤波电路VII的另一个输入端b；所述整流滤波电路VII由第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和滤波电容构成，所述第一二极管D1与第四二极管D4构成一组二极管，所述第二二极管D2与第三二极管D3构成另一组二极管，两组二极管交替导通，将输入的交流电整流成直流电，滤波电容接在整流滤波电路的输出端进行滤波处理；所述负载VIII接在整流滤波电路VII的输出端，与滤波电容并联。
原边补偿网络III采用的是LCL补偿，可以实现原边发射线圈电流恒定，不受副边工作状态的影响，在“一对多”等需要保证原边稳定工作而副边情况复杂的应用场景优势更加明显。LCL补偿拓扑由原边补偿电感L1、原边补偿电容C1和原边发射线圈自感LP共同组成，L1＝LP，
Figure BDA0003233359280000111
副边变补偿网络V包含由第二副边补偿电容、副边补偿电感和副边接收线圈构成的三谐振CL补偿以及由第二副边补偿电容、第一副边补偿电容和副边接收线圈构成的S补偿，且两种补偿拓扑的切换受双向开关S1和单刀双掷双向开关S2控制；当S1断开，S2连接“2”脚的时候，副边补偿为三谐振CL补偿，此时附加电容VI参与工作，实现恒流输出，第一副边补偿电容不参与工作，如图2所示，此时恒流输出等效电路如图3所示；当S1闭合，S2连接“3”脚，副边补偿变为S补偿，附加电容VI不参与工作，第一副边补偿电容参与工作，如图8所示，实现恒压输出，此时恒压输出等效电路如图9所示。
当系统中某处发生谐振时，谐振频率都与高频逆变电路II输出的高频方波交流电压频率一致，系统工作频率f稳定，系统角频率ω＝2πf，其中系统工作频率f为高频逆变电路II的工作频率，即系统角频率ω满足：
Figure BDA0003233359280000112
式中，L1为原边补偿电感的感值，C1为原边补偿电容的容值，LS为副边接收线圈的自感感值，L2为副边补偿电感的感值，C2为第二副边补偿电容的容值，C3为附加电容VI的容值，C4为第一副边补偿电容的容值；
当副边补偿为三谐振CL补偿时，副边接收线圈的自感、第二副边补偿电容、副边补偿电感三个无源元件构成三谐振CL补偿，满足三谐振关系：
Figure BDA0003233359280000121
此时能够实现恒流输出，输出电流
Figure BDA0003233359280000126
为：
Figure BDA0003233359280000122
式中，
Figure BDA0003233359280000124
为高频逆变电路II的输出高频交流电压，其基波有效值为Uin；M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感；
理想情况下和考虑器件内阻时2A恒流输出随电池等效负载电阻变化对比曲线如图4所示，考虑器件内阻时，恒流输出会随着电池等效负载电阻的增大呈降低趋势。
这种基于三谐振的恒流源设计方法具有普遍意义，可以用于其它相关领域。
当副边补偿为S补偿时，第一副边补偿电容与第二副边补偿电容并联构成的模块与副边接收线圈的自感发生谐振，此时能够实现恒压输出，输出电压
Figure BDA0003233359280000125
为：
Figure BDA0003233359280000123
理想情况下和考虑器件内阻时28V恒压输出随电池等效负载电阻变化的对比曲线如图10所示，考虑器件内阻时，恒压输出会随着电池等效负载电阻的增大呈降低趋势。因此，可以通过适当提高系统输入直流电压来抬升恒流输出和恒压输出，以稳定恒流输出和恒压输出。
原边采用LCL补偿，保证IPT系统恒流恒压充电时原边发射线圈电流恒定，不受磁耦合机构互感以及副边负载等变化影响，在“一对多”等需要原边工作稳定而不受副边复杂情况影响的应用场景中优势更明显。
当系统恒流输出时，通过设置附加电容VI与副边补偿电感满足谐振关系，即1-ω2L2C3＝0，ω为系统角频率，L2为副边补偿电感的感值，C3为附加电容VI的容值，能够使恒流输出时系统工作于ZPA状态，减少无功功率，降低器件应力，提高系统效率，此时系统输入阻抗为ZUI：
Figure BDA0003233359280000131
式中，L1为原边补偿电感的感值，M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感，C1为原边补偿电容的容值，Req为负载VIII即RB的阻值；
当系统恒压输出时，系统也工作于ZPA状态，此时系统输入阻抗为ZUU：
Figure BDA0003233359280000132
通过调节一个与恒流输出电流值无关的附加电容VI的大小，能够使逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS状态，如图5所示，图中(a)为弱感性相量图，(b)为弱容性相量图，以减小开关损耗，调节公式为：
Figure BDA0003233359280000133
式中，ZUI为系统恒流输出时的输入阻抗，ω为系统角频率，L1为原边补偿电感的感值，L2为副边补偿电感的感值，C1为原边补偿电容的容值，C3为附加电容VI的容值，M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感，Req为负载VIII的阻值；
可以参考图6系统输入阻抗相角与归一化参数C3之前的关系，在一定范围内适当减小C3，系统输入阻抗呈弱感性，利于实现ZVS，适当增大C3，系统输入阻抗呈弱容性，利于实现ZCS。
由恒流充电实际需求来配置副边补偿电感L2，再据此值来匹配其它相关参数，从而满足在系统恒压输出不受影响的前提下，实现多级可调恒流输出，提高功率等级不局限于磁耦合机构IV的尺寸及参数。
如图11所示，本实施例上述副边CL/S恒流恒压IPT充电系统的参数设计方法，包括以下步骤：
S1、原边参数设计：
当已知磁耦合机构IV的原边发射线圈的自感感值LP、副边接收线圈的自感感值LS和两线圈之间互感感值M时，由谐振条件以及系统实现ZPA特性条件得原边补偿电感的感值L1以及原边补偿电容的容值C1的计算公式分别为：
L1＝LP
Figure BDA0003233359280000141
式中，ω为系统角频率；
S2、副边恒压参数设计：
高频逆变电路II的输入直流电压值E与高频逆变电路II的输出高频交流电压
Figure BDA0003233359280000145
的基波有效值Uin之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000142
整流滤波电路VII输入电压
Figure BDA0003233359280000146
的基波有效值Uout与整流后的充电电压值VB之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000143
结合恒压输出表达式得高频逆变电路II的输入直流电压值E与充电电压值VB之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000144
根据实际应用需要的充电电压值VB大小，即可确定输入直流电压值E；
由谐振关系得第二副边补偿电容的容值C2、第一副边补偿电容的容值C4与副边接收线圈的自感感值LS之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000151
S3、副边恒流参数设计：
整流滤波电路VII输入电流
Figure BDA0003233359280000157
的基波有效值Iout与整流后的充电电流值IB之间满足关系：
Figure BDA0003233359280000152
结合恒流输出表达式得高频逆变电路II的输入直流电压值E与充电电流值IB满足：
Figure BDA0003233359280000153
根据实际应用需要的充电电流值IB，即可确定副边补偿电感的感值L2：
Figure BDA0003233359280000154
由系统谐振频率表达式得第二副边补偿电容的容值C2和附加电容VI的容值C3的计算公式分别为：
Figure BDA0003233359280000155
Figure BDA0003233359280000156
此时，附加电容VI的容值C3能够使系统实现ZPA特性，能够通过在特定范围内调节C3大小，使逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS状态，实现软开关，减小开关损耗，以提高系统效率。
由图7归一化恒流输出与归一化参数C2、C3、L2之间关系可知，在系统整体参数设计时，应当尽量减少各器件的参数误差，尤其是要降低副边补偿电感和第二副边补偿电容的参数误差。
图12为恒流模式下电池等效负载电阻从5Ω切换到10Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流仿真波形图。图13为恒流模式下电池等效负载电阻为5Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流波形图。图14为恒流模式下电池等效负载电阻为10Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流波形图。图15为恒流模式下电池等效负载电阻从5Ω切换到10Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流波形图。可以看出，恒流模式下，电池等效负载电阻在从5Ω切换到10Ω过程中，输出电流基本保持不变，输入电压和输入电流保持同相位，即本发明公开的系统可以实现与负载无关的恒流输出，可以实现系统ZPA特性，使系统输入阻抗为纯阻性，系统功率因数接近1。
图16为恒压模式下电池等效负载电阻从20Ω切换到40Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流仿真波形图。图17为恒压模式下电池等效负载电阻为20Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。图18为恒压模式下电池等效负载电阻为40Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。图19为恒压模式下电池等效负载电阻从20Ω切换到40Ω时逆变器输出电压及输出电流、充电电压及充电电流实验波形图。可以看出，恒压模式下，电池等效负载电阻在从20Ω切换到40Ω过程中，输出电压基本保持不变，输入电压和输入电流基本保持同相位，即本发明公开的系统也可以实现与负载无关的恒压输出，且可以实现系统ZPA特性，使系统输入阻抗为纯阻性，系统功率因数接近1。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，其特征在于：该系统包括直流电源(I)、高频逆变电路(II)、原边补偿网络(III)、磁耦合机构(IV)、副边变补偿网络(V)、附加电容(VI)、整流滤波电路(VII)和负载(VIII)；其中，所述直流电源(I)由市电经整流滤波获得，或者直接由直流电压源供电；所述高频逆变电路(II)为由第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)构成的单相全桥逆变电路，所述直流电源(I)的正极分别与第一开关管(Q1)和第三开关管(Q3)连接，所述直流电源(I)的负极分别与第二开关管(Q2)和第四开关管(Q4)连接；所述高频逆变电路(II)的两个输出端产生高频方波交流电压，为后级供电；所述原边补偿网络(III)由原边补偿电感和原边补偿电容组成，所述原边补偿电容与磁耦合机构(IV)的原边发射线圈并联后的整体再与原边补偿电感串联，构成T型LCL补偿；所述磁耦合机构(IV)由中间具有特定传输距离的原边发射线圈和副边接收线圈构成；所述副边变补偿网络(V)由第一副边补偿电容、第二副边补偿电容、副边补偿电感以及双向开关(S1)和单刀双掷双向开关(S2)组成，所述第一副边补偿电容和双向开关(S1)串联后再与第二副边补偿电容并联形成的模块，其一端与副边接收线圈的一端连接，其另一端与单刀双掷双向开关(S2)的“1”脚相连，单刀双掷双向开关(S2)的“2”脚连接着副边补偿电感的一端，副边补偿电感的另一端连接着副边接收线圈的另一端以及整流滤波电路(VII)的一个输入端(b’)；所述附加电容(VI)的两端分别连接单刀双掷双向开关(S2)的“1”脚和“3”脚，同时单刀双掷双向开关(S2)的“3”脚连接整流滤波电路(VII)的另一个输入端(b)；所述整流滤波电路(VII)由第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)和滤波电容构成，所述第一二极管(D1)与第四二极管(D4)构成一组二极管，所述第二二极管(D2)与第三二极管(D3)构成另一组二极管，两组二极管交替导通，将输入的交流电整流成直流电，滤波电容接在整流滤波电路的输出端进行滤波处理；所述负载(VIII)接在整流滤波电路(VII)的输出端，与滤波电容并联。
2.根据权利要求1所述的副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，其特征在于：
所述副边变补偿网络(V)包含由第二副边补偿电容、副边补偿电感和副边接收线圈构成的三谐振CL补偿以及由第二副边补偿电容、第一副边补偿电容和副边接收线圈构成的S补偿，且两种补偿拓扑的切换受双向开关(S1)和单刀双掷双向开关(S2)控制；当S1断开，S2连接“2”脚的时候，副边补偿为三谐振CL补偿，此时附加电容参与工作，实现恒流输出，第一副边补偿电容不参与工作；当S1闭合，S2连接“3”脚，副边补偿变为S补偿，附加电容不参与工作，第一副边补偿电容参与工作，实现恒压输出。
3.根据权利要求1所述的副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，其特征在于：
当系统中某处发生谐振时，谐振频率都与高频逆变电路(II)输出的高频方波交流电压频率一致，系统工作频率f稳定，系统角频率ω＝2πf，其中系统工作频率f为高频逆变电路(II)的工作频率，即系统角频率ω满足：
Figure FDA0003233359270000021
式中，L1为原边补偿电感的感值，C1为原边补偿电容的容值，LS为副边接收线圈的自感感值，L2为副边补偿电感的感值，C2为第二副边补偿电容的容值，C3为附加电容(VI)的容值，C4为第一副边补偿电容的容值；
当副边补偿为三谐振CL补偿时，副边接收线圈的自感、第二副边补偿电容、副边补偿电感三个无源元件构成三谐振CL补偿，满足三谐振关系：
Figure FDA0003233359270000022
此时能够实现恒流输出，输出电流
Figure FDA0003233359270000031
为：
Figure FDA0003233359270000032
式中，
Figure FDA0003233359270000033
为高频逆变电路(II)的输出高频交流电压，其基波有效值为Uin；M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感；
当副边补偿为S补偿时，第一副边补偿电容与第二副边补偿电容并联构成的模块与副边接收线圈的自感发生谐振，此时能够实现恒压输出，输出电压
Figure FDA0003233359270000034
为：
Figure FDA0003233359270000035
原边采用LCL补偿，保证系统恒流恒压充电时原边发射线圈电流恒定，不受磁耦合机构(IV)互感以及副边负载变化影响。
4.根据权利要求1所述的副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，其特征在于：
当系统恒流输出时，通过设置附加电容(VI)与副边补偿电感满足谐振关系，即1-ω2L2C3＝0，ω为系统角频率，L2为副边补偿电感的感值，C3为附加电容(VI)的容值，能够使恒流输出时系统工作于ZPA状态，减少无功功率，降低器件应力，提高系统效率，此时系统输入阻抗为ZUI：
Figure FDA0003233359270000036
式中，L1为原边补偿电感的感值，M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感，C1为原边补偿电容的容值，Req为负载(VIII)的阻值；
当系统恒压输出时，系统也工作于ZPA状态，此时系统输入阻抗为ZUU：
Figure FDA0003233359270000037
5.根据权利要求1所述的副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，其特征在于：
恒流模式下，通过调节一个与恒流输出电流值无关的附加电容(VI)的大小，能够使逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS状态，以减小开关损耗，调节公式为：
Figure FDA0003233359270000041
式中，ZUI为系统恒流输出时的输入阻抗，ω为系统角频率，L1为原边补偿电感的感值，L2为副边补偿电感的感值，C1为原边补偿电容的容值，C3为附加电容(VI)的容值，M为原边发射线圈和副边接收线圈之间互感，Req为负载(VIII)的阻值；
在特定范围内减小附加电容(VI)的容值C3，系统输入阻抗呈弱感性，利于实现ZVS，增大C3，系统输入阻抗呈弱容性，利于实现ZCS。
6.根据权利要求1所述的副边CL/S恒流恒压IPT充电系统，其特征在于：
由恒流充电实际需求来配置副边补偿电感，再根据其感值L2来匹配其它相关参数，从而满足在系统恒压输出不受影响的前提下，实现多级可调恒流输出，提高功率等级不局限于磁耦合机构(IV)的尺寸及参数。
7.权利要求1至6任意一项所述副边CL/S恒流恒压IPT充电系统的参数设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、原边参数设计：
当已知磁耦合机构(IV)的原边发射线圈的自感感值LP、副边接收线圈的自感感值LS和两线圈之间互感感值M时，由谐振条件以及系统实现ZPA特性条件得原边补偿电感的感值L1以及原边补偿电容的容值C1的计算公式分别为：
L1＝LP
Figure FDA0003233359270000042
式中，ω为系统角频率；
S2、副边恒压参数设计：
高频逆变电路(II)的输入直流电压值E与高频逆变电路(II)的输出高频交流电压
Figure FDA0003233359270000051
的基波有效值Uin之间满足关系：
Figure FDA0003233359270000052
整流滤波电路(VII)输入电压
Figure FDA0003233359270000053
的基波有效值Uout与整流后的充电电压值VB之间满足关系：
Figure FDA0003233359270000054
结合恒压输出表达式得高频逆变电路(II)的输入直流电压值E与充电电压值VB之间满足关系：
Figure FDA0003233359270000055
根据实际应用需要的充电电压值VB大小，即可确定输入直流电压值E；
由谐振关系得第二副边补偿电容的容值C2、第一副边补偿电容的容值C4与副边接收线圈的自感感值LS之间满足关系：
Figure FDA0003233359270000056
S3、副边恒流参数设计：
整流滤波电路(VII)输入电流
Figure FDA0003233359270000057
的基波有效值Iout与整流后的充电电流值IB之间满足关系：
Figure FDA0003233359270000058
结合恒流输出表达式得高频逆变电路(II)的输入直流电压值E与充电电流值IB满足：
Figure FDA0003233359270000061
根据实际应用需要的充电电流值IB，即可确定副边补偿电感的感值L2：
Figure FDA0003233359270000062
由系统谐振频率表达式得第二副边补偿电容的容值C2和附加电容(VI)的容值C3的计算公式分别为：
Figure FDA0003233359270000063
Figure FDA0003233359270000064
此时，附加电容(VI)的容值C3能够使系统实现ZPA特性，能够通过在特定范围内调节C3大小，使逆变电路的开关管工作于ZVS或ZCS状态，实现软开关，减小开关损耗，以提高系统效率。
CN202110994364.6A 2021-08-27 2021-08-27 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法 Pending CN113659684A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110994364.6A CN113659684A (zh) 2021-08-27 2021-08-27 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110994364.6A CN113659684A (zh) 2021-08-27 2021-08-27 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113659684A true CN113659684A (zh) 2021-11-16

Family

ID=78493041

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110994364.6A Pending CN113659684A (zh) 2021-08-27 2021-08-27 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113659684A (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114336986A (zh) * 2021-12-07 2022-04-12 中国电建集团河北省电力勘测设计研究院有限公司 用于智慧变电站有轨制导车辆拾电器的lcl补偿拓扑
CN115534715A (zh) * 2022-11-02 2022-12-30 华东交通大学 一种可配置充电电压和充电电流的恒流恒压ipt系统
CN116169796A (zh) * 2023-03-09 2023-05-26 哈尔滨工业大学 软开关电池无线充电器、充电方法及软开关充电控制方法
CN116231883A (zh) * 2023-03-21 2023-06-06 广东工业大学 一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构
CN116742820A (zh) * 2023-08-10 2023-09-12 浙江大学 面向电动汽车无线供电系统的多项式拟合动态调谐方法
CN116799928A (zh) * 2023-08-22 2023-09-22 中国人民解放军海军工程大学 一种s-s型无线供电系统的电容参数补偿方法

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114336986A (zh) * 2021-12-07 2022-04-12 中国电建集团河北省电力勘测设计研究院有限公司 用于智慧变电站有轨制导车辆拾电器的lcl补偿拓扑
CN115534715A (zh) * 2022-11-02 2022-12-30 华东交通大学 一种可配置充电电压和充电电流的恒流恒压ipt系统
CN115534715B (zh) * 2022-11-02 2023-08-29 华东交通大学 一种可配置充电电压和充电电流的恒流恒压ipt系统
CN116169796A (zh) * 2023-03-09 2023-05-26 哈尔滨工业大学 软开关电池无线充电器、充电方法及软开关充电控制方法
CN116169796B (zh) * 2023-03-09 2023-09-29 哈尔滨工业大学 软开关电池无线充电器、充电方法及软开关充电控制方法
CN116231883A (zh) * 2023-03-21 2023-06-06 广东工业大学 一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构
CN116231883B (zh) * 2023-03-21 2023-09-15 广东工业大学 一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构
CN116742820A (zh) * 2023-08-10 2023-09-12 浙江大学 面向电动汽车无线供电系统的多项式拟合动态调谐方法
CN116799928A (zh) * 2023-08-22 2023-09-22 中国人民解放军海军工程大学 一种s-s型无线供电系统的电容参数补偿方法
CN116799928B (zh) * 2023-08-22 2023-12-19 中国人民解放军海军工程大学 一种s-s型无线供电系统的电容参数补偿方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113659684A (zh) 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法
WO2021008203A1 (zh) 一种无线电能传输系统在最大效率跟踪下的阻抗匹配网络优化方法
CN109617190B (zh) 基于恒流-恒压复合拓扑的可抗偏移电池无线充电系统
CN109617250B (zh) 一种基于组合型拓扑的抗偏移无线电能传输系统
CN109130903B (zh) 一种双侧lccl-t拓扑的低压大功率无线充电系统
KR101851995B1 (ko) 무선 충전기용 공진 컨버터 및 그 구현방법
CN112087061B (zh) 一种可自动恒流-恒压切换的三线圈电池无线充电系统
CN210608706U (zh) 一种实现恒流恒压输出切换的感应式无线电能传输系统
CN111106676A (zh) Lcc-s型mc-wpt系统的磁耦合机构参数多目标优化方法
CN109462290A (zh) 一种发射端Buck控制的SP补偿型恒流无线充电电源以及充电方法
CN109256840A (zh) 一种发射端Buck控制的SS补偿型恒流无线充电电源以及充电方法
Shen et al. Research on optimization of compensation topology parameters for a wireless power transmission system with wide coupling coefficient fluctuation
Wang et al. Widening the operating range of a wireless charging system using tapped transmitter winding and bifrequency pulse train control
CN113314315B (zh) 一种具有高抗偏移特性的混合ipt耦合器
CN116345718B (zh) 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法
CN111740510B (zh) 基于移相调节控制的无线充电方法及系统
CN216134292U (zh) 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统
CN114243951B (zh) 一种无需参数辨识的磁耦合式无线电能传输系统
CN112003387B (zh) 一种基于改进型s/s补偿网络的恒压恒流无线充电系统
CN113938022A (zh) 一种高频llc谐振直流变换器
CN208849525U (zh) 一种发射端Buck控制的SP补偿型恒流无线充电电源
CN208849553U (zh) 一种发射端Buck控制的SS补偿型恒流无线充电电源
CN113162167A (zh) 一种恒流恒压自主切换的无线充电系统
CN112104095A (zh) 具有强抗偏移能力的恒压或恒流型补偿拓扑的设计方法
Luo et al. A primary shunt inductor compensated inductive power transfer system with natural ZVS for battery charging application

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination