CN116231883A - 一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构，应用于电动汽车公路无线充电系统。电动汽车在公路行驶过程中，传能和接收线圈相对位移会造成线圈之间耦合系数的变化，该发明能实时调节电路中的补偿元件参数，消除公路无线充电系统中潜在的因电路容性或感性所带来的无功损耗，提高电路功率因数。其次，本发明具有较高的普适性，即使更换不同型号的传能与接收线圈，无线充电系统依然能实现无功补偿，实现传能与接收线圈的普适性使用。再者，相比传统的基于相控电路的动态电路补偿拓扑，该发明避免了功率开关管在高频电路中开关所产生的纹波电压，有效解决无线充电传能和接收线圈耦合的容错性难题，具有更宽的补偿宽度。

Description

一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构

技术领域

本发明涉及电路无功补偿技术领域，具体涉及一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑结构。

背景技术

近年来，电动汽车在公路行驶过程中的无线充电技术得到众多学者关注。

然而，现阶段的电动汽车公路充电技术仍未实现商业化成熟，其中一大痛点在于，现有的传统动态传能电路补偿拓扑，受松耦合参数不断发生较大周期性变化等影响，前者的单自由度变化无法满足后者所需的宽泛动态补偿宽度。

其次，基于相控电路的传统动态传能电路补偿拓扑在高频电路产生纹波电压干扰，上述问题均导致电动汽车在行驶过程中造成无功浪费，导致传能效率降低。

因此，如何设计应用于电动汽车公路无线充电系统电路中的一种动态电路补偿拓扑具备宽泛动态补偿宽度，避免开关管在高频电路中造成的纹波电压干扰，使电动汽车在行驶过程中传能线圈与接收线圈的松耦合参数受传能距离的影响不断发生较大周期性变化的情况下无线传能效率得以保持在高水平状态，是本领域技术人员亟需解决的关键问题。

发明内容

本发明的目的是为电动汽车公路充电系统中的电路提供一种动态电路补偿拓扑结构，在传能线圈和接收线圈耦合性能发生周期性不可预期变化情况下也即时保障上述电动汽车公路充电系统中的电路功率因数处于高水平稳定，消除传能线圈和接收线圈耦合性能发生周期性变化对电动汽车公路充电系统中的电路稳定性造成的影响，提高了电动汽车公路系统的无功补偿稳定性。

为解决传能线圈和接收线圈耦合性能发生周期性不可预期变化情况下造成的电路补偿网络补偿失败的技术问题，本发明提供一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，所述多自由度对称式动态电路补偿拓扑能够重新构造电路拓扑结构从而改变补偿电路的阻容特性，实现传能线圈和接收线圈不同耦合系数情况下电路的无功补偿，既能保持电路功率因数的高水平稳定，也能兼容电源不同输出下的频率恒压或恒流模式，以满足负载自身的不同输出需求，解决电动汽车公路无线充电在电动汽车行驶过程中无功损耗大的问题，包括：第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃、第四功率开关管S₄、第一可变电容C₁、第二可变电容C₂、第三可变电容C₃、第四可变电容C₄、第五可变电容C₅、第六可变电容C₆、第七可变电容C₇、第八可变电容C₈、第九可变电容C₉、第十可变电容C₁₀、第十一可变电容C₁₁、第十二可变电容C₁₂、第一固定电感L₁、第二固定电感L₂、第一可变电感L_c1、第二可变电感L_c2构成。

所述第一功率开关管S₁的第一端与第一可变电容C₁的第二端、第二可变电容C₂的第一端连接；

所述第一功率开关管S₁的第二端与第三可变电容C₃的第一端连接；

所述第二功率开关管S₂的第一端与第四可变电容C₄的第二端、第五可变电容C₅的第一端连接；

所述第二功率开关管S₂的第二端与第六可变电容C₆的第一端连接；

所述第三功率开关管S₃的第一端与第七可变电容C₇的第二端、第八可变电容C₈的第一端连接；

所述第三功率开关管S₃的第二端与第九可变电容C₉的第一端连接；

所述第四功率开关管S₄的第一端与第十可变电容C₁₀的第二端、第十一可变电容C₁₁的第一端连接；

所述第四功率开关管S₄的第二端与第十二可变电容C₁₂的第一端连接；

所述第一可变电容C₁的第一端与第一固定电感L₁的第二端、所述第四可变电容C₄的第一端连接；

所述第二可变电容C₂的第二端与第三可变电容C₃的第二端、高频逆变电路、传能线圈连接；

所述第五可变电容C₅的第二端与第六可变电容C₆的第二端、传能线圈连接；

所述第八可变电容C₇的第一端与第二固定电感L₂的第二端、第十可变电容C₁₀的第一端连接；

所述第八可变电容C₈的第二端与第九可变电容C₉的第二端、能量转换模块、接收线圈连接；

所述第十一可变电容C₁₁的第二端与第十二可变电容C₁₂的第二端、接收线圈连接；

所述第一可变电感L_c1的第一端与高频逆变电路连接；

所述第一可变电感L_c1的第二端与第一固定电感L₁的第一端连接；

所述第二可变电感L_c2的第一端与能量转换模块连接；

所述第二可变电感L_c2的第二端与第二固定电感L₂的第一端连接。

从上述技术方案可以看出，本发明实施例具有以下效益：

与传统的基于相控电路的动态电路补偿拓扑的相比，本发明多自由度对称式动态电路补偿拓扑，能实现更大耦合系数变化幅度下的无功补偿，具备更宽的无功补偿带，同时避免了高频电路下再次频繁开启关闭功率开关管带来的纹波影响，提升了电动汽车公路无线充电系统中动态补偿电路的稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下文对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，下述附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑的整体应用结构示意图；

图2为本发明的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑的结构示意图；

图3为本发明的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑的结构电路等效示意图；

图4为本发明一个实施例中提供的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑在粗调工作模式情况下的拓扑结构示意图；

图5为本发明一个实施例中提供的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑在精调工作模式情况下的拓扑结构示意图；

图6为本发明的一种线性电感元件磁场示意图。

其中：S₁为第一功率开关管、S₂为第二功率开关管、S₃为第三功率开关管、S₄为第四功率开关管、C₁为第一可变电容、C₂为第二可变电容、C₃为第三可变电容、C₄为第四可变电容、C₅为第五可变电容、C₆为第六可变电容、C₇为第七可变电容、C₈为第八可变电容、C₉为第九可变电容、C₁₀为第十可变电容、C₁₁为第十一可变电容、C₁₂为第十二可变电容、L₁为第一固定电感、L₂为第二固定电感、L_c1为第一可变电感、L_c2为第二固定电感、L_t为电感线圈、L_m为电感线圈对应互感等效电感、V_o为高频逆变电路提供的等效电压源、R_L为电动汽车充电电池、Z₁为原理推导说明未知阻抗、Z₂为原理推导说明未知阻抗、Z₃为原理推导说明未知阻抗。

具体实施方式

使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。

本文提到的电路等效结构变换以及T矩阵参数的表示，均由基尔霍夫电压定理、基尔霍夫电流定理推导的二端口等效阻抗与互易定理得出，其中本文涉及的电感与电容均具备正常电路特性，引入互感L_m满足：

ω_c表示恒流输出模式对应交流电角频率，f_c表示恒流输出模式对应电源频率，ω_v表示恒压输出模式对应交流电角频率，f_v表示恒压输出模式对应电源频率。

计算推导中暂时拟定V_o高频逆变电路提供的有效电压、其中均以小写字母表示电压电流的交流量。

所述第一固定电感L₁在工作模式的数学推导计算过程中，为方便多步计算推导,令所述第一固定电感L₁、所述第一可变电感L_c1等效为第三固定电感L₃。

令所述第一功率开关管S₁、所述第一可变电容C₁、所述第二可变电容C₂、所述第三可变电容C₃、等效为第十三电容C₁₃。

令所述第二功率开关管S₂、所述第四可变电容C₄、所述第五可变电容C₅、所述第六可变电容C₆等效为第十四电容C₁₄。

令所述第二固定电感L₂、所述第二可变电感L_c2等效为第四固定电感L₄。

令所述第三功率开关管S₃、所述第七可变电容C₇、所述第八可变电容C₈、所述第九可变电容C₉等效为第十六电容C₁₆。

令所述第四功率开关管S₄、所述第十可变电容C₁₀、所述第十一可变电容C₁₁、所述第十二可变电容C₁₂、等效为第十五电容C₁₅。

所述电路等效拓扑固定电感L₃与固定电感L₄参数相同，电容C₁₃与电容C₁₆参数相同，电容C₁₄与电容C₁₅参数相同。

具体地，第三固定电感L₃、第十四电容C₁₄、传能线圈自电感L_t满足如下等式：

具体地，第四固定电感L₄、第十五电容C₁₅、传能线圈自电感L_t满足如下等式：

具体地，第三固定电感L₃、第四固定电感L₄满足如下等式：

jωL₃＝jωL₄ (3)

具体地，第十四电容C₁₄、第十五电容C₁₅满足如下等式：

具体地，为了便于理解请参考图2所示电路拓扑结构。

具体地，图3给出电路等效结构T型网络拓扑化简示意图，构建图3所示T型二端口等效网络的T参数矩阵：

其中T参数矩阵在二端口计算中根据电路二端口特性可以进行带入求解。在此可知，T参数矩阵中B，C数值为0，D的数值为1/A时二端口网络实现恒压输出。同理T参数矩阵中A，D数值为0，C的数值为1/B时二端口网络实现恒流输出，这是补偿拓扑的恒压恒流输出原理。

首先对未知阻抗负载进行T型二端口等效网络的T参数矩阵求解可以得出如下矩阵：

T₁·T₂·T₃＝T₁₂₃ (7)

当遇到多个T型二端口等效网络级联时把各个T型二端口等效网络的T参数矩阵相乘即可得出级联后的多个T型二端口等效网络的联合T参数矩阵。

由公式(6)结合图3求解出的T型二端口等效网络有如下等式：

联立公式(6)、(7)、(8)使T₁T₂T₃矩阵相乘后求解得出结果如下：

联立公式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(9)求解得交流电角频率满足如下：

可以使T₁₂₃满足恒流输出模式下的T参数矩阵如下。

寻求恒压模式下的谐振频率如下。

联立公式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(9)求同理经过参数矩阵运算后，当交流电角频率满足如下：

可以使T₁₂₃满足恒流输出模式下的T参数矩阵：

在此计算结果基础上，推导恒压与恒流输出状态下等效固定电感L₃、等效电容C₁₉与等效电容C₂₀的计算方法，其中U_r与I_r分别表示负载电池额定输入电压与电流。

优选地，本文在V_o、U_r和I_r的优化计算上，采取等效电路的一次谐波分量分别为v₀、u_r和i_r进行如下理论数值计算：

具体地，由诺顿定理求出输出电压U_r和输出电流I_r满足等式关系：

联立公式(5)、(11)求解经过矩阵运算达成零相位的恒压参数结果如下：

联立公式(14)、(13)、(17)求解出负载端等效电压、电流结果如下：

联立公式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(15)、(16)求解出恒流模式下计算公式如下：

联立公式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(15)、(16)求解出恒压模式下计算公式如下：

在电动汽车公路行驶过程中，正常情况下电动汽车传能线圈与接收线圈之间的耦合系数k变化波动范围介乎0.5-0.2之间。本发明公开了一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，将会在静态补偿的基础上对变化的耦合系数重构电路元件参数，实现对电动汽车无线充电系统电路中的无功补偿。

耦合系数发生变化的过程中，无论是处于恒流输出模式还是恒压输出模式其公式中

与/>

都可被视作为常数R₁与R₂进行固定电感L₃数值计算。

具体地，本发明提供以耦合系数k位于0.1-0.5之间的变化进行无功补偿的工作状况。

耦合系数k＝0.5，固定电感L₃在恒流与恒压模式下补偿数值分别为0.5R₁与0.71R₂，耦合系数k＝0.1，固定电感L₃在恒流与恒压模式下补偿数值分别为8.1R₁与8.5R₂。对比下固定电感L₃在补偿过程中实现以最大耦合系数k＝0.5为标准的大致10-16的放大倍数。

所述第一可变电感L_c1与第二可变电感L_c2的实现，基于电感元件自身的电路特性。

优选地，线性电感元件空心高频线圈中根据电磁感应定律和毕奥-萨伐尔定律，其自身的电流i、磁通Φ、电压u、匝数N和电感L满足下列等式：(小写字母表示电路交流量)

具体地，外加高频磁场实现电感元件的磁通的交互干扰实现电感系数L的可调节变化。在给予电感恒定有效值的电压u后外加与电感电流磁通矢量方向相反的外部电磁通，延缓电感磁饱和的时间，线性电感中电流的变化量降低，电感系数L会变大。同理，在给予电感恒定有效值的电压u后外加与电感电流磁通矢量方向相同的外部电磁通，加速电感磁饱和的时间，线性电感中电流的变化量上升，电感系数L会变小。

具体地，第一固定电感L₁、所述第一可变电感L_c1等效为第三固定电感L₃，所述第二固定电感L₂、所述第二可变电感L_c2等效为第四固定电感L₄。其电感值满足如下规律：

φ＝BS (20)

优选地，第一固定电感L₁、所述第一可变电感L_c1等效为固定电感L₃，所述第二固定电感L₂、所述第二可变电感L_c2等效为固定电感L₄在电路计算中的阻抗Z均满足如下等式：

等效电感电感值可由固定电感电感值与搭配的可变电感电感值直接相加得出。

联立公式(20)、(21)、(22)求解出当第三固定电感L₃、第四固定电感L₄实际电感值与公式(17)、(18)计算得出的期望值L_e出现偏差时外加磁场B_out计算公式如下：

/>

优选地，可变电容的实现，基于精密步进电机实现平行板电容的可调节变化。

具体地，关于平行板电容器，本发明一个实施例中提供的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑在粗调工作模式情况下两极板间的电压U、电场强度E、极板间距d、介电常量ε、极板间电荷量q和电容器容值C满足如下等式：

本发明一个实施例中提供的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑在开启开所述第一功率开关管S₁精调工作模式情况下电容器容值C满足等式：

联立公式(24)、(25)、(26)求解出电容值C与期望电容值C_e出现偏差时精密步进电机对于平行板电容器极板间距调节方法：

Δd＝d_e-d＝Sε(C_e-C) (27)

由计算公式可以得出需要固定电感L₃在补偿过程中实现以最大耦合系数k＝0.5为标准的大致10-16的放大倍数。根据这一数据，电容C₁₃需要做到1/10-1/16的放大倍数。在高精度环境下，可以开启开所述第一功率开关管S₁、开启开所述第二功率开关管S₂、开启开所述第三功率开关管S₃、开启开所述第四功率开关管S₄、通过步进电机调节电容极板间距实现第一可调节模块、第二可调节模块、第三可调节模块、第四可调节模块微调。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (8)

1.一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，包括：第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃、第四功率开关管S₄、第一可变电容C₁、第二可变电容C₂、第三可变电容C₃、第四可变电容C₄、第五可变电容C₅、第六可变电容C₆、第七可变电容C₇、第八可变电容C₈、第九可变电容C₉、第十可变电容C₁₀、第十一可变电容C₁₁、第十二可变电容C₁₂、第一固定电感L₁、第二固定电感L₂、第一可变电感L_c1、第二可变电感L_c2；

所述第一功率开关管S₁的第一端与第一可变电容C₁的第二端、第二可变电容C₂的第一端连接；所述第一功率开关管S₁的第二端与第三可变电容C₃的第一端连接；所述第二功率开关管的S₂的第一端与第四可变电容C₄的第二端、第五可变电容C₅的第一端连接；所述第二功率开关管的S₂的第二端与第六可变电容C₆的第一端连接；所述第三功率开关管的S₃的第一端与第七可变电容C₇的第二端、第八可变电容C₈的第一端连接；所述第三功率开关管的S₃的第二端与第九可变电容C₉的第一端连接；所述第四功率开关管的S₄的第一端与第十可变电容C₁₀的第二端、第十一可变电容C₁₁的第一端连接；所述第四功率开关管的S₄的第二端与第十二可变电容C₁₂的第一端连接；所述第一可变电容C₁的第一端与第一固定电感L₁的第二端、所述第四可变电容C₄的第一端连接；所述第二可变电容C₂的第二端与第三可变电容C₃的第二端、高频逆变电路、传能线圈连接；所述第五可变电容C₅的第二端与第六可变电容C₆的第二端、传能线圈连接；所述第八可变电容C₇的第一端与第二固定电感L₂的第二端、第十可变电容C₁₀的第一端连接；所述第八可变电容C₈的第二端与第九可变电容C₉的第二端、能量转换模块、接收线圈连接；所述第十一可变电容C₁₁的第二端与第十二可变电容C₁₂的第二端、接收线圈连接；所述第一可变电感L_c1的第一端与高频逆变电路连接；所述第一可变电感L_c1的第二端与第一固定电感L₁的第一端连接；所述第二可变电感L_c2的第一端与能量转换模块连接；所述第二可变电感L_c2的第二端与第二固定电感L₂的第一端连接。

2.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，采用传能端和接收端对称T型结构，所述第一固定电感L₁的参数与第四固定电感L₄的参数相同，所述第十四可变电容C₁₄的工作参数与第十五可变电容C₁₅的工作参数相同，所述第十三可变电容C₁₃的工作参数与第十六可变电容C₁₆的工作参数相同。

3.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，对称分布于电动汽车公路无线充电系统的传能端与接收端，传能端电路补偿拓扑由第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃、第四功率开关管S₄、第一可变电容C₁、第二可变电容C₂、第三可变电容C₃、第四可变电容C₄、第五可变电容C₅、第六可变电容C₆、第七可变电容C₇、第八可变电容C₈、第九可变电容C₉、第十可变电容C₁₀、第十一可变电容C₁₁、第十二可变电容C₁₂、第一固定电感L₁、第二固定电感L₂、第一可变电感L_c1、第二可变电感L_c2构成。

4.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其输出端电能由高频逆变电路提供，所述功率开关管的导通控制是通过电压电流传感器反馈处理后由开关管触发电路控制。

5.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，应用于电动汽车公路无线充电系统的电路补偿拓扑，具有粗调与精调模式，以第一可变电容C₁、第二可变电容C₂、第三可变电容C₃、第一功率开关管S₁经过电路等效构成的第十三可变电容C₁₃为第一电容可调节模块，粗调模式为第一功率开关管S₁关闭，第一可变电容C₁、第二可变电容C₂可完成等效电容值变化满足如下范围：

精调模式为第一功率开关管S₁开通，第一可变电容C₁、第二可变电容C₂、第三可变电容C₃可完成等效电容变化满足如下范围：

以第四可变电容C₄、第五可变电容C₅、第六可变电容C₆、第二功率开关管S₂构成第二电容可调节模块，粗调模式为第二功率开关管S₂关闭，第四可变电容C₄、第五可变电容C₅可完成等效电容变化满足如下范围：

精调模式为第二功率开关管S₂开通，第四可变电容C₄、第五可变电容C₅、第六可变电容C₆可完成等效电容变化满足如下范围：

以第七可变电容C₇、第八可变电容C₈、第九可变电容C₉、第三功率开关管S₃构成第三电容可调节模块，粗调模式为第三功率开关管S₃关闭，第七可变电容C₇、第八可变电容C₈可完成等效电容变化满足如下范围：

精调模式为第三功率开关管S₃开通，第七可变电容C₇、第八可变电容C₈、第九可变电容C₉可完成等效电容变化满足如下范围：

以第十可变电容C₁₀、第十一可变电容C₁₁、第十二可变电容C₁₂、第四功率开关管S₄构成第四电容可调节模块，粗调模式为第四功率开关管S₄关闭，第十可变电容C₁₀、第十一可变电容C₁₁、可完成等效电容变化满足如下范围：

精调模式为第四功率开关管S₄开通，第十可变电容C₁₀、第十一可变电容C₁₁、第十二可变电容C₁₂可完成等效电容变化满足如下范围：

粗调与精调模式无具体限定的使用前提条件，由工程实际需要进行模式选取。

6.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，应用于电动汽车公路无线充电系统的电路补偿拓扑，具有粗调与精调模式的所述可调节模块，基于精密步进电机完成所述可调节模块中电容期望值相匹配的间隔d的调节，具体地，本发明提供两种基于精密步进电机完成电容调节的方法；可以在实际电容值C_i(i为自然数)低于期望电容值C_e时增大电容间距d的数值；可以在实际电容值C_i(i为自然数)高于期望电容值C_e时减少电容间距d的数值，其中电容间距d的调节方法如下：

Δd＝d_e-d＝Sε(C_e-C)

其中,d_e为期望电容间距，S为平行板电容器极板间面积，ε为介电常数。

7.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，电路补偿拓扑中第一固定电感L₁、第一可变电感L_c1构成第一电感可调节模块；第二固定电感L₂、第二可变电感L_c2构成第二电感可调节模块；具体地，本发明提供两种基于外加磁场调节可调电感的方法；可以在实际电容值L_i(i为自然数)低于期望电容值L_e时减少外加调节磁场B_out的数值；可以在实际电容值L_i(i为自然数)高于于期望电容值L_e时增大外加调节磁场B_out的数值，具体方法如下：

其中N为电感匝数，S为电感磁通面积，

为电感饱和磁通，i为流经电感电流。

8.根据权利要求1所述的一种多自由度对称式动态电路补偿拓扑，其特征在于，电路补偿拓扑同时具备恒压和恒流两种输出模式，根据T型二端口等效网络有恒流模式下T₁₂₃＝T₁T₂T₃参数矩阵如下：

其中当交流电角频率ω_c满足：

电路补偿拓扑满足参数矩阵形式如下：

第三固定电感L₃与第十三电容C₁₃满足等式如下：

实现输出端的恒流输出下T₁₂₃＝T₁·T₂·T₃参数矩阵：

当交流电角频率ω_v满足：

电路补偿拓扑满足参数矩阵形式如下：

第三固定电感L₃与第十三电容C₁₃满足等式如下：

实现输出端的恒压输出。

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