CN114785156A - 一种低电压应力的单管谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种低电压应力的单管谐振变换器，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元；所述原边单元包括第一谐振模块和开关管S；所述副边单元包括变压器副边线圈、整流滤波电路和负载；所述原边单元还包括第二谐振模块，所述第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电源V in 两端；至少一个谐振模块设有变压器原边线圈，原边单元和副边单元通过变压器线圈相耦合；谐振期间，通过调整第一谐振模块和/或第二谐振模块的谐振频率以调整两者的电压相位关系，通过两者电压波峰与波谷的抵消降低谐振变换器的电压应力。可用以降低开关管的电压应力以拓宽开关管的选型范围，扩展变换器的输出功率。

Description

一种低电压应力的单管谐振变换器
技术领域
本发明涉及一种低电压应力的单管谐振变换器，属于电力电子的技术领域，可应用于传统的紧耦合电能变换器应用场景、非接触无线充电器应用场景和感应加热应用场景。
背景技术
逆变是电能变换中不可或缺的环节之一，常用的逆变拓扑有全桥逆变、半桥逆变、推挽逆变、单管逆变等，相较于传统的多管桥式逆变结构，单管逆变结构驱动简单，成本低，为中小功率场合的优选结构。现有的研究表明，单管逆变电路主要有Class E和谐振反激式两种。Class E主要应用于高频，由于其较小的容量和4倍输入电压以上的开关管电压应力而应用价值很小。谐振反激电路（以下称单管谐振变换器）可应用于家电、感应加热等大功率场合。但其依靠谐振完成逆变的过程使得开关管电压应力为3倍输入电压以上，当输入母线电压为400V时，其开关管两端电压高达1200V以上，致使开关管只能选用耐压1700V及以上的开关管，大大限制了开关管的选型范围，增加了成本。同时有限的开关管耐压与高开关管电压应力也限制了单管谐振变换器的功率提升。
青岛大学王春芳，魏芝浩，李震的一种带有下拉辅助开关的感应耦合电能传输装置，公开号：CN107134927A，公开日：2017-09-05，该文件对非接触单管谐振变换器进行了改进，利用附加的下拉辅助开关支路，使开关管两端的电压应力降低到原来的2/3，但额外的有源器件不仅需要复杂的控制方法，其额外的器件成本也与实际应用需求不符。南京航空航天大学，陈乾宏，张帅的一种非接触单管谐振变换器，公开号：CN209860803U，公开日：2019-12-27，该专利通过合理的参数设计以及在副边采用高阶补偿网络，将开关管两端的电压应力降低到了2.75倍的输入电压，但在400V的输入母线电压下，开关管的电压应力仍高达1100V，限制了变换器的功率提升，因此为了提高单管谐振变换器的应用价值，需要降低开关管的电压应力。
如图1所示，现有的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括谐振逆变模块和开关管S；副边单元包括依次连接的接收线圈L s 、LCC补偿网络、全桥整流滤波电路和负载电阻R L 。
谐振逆变模块包括发射线圈L p 和谐振电容C r ；发射线圈L p 和谐振电容C r 并联连接；谐振逆变模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
图2为图1所示电路的电路波形示意图，其工作原理如下：
t 1时刻，开关管S处于导通状态，电路反馈能量阶段结束；t 1到t 2期间，发射线圈L p 储能，i Lp 线性上升；t 2时刻，开关管S关断，发射线圈L p 与谐振电容C r 开始谐振；直到t 4时刻，v Cr 谐振到V in ，此时开关管S漏源极的电压v ds 等于零，开关管S的体二极管导通；t 5时刻，开关管S开通，实现了ZVS；t 4到t 6期间，为电路反馈能量的阶段。
由上述对工作过程的描述可知，在开关管S的关断期间内，发射线圈L p 与谐振电容C r 谐振，开关管S漏源极电压的表达式如式(1)所示。
Figure 633293DEST_PATH_IMAGE001
(1)
t 3时刻，发射线圈L p 的电流i Lp 谐振到0，此时谐振电容C r 的电压v Cr 谐振到负向最大值，由式(1)可知，这将导致开关管S漏源极的电压波形出现波峰，从而导致了较高的开关管电压应力，有必要进行改进。
发明内容
本发明针对单管谐振变换器存在的高开关管电压应力的问题，提供了一种包含第一谐振模块和第二谐振模块的单管谐振变换器，可用以降低开关管的电压应力以拓宽开关管的选型范围，扩展电路的输出功率。
本发明的具体技术方案如下：
一种低电压应力的单管谐振变换器，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元；所述原边单元包括第一谐振模块和开关管S；所述副边单元包括变压器副边线圈、整流滤波电路和负载；其特征在于，所述原边单元还包括第二谐振模块，所述第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电源V in 两端；至少一个谐振模块设有变压器原边线圈，变压器原边单元线圈和变压器副边单元线圈相耦合；谐振期间，通过调整第一谐振模块和/或第二谐振模块的谐振频率以调整两者的电压相位关系，通过两者电压波峰与波谷的抵消以降低谐振变换器的电压应力；其中第一、第二谐振模块的设计包括：
设计一，所述第一谐振模块包括第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1，且第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；所述第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2，且第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；
设计二， 所述第一谐振模块包括第一谐振电感L 1和第一谐振电容C 1，且第一谐振电感L 1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2，且第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2并联连接；
设计三，所述第一谐振模块包括第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1，且第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2，且第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2并联连接。
进一步，设计一中，第一谐振模块的谐振频率f 1与第二谐振模块的谐振频率f 2应满足关系：
Figure 86140DEST_PATH_IMAGE002
式中，
Figure 491714DEST_PATH_IMAGE003
，k取2<k <4，R e1为第一变压器副边线圈输入电阻折合到第一变压器原边线圈的电阻。
进一步，设计二中，第一谐振模块的谐振频率f 1与第二谐振模块的谐振频率f 2应满足关系：
Figure 399627DEST_PATH_IMAGE004
式中，
Figure 82412DEST_PATH_IMAGE005
，k取2<k <4，R e2为第二变压器副边线圈输入电阻折合到第二变压器原边线圈的电阻。
进一步，设计三中，第一谐振模块的谐振频率f 1与第二谐振模块的谐振频率f 2应满足关系：
Figure 784789DEST_PATH_IMAGE006
式中，
Figure 412079DEST_PATH_IMAGE007
，k取2<k <4，R e1为第一变压器副边线圈输入电阻折合到第一变压器原边线圈的电阻，R e2为第二变压器副边线圈输入电阻折合到第二变压器原边线圈的电阻。
进一步，变压器采用紧耦合变压器或非接触变压器；当变压器为非接触变压器时，副边单元还包括补偿网络。
进一步，设计三中，所述副边单元包括第一变压器副边线圈L s1、第二变压器副边线圈L s2、第一补偿单元和第二补偿单元；所述第一变压器副边线圈L s1与第一补偿单元连接，第二变压器副边线圈L s2与第二补偿单元连接，第一补偿单元的输出与第二补偿单元的输出并联后与整流滤波电路及负载连接。
进一步，所述原边单元还增设有一个或多个谐振单元，增设的谐振单元与第一、第二谐振单元及开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
进一步，所述开关管S为单个开关器件或由多个开关器件并联组成的单管单元。
进一步地，所述原边单元还增设有第三谐振单元，第一、第二、第三谐振单元及开关管S串联后连接在输入电压V in 两端，所述第三谐振模块由第三谐振电感L 3与第三谐振电容C 3并联而成，第一谐振模块的谐振频率f 1与第三谐振模块的谐振频率f 3应满足关系：
Figure 779475DEST_PATH_IMAGE008
式中，
Figure 644663DEST_PATH_IMAGE009
，k'取4<k'<6或者k'取2< k'<4。
本发明相比于现有技术具有如下有益效果：
本发明提供一种低电压应力的单管谐振变换器，该单管谐振变换器包含两个谐振模块，相比只有一个谐振模块的现有技术，该电路拓扑结构可利用第一谐振模块和第二谐振模块在谐振期间的电压波峰与波谷相抵的特性，降低开关管两端的电压应力，拓宽开关管的选型范围，扩展单管谐振变换器的输出功率。
本发明的低电压应力的单管谐振变换器，原边单元设有两个及以上的谐振单元，通过合理设置各谐振模块的谐振频率之间的关系，有效地降低开关管的电压应力。
附图说明
附图用以提供对本发明的进一步理解，与之后的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。
图1为现有的单管谐振变换器的电路拓扑结构示意图；
图2为现有的单管谐振变换器的电路拓扑的工作波形示意图；
图3为本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑结构示意图；
图4为图3的等效电路；
图5(a)为本发明低电压应力的单管谐振电路拓扑的工作波形示意图之一；
图5(b)为本发明低电压应力的单管谐振电路拓扑的工作波形示意图之二；
图5(c)为本发明低电压应力的单管谐振电路拓扑的工作波形示意图之三；
图6为实施例一电路示意图；
图7为实施例二电路示意图；
图8为实施例三电路示意图；
图9为实施例四电路示意图；
图10为图9的等效电路；
图11为实施例五电路示意图；
图12为图11的等效电路；
图13为实施例六电路示意图；
图14为实施例七电路示意图；
图15为实施例八电路示意图；
图16为实施例九电路示意图；
图17为实施例十电路示意图；
图18为实施例十一电路示意图；
图19(a)为实施例十一电路的工作波形示意图；
图19(b)为实施例十二电路的工作波形示意图；
图20为本发明低电压应力的单管谐振变换器样机实验波形；
图21为现有的单管谐振变换器样机实验波形；
图中：101第一谐振模块，102第二谐振模块，103第三谐振模块，201第一补偿网络，202第一整流滤波电路，203第二补偿网络，V in -电源电压，S-开关管，L p -发射线圈，i Lp -流过发射线圈的电流，C r -谐振电容，v Cr -谐振电容两端的电压，M-发射线圈与接收线圈间的互感，L s -接收线圈，i in -输入电流，L p1-第一变压器原边线圈，i Lp1-流过第一变压器原边的电流，L p2-第二变压器原边线圈，i Lp2-流过第二变压器原边线圈的电流，L 1-第一谐振电感，i L1-流过第一谐振电感的电流，L 2-第二谐振电感，i L2-流过第二谐振电感的电流，C 1-第一谐振电容，v C1-第一谐振电容两端的电压，C 2-第二谐振电容，v C2-第二谐振电容两端的电压，C 3-第三谐振电容，v C3-第三谐振电容两端的电压，L 3-第三谐振电感，i L3-流过第三谐振电感的电流，R e1-第一路副边折合电阻，R e2-第二路副边折合电阻，v ds -开关管漏源极电压，V ds -开关管电压应力，v gs -开关管驱动电压，L s1-第一变压器副边线圈，L s2-第二变压器副边线圈，L pan -感应加热负载等效电感，R eddy -感应加热负载等效电阻，R L -负载电阻，L 4-副边补偿网络中的补偿电感，C s 、C s2、C 4-副边补偿网络中的补偿电容 D 1~D 8-整流二极管，C o 、C o1、C o2-滤波电容，R L1-第一负载电阻，R L2-第二负载电阻，M 1-第一发射线圈与第一接收线圈间的互感，M 2-第二发射线圈与第二接收线圈间的互感。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。
需要说明的是，本申请实施例的描述中，“第一”、“第二”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。
需要说明的是，本申请中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
需要说明的是，本申请实施例的描述中，“优选”或者“更好地”等词汇，仅用于表示本申请实施例的优选方案，不能理解为对本发明的具体约束。
需要说明的是，本申请中的变压器可以为紧耦合型变压器或者非接触变压器，为便于区分，本申请实施例的描述中，“原边线圈”和“副边线圈”用于表示变压器为紧耦合型变压器，“发射线圈”和“接收线圈”用于表示变压器为非接触变压器。
为说明本发明的突出贡献和有益效果，下面以变压器为非接触变压器为例，结合各示例给出具体原理分析，紧耦合变压器原理类似，在此不再赘述：
发明人研究中发现，图1的单管谐振变换器的电路拓扑结构中谐振期间谐振电容C r 两端必然会出现的反向电压波峰，是导致开关管电压应力较大的本质原因，为降低开关管S的电压应力，可人为地在原边构造一个或多个谐振模块，使得谐振电容C r 的电压v Cr 谐振到负向最大值时，构造的谐振模块的电压大于0，达到电压抵消的效果，从而抑制开关管S漏源极的电压波峰，降低开关管S的电压应力。
为解决现有单管谐振变换器存在的高电压应力问题，基于此创造性思路，本申请提供了一种低电压应力的单管谐振变换器，具有低电压应力的特性。下面将对本申请实施例中的实现原理进行说明。
示例性的，图3示例了本发明的一种低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、开关管S；副边单元包括依次连接的第一变压器接收线圈L s1、第一补偿网络201、第一整流滤波电路202和负载电阻R L 。
第一谐振模块101包括第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1；第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2；第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
其中，第一副边补偿网络201可以采用串联补偿、并联补偿、SP补偿、LCC补偿、LCL补偿等补偿网络，第一整流滤波电路202可以采用全桥整流、全波整流、半波整流、倍压整流、倍流整流、可控整流等整流方式。
图3的等效电路图如图4所示，第一变压器接收线圈处的输入阻抗为纯阻性，记为R s1，因而第一变压器接收线圈反射阻抗R e1的表达式如式(2)所示。
Figure 580258DEST_PATH_IMAGE010
（2）
式中ω为开关角频率，
Figure 898107DEST_PATH_IMAGE011
，f为开关频率。
图5(a)所示为图4所示的等效电路基础上的电路波形示意图，其工作原理如下：
t 1时刻，开关管S处于导通状态，电路反馈能量阶段结束，输入电流i in 到零；t 1到t 2期间，第一谐振模块101储能；t 2时刻，开关管S关断，第一变压器发射线圈L p1、第一谐振电容C 1与反射阻抗R e 开始谐振、第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2开始谐振；直到t 4时刻，v C1+v C2谐振到V in ，此时开关管S漏源极的电压v ds 等于零，开关管S的体二极管导通；t 5时刻，开关管S开通，实现了ZVS；t 4到t 6期间，输入电流i in 小于零，为电路反馈能量的阶段。
由上述对工作过程的描述可知，本发明在原边构造第二谐振模块后，在开关管S的关断期间内，第一谐振模块和第二谐振模块各自谐振，开关管漏源极电压。在加入第二谐振模块后，如图5(a)所示，t 3时刻，v C1谐振到负向最大值时v C2大于0，抵消了部分v C1电压，从而抑制了开关管S漏源极的电压波峰，降低了开关管S的电压应力。
需要说明的是，若第二谐振模块的谐振频率f 2相较第一谐振模块的谐振频率f 1过大或过小，则会出现电压应力不降反升的情况，图5(b)给出了f 2过大时的波形示意图，由图可知，在t 3时刻v C1谐振到负向最大时，v C2也小于0，开关管漏源极电压进一步变大，反而抬升了开关管S漏源极的电压波峰，增加了开关管S的电压应力。
这是由于第二谐振模块的谐振频率f 2过大，其谐振周期过小从而导致在t 2到t 3期间，v C2的电压波峰出现的过早，进而导致了t 3时刻v C2小于0，为使得v C2能在v C1谐振到负向最大时的值大于0，需减小第二谐振模块的谐振频率f 2，增大其谐振周期，使得v C2的波峰向后移，图5(c)给出了减小第二谐振模块的谐振频率f 2后的波形，由图可知，减小f 2后，v C2的谐振周期变长，v C2的电压波峰向后移，从而使得t 3时刻v C2的值大于0，降低了电压应力。
下面分析f 1与f 2应满足的关系：
如图5(a)所示，定义v C2在谐振期间波峰出现的时刻为t a ，波峰结束的时刻为t b ，为使得v C2能够在v C1谐振到负向最大值时大于0，则需满足：
Figure 819927DEST_PATH_IMAGE012
（3）
根据图5(a)，
Figure 539621DEST_PATH_IMAGE013
与
Figure 380538DEST_PATH_IMAGE014
可以表示为：
Figure 372634DEST_PATH_IMAGE015
（4）
式中，
Figure 160461DEST_PATH_IMAGE016
，为v C1下降到0的放电时间，为v C2下降/上升到0的放电/充电时间，由于和很短，可以忽略。将式(4)代入式(3)中，可以得到：
Figure 796979DEST_PATH_IMAGE017
（5）
故第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1需满足式(6)所示条件：
Figure 12060DEST_PATH_IMAGE018
（6）
式中，
Figure 976605DEST_PATH_IMAGE019
k取2<k <4。
当第一谐振模块包括电感而第二谐振模块包括原边线圈，或两个谐振模块都包括原边线圈时，电路的波形情况与图5(a)相同，两个谐振模块的谐振频率均应满足式(5)所示条件。
根据上述分析，在式(6)的基础上，通过调整第一谐振模块或第二谐振模块的谐振频率，以调整谐振期间第二谐振电容C 2两端电压v C2的电压波峰相对第一谐振电容C 1两端电压v C1的谷值的位置关系，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一发射线圈L p1的电流i Lp1下降到0的时刻与流经第二谐振电感L 2的电流i L2上升到0的时刻相同。
根据以上实现原理，基于上述提供的包含第一谐振模块和第二谐振模块的单管谐振变换器，下面将通过多个实施方式来描述本发明的具体实现方式。需要说明的是，后续所涉及到的具体的谐振频率，仅是实施例中基于所提出结构的系统实现降低电压应力效果的优选实施方式，不能理解为对本发明的具体约束。
另外，当两个谐振模块都包括原边线圈时，其等效电路只是加了一个反射阻抗，其基本原理相同，此处不再赘述。
实施例一：
示例性的，图6示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、开关管S；副边单元包括依次连接的第一变压器接收线圈L s1、第一补偿网络201、第一整流滤波电路和负载电阻R L 。
第一谐振模块101包括第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1；第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2；第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
第一补偿网络201为LCC补偿网络，第一副边整流滤波电路为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，开关管S由一只MOSFET组成。
副边阻抗匹配网络201的谐振元件满足式(7)所示条件：
Figure 568123DEST_PATH_IMAGE020
（7）
图6的等效电路图如图4所示，通过附加的第二谐振模块，可在开关管S关断的谐振期间内，实现第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到负向最大值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2大于0。从而降低了开关管S的电压应力。
实施例二：
示例性的，图7示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、开关管S；副边单元包括依次连接的第一变压器副边线圈L s1、第一整流滤波电路和负载电阻R L 。
第一谐振模块101包括第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1；第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2；第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
第一副边整流滤波电路为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，开关管S由一只MOSFET组成。
图7的等效电路图如图4所示，通过附加的第二谐振模块，可在开关管S关断的谐振期间内，实现第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到负向最大值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2大于0。从而降低了开关管S的电压应力。
实施例三：
示例性的，图8示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、开关管S；副边单元包括由等效电感L pan 和等效电阻R eddy 串联组成的感应加热等效负载。
第一谐振模块101包括第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1；第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2；第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。开关管S由一只MOSFET组成。
图8的等效电路图如图4所示，通过附加的第二谐振模块，可在开关管S关断的谐振期间内，实现第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到负向最大值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2大于0。从而降低了开关管S的电压应力。
下面以非接触变压器为例，紧耦合变压器原理类似，在此不再赘述。
实施例四：
示例性的，图9示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、开关管S；副边单元包括依次连接的第二变压器接收线圈L s2、第二补偿网络203、第二整流滤波电路和负载电阻R L 。
第一谐振模块101包括第一谐振电感L 1和第一谐振电容C 1；第一谐振电感L 1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二变压器发射线圈L p2和第二谐振电容C 2；第二变压器发射线圈L p2和第二谐振电容C 2并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
第二补偿网络203为LCC补偿结构，第二副边整流滤波电路为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，开关管S由一只MOSFET组成。
图9所示电路的等效电路图如图10所示，第二变压器接收线圈处的输入阻抗为纯阻性，记为R s2，因而第二变压器接收线圈反射阻抗R e2的表达式如式(8)所示。
Figure 59147DEST_PATH_IMAGE021
（8）
第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足式(9)所示条件；
Figure 445129DEST_PATH_IMAGE022
（9）
式中，
Figure 411817DEST_PATH_IMAGE023
，k取2<k <4。
式(9)与原理分析中式(6)只有谐振频率不同的差别，其降电压应力的原理相同，在此不再赘述。通过式(9)，设计第一谐振模块和第二谐振模块的谐振频率，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一谐振电感L 1的电流下降到0的时刻与流经第二变压器发射线圈L p2的电流上升到0的时刻相同。
实施例五：
示例性的，图11示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、开关管S；副边单元包括接收线圈、补偿网络、整流滤波电路和负载电阻；接收线圈包括第一变压器接收线圈L s1和第二变压器接收线圈L s2，补偿网络包括第一补偿网络201和第二补偿网络203，整流滤波电路包括第一整流滤波电路和第二整流滤波电路，负载电阻包括第一负载电阻R L1和第二负载电阻R L2。
第一谐振模块101包括第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1；第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二变压器发射线圈L p2和第二谐振电容C 2；第二变压器发射线圈L p2和第二谐振电容C 2并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
第一补偿网络201为LCC补偿结构，第二补偿网络203为串联补偿结构，第一副边整流滤波电路和第二副边整流滤波电路均采用全桥整流和C滤波结构；第一变压器接收线圈L s1与第一变压器发射线圈L p1耦合，并与第一补偿网络201、第一副边整流滤波电路、第一负载电阻R L1依次连接。第二变压器接收线圈L s2与第二变压器发射线圈L p2耦合，并与第二补偿网络203、第二副边整流滤波电路、第二负载电阻R L2依次连接；开关管S由一只MOSFET组成。
图11所示电路的等效电路图如图12所示，第一变压器接收线圈和第二变压器接收线圈处的输入阻抗为纯阻性，分别记为R s1和R s2，因而接收线圈反射阻抗的表达式如式(10)所示。
Figure 541447DEST_PATH_IMAGE024
（10）
第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足式(11)所示条件：
Figure 886978DEST_PATH_IMAGE025
（11）
式中，
Figure 709440DEST_PATH_IMAGE026
，k取2<k <4。
式(11)与原理分析中式(6)只是谐振频率不同的差别，其降电压应力的原理相同，在此不再赘述。通过式(11)，设计第一谐振模块和第二谐振模块的谐振频率，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一变压器发射线圈L p1的电流下降到0的时刻与流经第二变压器发射线圈L p2的电流上升到0的时刻相同。
实施例六：
示例性的，图13示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，区别于实施例五的是电路拓扑的副边单元所不同，副边单元包括接收线圈、补偿网络、整流滤波电路和负载电阻R L ；接收线圈包括第一变压器接收线圈L s1和第二变压器接收线圈L s2，补偿网络包括第一补偿网络201和第二补偿网络203。第一变压器接收线圈L s1与第一变压器发射线圈L p1耦合，第二变压器接收线圈L s2与第二变压器发射线圈L p2耦合。
第一补偿网络201为LCC补偿结构，第二补偿网络203为串联补偿结构，第一变压器接收线圈L s1连接在第一补偿网络201的输入侧，第二变压器接收线圈L s2连接在第二补偿网络203的输入侧，整流滤波电路为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，第一补偿网络201的输出与第二补偿网络203的输出并联后与副边整流滤波电路和负载依次连接；开关管S由一只MOSFET组成。第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足实施例五中式(11)所示条件。
本实施例的等效电路图与实施例五的等效电路图相同，其降电压应力的原理相同，在此不再赘述。同样设计第一谐振模块和第二谐振模块的谐振频率，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一变压器发射线圈L p1的电流下降到0的时刻与流经第二变压器发射线圈L p2的电流上升到0的时刻相同。
实施例七：
示例性的，图14示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，区别于实施例五的是电路拓扑的副边单元有所不同，副边单元包括接收线圈、补偿网络、整流滤波电路和负载电阻R L ；接收线圈包括第一变压器接收线圈L s1和第二变压器接收线圈L s2，补偿网络包括第一补偿网络201和第二补偿网络203。第一变压器接收线圈L s1与第一变压器发射线圈L p1耦合，第二变压器接收线圈L s2与第二变压器发射线圈L p2耦合。
第一补偿网络201为LCC补偿结构，第二补偿网络203为串联补偿结构，第一变压器接收线圈L s1连接在第一补偿网络201的输入侧，第二变压器接收线圈L s2连接在第二补偿网络203的输入侧，整流滤波电路为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，第一补偿网络201的输出与第二补偿网络203的输出串联后与副边整流滤波电路和负载依次连接；开关管S由一只MOSFET组成。第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足实施例五中式(11)所示条件。
本实施例的等效电路图与实施例五的等效电路图相同，其降电压应力的原理相同，在此不再赘述。同样设计第一谐振模块和第二谐振模块的谐振频率，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一变压器发射线圈L p1的电流下降到0的时刻与流经第二变压器发射线圈L p2的电流上升到0的时刻相同。
实施例八：
示例性的，图15示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，区别于实施例五的是电路拓扑的副边单元有所不同，副边单元包括接收线圈、补偿网络、整流滤波电路和负载电阻R L ；接收线圈包括第一变压器接收线圈L s1和第二变压器接收线圈L s2，补偿网络包括第一补偿网络201和第二补偿网络203，整流滤波电路包括第一整流滤波电路和第二整流滤波电路。第一变压器接收线圈L s1与第一变压器发射线圈L p1耦合，第二变压器接收线圈L s2与第二变压器发射线圈L p2耦合。
第一补偿网络201为LCC补偿结构，第二补偿网络203为串联补偿结构，第一变压器接收线圈L s1、第一补偿网络201和第一整流滤波电路依次连接，第二变压器接收线圈L s2、第二补偿网络203和第二整流滤波电路依次连接，第一整流滤波电路和第二整流滤波电路均为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，第一整流滤波电路的输出与第二整流滤波电路的输出并联后与负载电阻R L 连接；开关管S由一只MOSFET组成。第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足实施例五中式(11)所示条件。
本实施例的等效电路图与实施例五的等效电路图相同，其降电压应力的原理相同，在此不再赘述。同样设计第一谐振模块和第二谐振模块的谐振频率，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一变压器发射线圈L p1的电流下降到0的时刻与流经第二变压器发射线圈L p2的电流上升到0的时刻相同。
实施例九：
示例性的，图16示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，区别于实施例五的是电路拓扑的副边单元有所不同，副边单元包括接收线圈、补偿网络、整流滤波电路和负载电阻R L ；接收线圈包括第一变压器接收线圈L s1和第二变压器接收线圈L s2，补偿网络包括第一补偿网络201和第二补偿网络203，整流滤波电路包括第一整流滤波电路和第二整流滤波电路。第一变压器接收线圈L s1与第一变压器发射线圈L p1耦合，第二变压器接收线圈L s2与第二变压器发射线圈L p2耦合。
第一补偿网络201为LCC补偿结构，第二补偿网络203为串联补偿结构，第一变压器接收线圈L s1、第一补偿网络201和第一整流滤波电路依次连接，第二变压器接收线圈L s2、第二补偿网络203和第二整流滤波电路依次连接，第一整流滤波电路和第二整流滤波电路均为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，第一整流滤波电路的输出与第二整流滤波电路的输出串联后与负载电阻R L 连接；开关管S由一只MOSFET组成。第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足实施例五中式(11)所示条件。
本实施例的等效电路图与实施例五的等效电路图相同，其降电压应力的原理相同，在此不再赘述。同样设计第一谐振模块和第二谐振模块的谐振频率，使得电路波形出现如图5(a)所示情况，即第一谐振电容C 1两端电压v C1谐振到谷值时，第二谐振电容C 2两端电压v C2恰好谐振到峰值，确定此时k值，可更好地降低电压应力。即流经第一变压器发射线圈L p1的电流下降到0的时刻与流经第二变压器发射线圈L p2的电流上升到0的时刻相同。
实施例十：
示例性的，图17示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，区别于实施例一的是本实施例的开关管S由两只MOSFET并联组成，或由一只IGBT和一只MOSFET并联组成。其工作原理与实施例一均相同，在此不再赘述。同样可降低开关管的电压应力。
实施例十一：
示例性的，图18示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102、第三谐振模块103、开关管S；副边单元包括第一变压器接收线圈L s1、第一补偿网络201、第一整流滤波电路和负载电阻R L 。该低电压应力的单管谐振变换器设有3个谐振模块。
第一谐振模块101包括第一变压器发射线圈L p1和第一谐振电容C 1；第一发射线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2；第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；第三谐振模块包括第三谐振电感L 3和第三谐振电容C 3；第三谐振电感L 3和第三谐振电容C 3并联连接；第一谐振模块、第二谐振模块、第三谐振模块和开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
第一补偿网络201为LCC补偿结构，第一副边整流滤波电路为依次连接的全桥整流电路和C滤波电路，开关管S由一只MOSFET组成。
第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足实施例五中式(6)所示条件。
满足式(6)所示条件后，由图5(c)可知，t 3时刻开关管两端电压下降，但由于v C2在谐振期间存在2个电压波谷，致使v ds 在t 2~t 4区间会出现2个波峰。此时可引入第三谐振模块来抑制v ds 的两个波峰。
图19(a)给出了本实施例的电路工作波形示意图，为抑制v ds 在t 2~t 4区间的两个波峰，在v C2(图中虚线)的2个波谷处，引入的第三谐振模块的电压v C3(图中灰线)需小于0，由图19(a)可知，此时v C3在t 3时刻的电压需小于0。定义v C3在谐振期间波谷出现的时刻为t a1，波谷结束的时刻为t b1，由此可以得到：
Figure 648577DEST_PATH_IMAGE027
（12）
与之前的理论分析类似，忽略电容的充放电时间，可以得到：
Figure 316319DEST_PATH_IMAGE028
（13）
故第三谐振模块的谐振频率f 3与第一谐振模块的谐振频率f 1满足式(14)所示条件：
Figure 781935DEST_PATH_IMAGE029
（14）
式中，
Figure 775299DEST_PATH_IMAGE030
，k'取4<k'<6。
通过图5(c)和图19(b)对比发现，在设有两个谐振模块基础上，增加第三谐振模块后，v ds 在t 2~t 4区间的两个波峰得到抑制，v ds 变得更加平滑。可见通过附加第三谐振模块，可在仅设置两个谐振模块的基础上进一步抑制v ds 在谐振期间的两个波峰，进而降低了开关管S的电压应力。
实施例十二：
示例性的，图18示例了本发明低电压应力的单管谐振变换器的电路拓扑，原边单元包括第一谐振模块101、第二谐振模块102和第三谐振模块103，区别于实施例十一的是本实施例中第三谐振模块的谐振频率f 3与第一谐振模块的谐振频率f 1的关系有所不同。
第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1满足实施例五中式(6)所示条件。
满足式(6)所示条件后，t 3时刻，v C1谐振到负向最大值时v C2大于0，抵消了部分v C1电压，从而抑制了开关管S漏源极的电压波峰，降低了开关管S的电压应力。类似的，可以继续增加第三谐振模块，使得在t 3时刻，v C1谐振到负向最大值时v C3也大于0，再抵消部分v C1电压。
图19(b)给出了本实施例的电路工作波形示意图，为满足t 3时刻，v C3(图中灰线)能够大于0，与第二谐振模块的谐振频率f 2的选择类似，第三谐振模块的谐振频率f 3与第一谐振模块的谐振频率f 1满足式(15)所示条件：
Figure 185421DEST_PATH_IMAGE031
（15）
式中，
Figure 922433DEST_PATH_IMAGE032
，k'取2< k'<4。
由图19(b)可知，在加入第二谐振模块和第三谐振模块后，t 3时刻，v C1(图中实线)谐振到负向最大值时v C2(图中虚线)和v C3均大于0，抵消了部分v C1电压，从而抑制了开关管S漏源极的电压波峰，降低了开关管S的电压应力。
测试实例：
为验证本发明的优越性与可行性，利用本发明实施例一的低电压应力的单管谐振变换器电路拓扑实现一款样机制作，样机参数如表1所示。
表1 实施例1电路参数
Figure 242556DEST_PATH_IMAGE033
定义开关管电压应力倍数a如下：
Figure 141241DEST_PATH_IMAGE034
（16）
其中V ds 为开关管S两端的电压应力。
由表一可以计算得到第二谐振模块的谐振频率f 2与第一谐振模块的谐振频率f 1的比值k为：
Figure 54971DEST_PATH_IMAGE035
（17）
开关管S两端电压波形、第一谐振电容C 1两端电压波形、第二谐振电容C 2两端电压波形如图20所示。参照图20，本发明样机的开关管电压应力倍数为2.08。
下面给出图1所示的现有的单管谐振变换器的测试结果，表2为电路参数，图21为电路开关管两端电压波形。参照图21，开关管电压应力倍数为2.6。可见，本发明上述样机开关管电压应力倍数的2.08低于现有单管谐振变换器的2.6，本发明的低电压应力的单管谐振变换器能够降低开关管两端的电压应力，由此证明了本发明的优越性。
表2 现有单管谐振变换器的电路参数
Figure 330094DEST_PATH_IMAGE036
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制。以上所述实施例中具体的谐振频率仅是实现本发明降低电压应力实施效果的最优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种低电压应力的单管谐振变换器，包括输入电源V in 、原边单元和副边单元；所述原边单元包括第一谐振模块和开关管S；所述副边单元包括变压器副边线圈、整流滤波电路和负载；其特征在于，所述原边单元还包括第二谐振模块，所述第一谐振模块、第二谐振模块和开关管S串联后连接在输入电源V in 两端；至少一个谐振模块设有变压器原边线圈，变压器原边单元线圈和变压器副边单元线圈相耦合；谐振期间，通过调整第一谐振模块和/或第二谐振模块的谐振频率以调整两者的电压相位关系，通过两者电压波峰与波谷的抵消以降低谐振变换器的电压应力；其中第一、第二谐振模块的设计包括：
设计一，所述第一谐振模块包括第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1，且第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；所述第二谐振模块包括第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2，且第二谐振电感L 2和第二谐振电容C 2并联连接；
设计二， 所述第一谐振模块包括第一谐振电感L 1和第一谐振电容C 1，且第一谐振电感L 1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2，且第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2并联连接；
设计三，所述第一谐振模块包括第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1，且第一变压器原边线圈L p1和第一谐振电容C 1并联连接；第二谐振模块包括第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2，且第二变压器原边线圈L p2和第二谐振电容C 2并联连接。
2.根据权利要求1所述低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：设计一中，
第一谐振模块的谐振频率f 1与第二谐振模块的谐振频率f 2应满足关系：
Figure 205405DEST_PATH_IMAGE001
式中，
Figure 933190DEST_PATH_IMAGE002
，k取2<k <4，R e1为第一变压器副边线圈输入电阻折合到第一变压器原边线圈的电阻。
3.根据权利要求1所述低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：设计二中，
第一谐振模块的谐振频率f 1与第二谐振模块的谐振频率f 2应满足关系：
Figure 779529DEST_PATH_IMAGE003
式中，
Figure 250962DEST_PATH_IMAGE004
，k取2<k <4，R e2为第二变压器副边线圈输入电阻折合到第二变压器原边线圈的电阻。
4.根据权利要求1所述低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：设计三中，
第一谐振模块的谐振频率f 1与第二谐振模块的谐振频率f 2应满足关系：
Figure 508768DEST_PATH_IMAGE005
式中，
Figure 532088DEST_PATH_IMAGE006
，k取2<k <4，R e1为第一变压器副边线圈输入电阻折合到第一变压器原边线圈的电阻，R e2为第二变压器副边线圈输入电阻折合到第二变压器原边线圈的电阻。
5.根据权利要求1-4任一所述的低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：变压器采用紧耦合变压器或非接触变压器；当变压器为非接触变压器时，副边单元还包括补偿网络。
6.根据权利要求5所述的低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：设计三中，
所述副边单元包括第一变压器副边线圈L s1、第二变压器副边线圈L s2、第一补偿单元和第二补偿单元；所述第一变压器副边线圈L s1与第一补偿单元连接，第二变压器副边线圈L s2与第二补偿单元连接，第一补偿单元的输出与第二补偿单元的输出并联后与整流滤波电路及负载连接。
7.根据权利要求1-4任一所述的低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：所述原边单元还增设有一个或多个谐振单元，增设的谐振单元与第一、第二谐振单元及开关管S串联后连接在输入电压V in 两端。
8.根据权利要求2或4所述的低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：所述原边单元还增设有第三谐振单元，第一、第二、第三谐振单元及开关管S串联后连接在输入电压V in 两端， 所述第三谐振模块由第三谐振电感L 3与第三谐振电容C 3并联而成，第一谐振模块的谐振频率f 1与第三谐振模块的谐振频率f 3应满足关系：
Figure 508134DEST_PATH_IMAGE007
式中，
Figure 517678DEST_PATH_IMAGE008
，k'取4<k'<6或者k'取2< k'<4。
9.根据权利要求1-4任一所述的低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：所述开关管S为单个开关器件或由多个开关器件并联组成的单管单元。
10.根据权利要求7所述的低电压应力的单管谐振变换器，其特征在于：所述开关管S为单个开关器件或由多个开关器件并联组成的单管单元。
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