CN115037162A - 一种单级隔离型拓扑电路及控制方法 - Google Patents

一种单级隔离型拓扑电路及控制方法 Download PDF

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徐金柱
张远昭
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Abstract

本发明公开了一种单级隔离型拓扑电路及其控制方法，所述单级隔离型拓扑电路包括：与三相电网连接的原边电路、与输出电容连接的第一副边电路以及第二副边电路、电连接于所述原边电路与所述第一副边电路之间的第一变压器、以及电连接于所述原边电路与所述第二副边电路之间的第二变压器，所述原边电路中所有开关管均采用双向开关，且所述第一变压器的原边绕组以及所述第二变压器的原边绕组串联连接于所述原边电路的输出侧。与现有技术相比，本发明能在不加储能电感以及母线电容的基础上，既实现功率因数校正，同时也实现隔离，可以提高充电模块的功率密度，具有器件数量少，成本低等优点。

Description

一种单级隔离型拓扑电路及控制方法
技术领域
本发明涉及电动汽车，特别是一种单级隔离型拓扑电路及控制方法。
背景技术
随着新能源电动汽车的发展，续航里程提高，电池电量的增加，充电速度要求也越来越快，对于充电桩的功率要求也越来越高，当前对于增大充电桩的功率都是通过增加并联充电模块的数量来实现，而充电桩模块都是通过两级拓扑来实现，设计复杂，器件多，成本高，难以提高功率密度。
因此，如何设计一种拓扑电路，能解决现有技术中存在的缺陷，是业界亟待解决的技术问题。
发明内容
针对现有技术中，充电桩采用两级拓扑，造成设计复杂、器件多、成本高、难以提高功率密度的问题，本发明提出了一种单级隔离型拓扑电路及控制方法。
本发明的技术方案为，提出了一种单级隔离型拓扑电路，包括：与三相电网连接的原边电路、与输出电容连接的第一副边电路以及第二副边电路、电连接于所述原边电路与所述第一副边电路之间的第一变压器、以及电连接于所述原边电路与所述第二副边电路之间的第二变压器，所述原边电路中所有开关管均采用双向开关，且所述第一变压器的原边绕组以及所述第二变压器的原边绕组串联连接于所述原边电路的输出侧。
进一步，所述原边电路采用三相全桥电路，其具有用于与三相电网连接的第一桥臂、第二桥臂、以及第三桥臂，所述三相电网的三相分别连接到所述第一桥臂、第二桥臂、以及第三桥臂的中点；
所述第一副边电路采用桥式电路，其具有由整流二极管组成的第四桥臂以及第五桥臂，且所述第一副边电路的输入侧与所述第一变压器的副边绕组连接、输出侧与所述输出电容连接；
所述第二副边电路采用桥式电路，其具有由功率开关管组成的第六桥臂以及第七桥臂，且所述第二副边电路的输入侧与所述第二变压器的副边绕组连接、输出侧与所述输出电容连接。
进一步，还包括连接于所述原边电路输出侧的谐振电路，所述谐振电路至少具有一谐振电容以及一谐振电感，且所述谐振电容与所述谐振电感串联于所述原边电路的输出侧与所述第一变压器的原边绕组之间。
进一步，所述第一变压器的原边绕组对副边绕组的匝数比与所述第二变压器的原边绕组对副边绕组的匝数比相同，使所述第一副边电路与所述第二副边电路的输出电流均衡。
进一步，还包括连接于所述三相电网与所述原边电路之间的第一滤波电路，所述第一滤波电路包括至少三个输入EMI电容，且所述三相电网的每一相均连接有一输入EMI电容，所述输入EMI电容一端连接在三相电网与所述原边电路之间、另一端接地。
进一步，还包括连接于所述第二副边电路输出端的第二滤波电路，所述第二滤波电路具有至少两个输出EMI电容，且所述第二副边电路的第一输出端和第二输出端均连接有一输出EMI电容，所述输出EMI电容的另一端接地。
进一步，所述双向开关为两个IGBT反向并联或两个MOS管反向串联所形成的开关单元。
本发明还提出了一种单级隔离型拓扑电路的控制方法，包括：
控制原边电路中各开关管的运行状态，使原边电路输出方波电压；
检测所述原边电路的输出电压信号以及第二副边电路的输入电压信号，并确定所述第二副边电路的输入电压信号相对于原边电路的输出电压信号的相移角；
控制所述第二副边电路中功率开关管的导通状态以调节所述相移角，进而调节输出功率。
进一步，在调节所述相移角之前，还需要对所述第二副边电路的输出电流以及输出电压进行双环控制，以获取相移角，其包括：
将所述第二副边电路的输出电流与电流环基准值进行差值运算，并对差值进行环路补偿，将所得的补偿值与电压环预设值做取小运算，将取小运算的值作为电压环基准值，并将所述输出电压与所述电压环基准值进行差值运算，并对差值进行环路补偿，用所得的补偿值与所述输出功率运算得出相移角。
进一步，所述第二副边电路中所有功率开关管交替导通，且所述第二副边电路的第六桥臂的上臂开关与第七桥臂的下臂开关状态切换的时刻相同，所述第六桥臂的下臂开关与所述第七桥臂的上臂开关状态切换的时刻相同。
与现有技术相比，本发明至少具有如下有益效果：
本发明通过控制原边电路中各个开关管的导通状态，能够在单级拓扑的结构下实现功率因数校正，此外，本发明通过设置第一变压器和第二变压器的匝数比相同，实现第一副边电路和第二副边电路的输出电流均衡，此外，本发明取消了原本储能电感以及母线电容的设计，具有器件数量少，成本低的优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明单级隔离型拓扑电路的模块图；
图2为本发明单级隔离型拓扑电路的电路拓扑示意图；
图3为本发明双向开关的结构示意图；
图4为Up的电压波形示意图；
图5为第二副边电路的控制时序图；
图6为Us1和Us2的电压波形示意图；
图7为Us2和Up的电压波形示意图；
图8为Van、Vbn、Vcn的电压波形示意图；
图9为本发明一实施例下单级隔离型拓扑电路的电路拓扑示意图；
图10为本发明原边电路的控制时序图；
图11为本发明整体的控制框图；
图12为第一副边电路的输出电流、第二副边电路的输出电流、总输出电流的对照示意图；
图13为另一实施例下电流波形的仿真示意图；
图14至图16分别为本发明不同实施例下的电路拓扑示意图；
图17为现有技术两级拓扑的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
由此，本说明书中所指出的一个特征将用于说明本发明的一个实施方式的其中一个特征，而不是暗示本发明的每个实施方式必须具有所说明的特征。此外，应当注意的是本说明书描述了许多特征。尽管某些特征可以组合在一起以示出可能的系统设计，但是这些特征也可用于其他的未明确说明的组合。由此，除非另有说明，所说明的组合并非旨在限制。
下面结合附图以及实施例对本发明的原理及结构进行详细说明。
充电桩模块都是通过两级拓扑来实现，设计复杂，器件多，成本高，难以提高功率密度，本发明的思路在于，提出一种单级隔离型拓扑电路，通过对电路拓扑结构以及控制方式的改进，使其在不加储能电感以及母线电容的基础上，既能实现功率因数校正(PFC)，也能实现隔离，提高充电模块的功率密度。
请参见图17，现有技术中充电桩模块一般由AC输入、ACDC模块、DCDC模块、DC输出组成，其通过两级拓扑实现，设计复杂。
请参见图1，本发明提出的单级隔离型拓扑电路，包括与三相电网连接的原边电路、与输出电容连接的第一副边电路以及第二副边电路、电连接于原边电路与第一副边电路之间的第一变压器、以及电连接于原边电路与第二副边电路之间的第二变压器，其中，原边电路中所有开关管均采用双向开关，且第一变压器的原边绕组以及第二变压器的原边绕组串联连接于原边电路的输出侧，其中，第一变压器指图1中的变压器T1，第二变压器指图1中的变压器T2。
具体的，请参见图2，原边转换电路采用三相全桥电路，其具有与三相电网连接的第一桥臂、第二桥臂、以及第三桥臂，其中，开关管S1和开关管S4组成第一桥臂，且开关管S1为上臂开关，开关管S4为下臂开关；开关管S2和开关管S5组成第二桥臂，且开关管S2为上臂开关，开关管S5为下臂开关；开关管S3和开关管S6组成第三桥臂，且开关管S3为上臂开关，开关管S6为下臂开关。三相电网的a相连接到第一桥臂的中点、b相连接到第二桥臂的中点、c相连接到第三桥臂的中点，只有当开关管S1-S6按照相应的时序进行控制时，三相全桥电路d、e两端(如图2中d、e处电压Up)才产生电压，即可以通过控制开关管S1-S6的控制时序，可以实现对d、e两端电压的有序控制，本发明中，取消了d、e两端处电容的设置，在按照一定的控制时序后，可以直接实现功率因数校正。
第一副边转换电路采用桥式电路，其具有由整流二极管组成的第四桥臂以及第五桥臂，其中，二极管D1和二极管D2组成第四桥臂，二极管D3和二极管D4组成第五桥臂，第一变压器的第一输出端和第二输出端分别连接到第四桥臂和第五桥臂的中点，第一副边转换电路的输出端连接到输出电容C7的两端，其能够接收第一变压器输出的电流，并进行整流后传输给输出电容C7。
其中，在本发明其他实施例中，第一副边转换电路中的开关管还可以采用其他有源器件，如Si MOSFET、SiC MOFET、IGBT等，当采用其他有源器件时，第一副边转换电路还可以通过调节第四桥臂以及第五桥臂上开关管的导通状态，进而调节输出电流；请参见图15及图16，分别为本发明中第二副边电路两种不同实施例下的连接示意图。
第二副边电路采用桥式电路，其具有由功率开关管组成的第六桥臂以及第七桥臂，其中，开关管Q1和开关管Q3组成第六桥臂，且开关管Q1为上臂开关，开关管Q3为下臂开关；开关管Q2和开关管Q4组成第七桥臂，且开关管Q2为上臂开关、开关管Q4为下臂开关。第二变压器的第一输出端和第二输出端分别连接到第六桥臂和第七桥臂的中点，第二副边转换电路的输出端连接到输出电容C7的两端，该实施例下，由于第一副边转换电路中采用整流二极管组成，其无法进行功率转换，故本发明主要通过控制第二副边转换电路中各开关管的导通状态来调节输出给输出电容的电流及电压大小，通过调节开关管Q1-Q4的导通状态，进而调节第二副边转换电路的输出电流及输出电压。在本发明其他实施例中，当第一副边转换电路采用其他有源器件组成桥式电路时，还可以将第一副边转换电路中各开关管加入控制，与第二副边转换电路一同控制输出电压以及输出电流。
其中，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4可以采用MOSFET、SIC MOSFET、IGBT并联二极管等。在第二变压器的副边绕组N4与第二副边转换电路之间还串联有一电容C6，其电容C6作为隔直电容，如图14，在本发明其他实施例中，还可以取消电容C6的设置。
第一变压器为变压器T1，其原边绕组N1电连接于原边电路中，副边绕组N2电连接于第一副边电路中，用于进行DCDC变化，为第一副边电路提供输入电流；第二变压器为变压器T2，其原边绕组N3电连接于原边电路中，副边绕组N4电连接于第二副边电路中，用于进行DCDC变换，为第二副边电路提供输入电流。本发明中，第一变压器的原边绕组N1与第二变压器的原边绕组N3一同串联在三相全桥电路的输出端，且第一变压器的原边绕组对副边绕组的匝数比与第二变压器的原边绕组对副边绕组的匝数比相同，由于第一变压器的原边绕组N1与第二变压器的原边绕组N3处于串联关系，故第一变压器的原边绕组N1上接收到的电流与第二变压器的原边绕组N3上接收到的电流相同，又由于第一变压器和第二变压器的匝数比相同，故第一变压器映射到其副边绕组N2的电流与第二变压器映射到其副边绕组N4的电流相同，以此可以实现均流的目的。
请参见图2，在原边电路的输出侧还串联有一谐振电路，其至少具有一谐振电路以及一谐振电感，以形成LC谐振电路，在本发明其他实施例中，还可以采用LLC谐振电路以替换上述LC谐振电路，如图2，谐振电感为电感Lr，谐振电容为电容Cr，电感Lr和电容Cr串联于原边电路的输出侧与第一变压器的原边绕组之间，其电感Lr既可以为单独的电感，也可以采用变压器的漏感。
本发明中，在对原边电路进行控制时，由于谐振电路中电感Lr和电容Cr的存在，两者会形成一个随着开关周期变化而等效阻抗发生变化的网络，其具体阻抗变化模型为：
Figure BDA0003733709320000081
其中，fs为原边电路中开关管的开关周期，Z(fs)为谐振电路的等效阻抗，其Z(fs)会随着fs变化，在实际应用在，为提高效率，避免无功能量过多，会根据功率控制fs，进而改变Z(fs)，以得出最优匹配阻抗。
请参见图2，在三相电路与原边电路之间还连接有第一滤波电路，其第一滤波电路至少包括至少三个输入EMI电容，使三相电网的每一相均连接一输入EMI电容，其中，输入EMI电容的一端连接在三相电网与原边转换电路之间、另一端接地，该情况下输入EMI电容能够作为y电容用于滤除共模干扰。请参见图2，在本实施例中，输入EMI电容设置有4个，分别为电容C1、电容C2、电容C3、以及电容C4，其中，电容C1一端连接到三相电网的a相、另一端连接到电容C4的一端，电容C2一端连接到三相电网的b相、另一端连接到电容C4的一端，电容C3一端连接到三相电网的c相、另一端连接到电容C4的一端，电容C4的另一端接地，通过该连接方式，既可以达到滤除共模干扰的目的，还可以同时滤除差模干扰。
进一步的，为提高本发明整体的EMI效果，在第二副边电路的输出端还设有一第二滤波电路，其第二滤波电路具有至少两个输出EMI电容，如图2中分别为电容C8和电容C9，电容C8一端连接到第二副边电路的第一输出端、另一端接地，电容C9一端连接到第二副边电路的第二输出端、另一端接地。本发明中由于第一副边电路和第二副边电路连接到一起，故通过第二滤波电路能够同时实现对第一副边电路和第二副边电路的输出进行滤波，电容C7作为输出电容，其两端可以接外部负载进行供电。
请参见图3，其为本发明双向开关结构的一个实施例，其中双向开关在本申请中主要用于切换双向电流的流动，还可以使该电流导通或断开，双向开关可以为两个IGBT反向并联形成，或两个MOS管反向串联，也可以为别的形式，在此不做限定。
在图2所示的拓扑中，第一变压器原边绕组N1处的电压为Us1′，其对应副边绕组N2的电压为Us1，其中，电压Us1与电压Us1′满足
Figure BDA0003733709320000091
第二变压器原边绕组N3处的电压为Us2’，其对应副边绕组N4处的电压为Us2，其中电压Us2与电压Us2’满足
Figure BDA0003733709320000092
请参见图6，其为本发明Us1和Us2的电压波形，其峰值的绝对值之和与总输出电压Vo相等(忽略输出开关管压降)。
本发明主要的稳压原理为，通过控制Up(d、e两端电压)形成方波电压，在Us2和Up之间形成相移角
Figure BDA0003733709320000093
通过控制相移角
Figure BDA0003733709320000094
形成对输出电压以及输出功率的控制。如图7所示，以原边电路为基准，当移相角
Figure BDA0003733709320000095
超前即副边Us2超前原边Up时，可以增大增益，增大输出功率，当相移角
Figure BDA0003733709320000096
滞后即副边Us2滞后原边Up时，可以降低增益，减小输出功率，需要指出的是，在该控制过程中，需要考虑原边电路各开关管的开关周期fs，以得到谐振电路的最优阻抗匹配特性。
请参见图4，本发明中通过对原边电路中第一桥臂、第二桥臂以及第三桥臂的控制，使得原边电路输入端d、e两端电压Up形成方波信号，请参见图8及图9，下面结合一具体实施例对本发明Up电压控制方法进行说明，该实施例中，原边电路中的双向开关采用反向串联的两个MOS管实现，其第一桥臂的上臂开关由反向串联的MOS管AH1和MOS管AH2组成，第一桥臂的下臂开关由反向串联的MOS管AL1和MOS管AL2组成，第二桥臂的上臂开关由反向串联的MOS管BH1和MOS管BH2组成，第二桥臂的下臂开关由反向串联的MOS管BL1和MOS管BL2组成，第三桥臂的上臂开关由反向串联的MOS管CH1和MOS管CH2组成，第三桥臂的下臂开关由反向串联的MOS管CL1和MOS管CL2组成，Van、Vbn、Vcn分别为三相电网A相、B相、C相的电压，其将一个正弦波电压按照过零点以及电压由交互的点进行划分为12区域，通过划分后，Up的电压形成了一个脉动的方波，对应的峰值电压为三相AC电压的线电压，具体的，其12个分区为：
Va<Vc>0<VbⅠ区对应Up峰值电压为Ucb
Va>Vc>0<VbⅡ区对应Up峰值电压为Uab
Va>0<Vc<VbⅢ区对应Up峰值电压为Uab
Va>0<Vb<VcⅣ区对应Up峰值电压为Uac
Va>Vb>0<VcⅤ区对应Up峰值电压为Uac
Va<Vb>0<VcⅥ区对应Up峰值电压为Ubc
Vb>0<Va<VcⅦ区对应Up峰值电压为Ubc
Vb>0<Vc<VaⅧ区对应Up峰值电压为Uba
Vb>Vc>0<VaⅨ区对应Up峰值电压为Uba
Vc>Vb>0<Va Ⅹ区对应Up峰值电压为Uca
Vc>0<Vb<Va XI区对应Up峰值电压为Uca
Vc>0<Va<Vb XII区对应Up峰值电压为Ucb
在上述12个分区中，每个分区对应的开关管动作顺序均不相同，下面对I区的驱动进行说明：
如图10，当BH2＝1,CL2＝1,Up＝Vbc；
当BH2＝1,AL2＝1,Up＝Vba；
当BL1＝1,CH1＝1,Up＝-Vbc；
当BL1＝1,AH1＝1,Up＝-Vba；
其Ⅱ区～XII区的控制逻辑与I区的控制逻辑相同，通过该控制方式，能够将Up转换为一脉动的方波。
请参见图11，在本发明一具体实施例中，还包括输入电压(Ua、Ub、Uc)采集器、第一副边电路和第二副边电路共同输出电压(Uo)采集器、以及第一副边电路和第二副边电路共同输出电流(Io)采集器。具体的，本发明提出的单级隔离型拓扑电路的控制方法，包括：
控制原边电路中各开关管的运行状态，使原边电路输出方波电压；
检测原边电路的输出电压信号以及第二副边电路的输入电压信号，并确定第二副边电路的输入电压信号相对于原边电路的输出电压信号的相移角；
控制第二副边电路中功率开关管的导通状态以调节相移角，进而调节输出功率。
其计算相移角的具体步骤为：
采集第一副边电路以及第二副边电路对输出电容共同的输出电压和输出电流，并进行功率运算得出输出功率；
对输出电流以及输出电压进行电流外环以及电压内环的双环控制，并根据双环控制所得的补偿值与输出功率运算得出相移角；
控制第二副边电路中功率开关管以相移角跟随原边电路中各功率开关管对应驱动运行。
其中，对输出电流以及输出电压进行电流外环以及电压内环的双环控制，并将双环控制所得的补偿值与输出功率运算得出相移角，包括：
将输出电流与电流环基准值进行差值运算，并对差值进行环路补偿，将所得的补偿值与电压环预设值做取小运算，将取小运算的值作为电压环基准值，并将输出电压与电压环基准值进行差值运算，并对差值进行环路补偿，用所得的补偿值与输出功率运算得出相移角。
请参见图5仿真中的控制逻辑，第二副边电路中所有功率开关管的占空比均为50％，且第二副边电路的第六桥臂的上臂开关与第七桥臂的下臂开关状态切换的时刻相同，第六桥臂的下臂开关与第七桥臂的上臂开关状态切换的时刻相同。需要指出的是，实际操作中，由于要考虑死区时间，第二副边电路中开关管的占空比并非50％，此时第二副边电路中同一桥臂的对管交替导通。
在本发明一应用实例中，三相电网的输入为380ac，单级隔离型拓扑电路的输出为300V，输出功率为21KW，即：总输出电流为70A，其仿真的各项参数如下：
Figure BDA0003733709320000121
Figure BDA0003733709320000131
请参见图12，第一副边电路的输出电流波形、第二副边电路输出的电流波形、以及总输出的电流波形完全一致，第一副边电路与第二副边电路的输出电流几乎无偏差，本发明实现均流控制，且第一副边电路的输出电流与第二副边电路的输出电流之和基本等于输出总电流，证明了本发明控制方式的可行性。请参见下表，其为该参数下的仿真结果：
项目 结果
第一副边电路输出电流(Io1) 35.019A
第二副边电路输出电流(Io2) 35.025A
输出总电流(Io) 70.045A
请参见图13，其为本发明另一实施例的仿真结果，从仿真结果中可以看出，利用本发明硬件拓扑以及控制方案，在没有输入电感的情况下，依然可以保持良好的输入电流和输入电压的跟随。
与现有技术相比，本发明采用了单级隔离型拓扑电路及其对应的控制方法，能在不加储能电感以及母线电容的基础上，实现功率因数校正的功率、同时也实现隔离，提高充电模块的功率密度，具有器件数量少，成本低等优点。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种单级隔离型拓扑电路，其特征在于，包括：与三相电网连接的原边电路、与输出电容连接的第一副边电路以及第二副边电路、电连接于所述原边电路与所述第一副边电路之间的第一变压器、以及电连接于所述原边电路与所述第二副边电路之间的第二变压器，所述原边电路中所有开关管均采用双向开关，且所述第一变压器的原边绕组以及所述第二变压器的原边绕组串联连接于所述原边电路的输出侧。
2.根据权利要求1所述的单级隔离型拓扑电路，其特征在于，所述原边电路采用三相全桥电路，其具有用于与三相电网连接的第一桥臂、第二桥臂、以及第三桥臂，所述三相电网的三相分别连接到所述第一桥臂、第二桥臂、以及第三桥臂的中点；
所述第一副边电路采用桥式电路，其具有由整流二极管组成的第四桥臂以及第五桥臂，且所述第一副边电路的输入侧与所述第一变压器的副边绕组连接、输出侧与所述输出电容连接；
所述第二副边电路采用桥式电路，其具有由功率开关管组成的第六桥臂以及第七桥臂，且所述第二副边电路的输入侧与所述第二变压器的副边绕组连接、输出侧与所述输出电容连接。
3.根据权利要求1所述的单级隔离型拓扑电路，其特征在于，还包括连接于所述原边电路输出侧的谐振电路，所述谐振电路至少具有一谐振电容以及一谐振电感，且所述谐振电容与所述谐振电感串联于所述原边电路的输出侧与所述第一变压器的原边绕组之间。
4.根据权利要求1所述的单级隔离型拓扑电路，其特征在于，所述第一变压器的原边绕组对副边绕组的匝数比与所述第二变压器的原边绕组对副边绕组的匝数比相同，使所述第一副边电路与所述第二副边电路的输出电流均衡。
5.根据权利要求1所述的单级隔离型拓扑电路，其特征在于，还包括连接于所述三相电网与所述原边电路之间的第一滤波电路，所述第一滤波电路包括至少三个输入EMI电容，且所述三相电网的每一相均连接有一输入EMI电容，所述输入EMI电容一端连接在三相电网与所述原边电路之间、另一端接地。
6.根据权利要求1所述的单级隔离型拓扑电路，其特征在于，还包括连接于所述第二副边电路输出端的第二滤波电路，所述第二滤波电路具有至少两个输出EMI电容，且所述第二副边电路的第一输出端和第二输出端均连接有一输出EMI电容，所述输出EMI电容的另一端接地。
7.根据权利要求1所述的单级隔离型拓扑电路，其特征在于，所述双向开关为两个IGBT反向并联或两个MOS管反向串联所形成的开关单元。
8.单级隔离型拓扑电路的控制方法，其特征在于，包括：
控制原边电路中各开关管的运行状态，使所述原边电路输出方波电压；
检测所述原边电路的输出电压信号以及第二副边电路的输入电压信号，并确定所述第二副边电路的输入电压信号相对于原边电路的输出电压信号的相移角；
控制所述第二副边电路中功率开关管的导通状态以调节所述相移角，进而调节输出功率。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，在调节所述相移角之前，还需要对所述第二副边电路的输出电流以及输出电压进行双环控制，以获取相移角，其包括：
将所述第二副边电路的输出电流与电流环基准值进行差值运算，并对差值进行环路补偿，将所得的补偿值与电压环预设值做取小运算，将取小运算的值作为电压环基准值，并将所述输出电压与所述电压环基准值进行差值运算，并对差值进行环路补偿，用所得的补偿值与所述输出功率运算得出相移角。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述第二副边电路中所有功率开关管交替导通，且所述第二副边电路的第六桥臂的上臂开关与第七桥臂的下臂开关状态切换的时刻相同，所述第六桥臂的下臂开关与所述第七桥臂的上臂开关状态切换的时刻相同。
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