WO2024007728A1 - 匹配电路及功率放大电路 - Google Patents

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WO2024007728A1
WO2024007728A1 PCT/CN2023/093527 CN2023093527W WO2024007728A1 WO 2024007728 A1 WO2024007728 A1 WO 2024007728A1 CN 2023093527 W CN2023093527 W CN 2023093527W WO 2024007728 A1 WO2024007728 A1 WO 2024007728A1
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capacitor
inductor
series
variable capacitor
matching
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周佳辉
胡滨
郭嘉帅
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深圳飞骧科技股份有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/213—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits

Definitions

  • the utility model relates to the field of electronic technology, and in particular to a matching circuit and a power amplifier circuit.
  • the power amplifier directly affects the communication quality and talk time of the mobile communication terminal.
  • the output matching bandwidth of existing power amplifiers is limited, and one type of PA can only match one type of matching circuit, which limits the performance of the PA.
  • L1 C1 L2 C2 L3 C3 forms a three-stage LC matching structure for the PA output
  • C4 is a DC blocking capacitor
  • L4 L5 L6 forms a series resonance with C1 C2 C4 respectively.
  • the ground network filters the harmonics.
  • the traditional 2G PA working frequency bands are 824MHz-915MHz and 1710MHz-1910MHz. Because the frequencies are far apart, it is generally necessary to set up two sets of PA designs and two sets of output matching circuits.
  • the present utility model proposes a matching circuit and a power amplifier circuit.
  • an embodiment of the present invention provides a matching circuit for output matching of a power amplifier, including: a first matching structure and a second matching structure connected in series to the power amplifier. structure, and the third matching structure;
  • the first matching structure includes: a first inductor L1, a first capacitor C1 connected in parallel with the first inductor L1, and a first variable capacitor VC1 connected in series with the first capacitor C1.
  • the first One end of the variable capacitor VC1 is connected to the first capacitor C1, The other end is grounded;
  • the second matching structure includes: a second inductor L2, a second capacitor C2 connected in parallel with the second inductor L2, and a second variable capacitor VC2 connected in series with the second capacitor C2.
  • the second variable capacitor VC2 is connected in series with the second capacitor C2.
  • One end of the capacitor VC2 is connected to the second capacitor C2, and the other end is connected to ground;
  • the third matching structure includes: a third inductor L3, a third capacitor C3 connected in parallel with the third inductor L3, and a third variable capacitor VC3 connected in series with the third capacitor C3.
  • the third variable capacitor VC3 is connected in series with the third capacitor C3.
  • One end of the capacitor VC3 is connected to the third capacitor C3, and the other end is connected to ground;
  • the third inductor L3 is also connected in series with a DC blocking capacitor C6, and is output through the output end of the DC blocking capacitor C6.
  • the capacitance of the first variable capacitor VC1 is adjusted through a first reverse bias voltage V1;
  • the second variable capacitor VC2 adjusts the capacitance size through a second reverse bias voltage V2;
  • the third variable capacitor VC3 adjusts the capacitance through a third reverse bias voltage V3.
  • the first variable capacitor VC1 is connected to ground through a fourth inductor L4 in series;
  • the second variable capacitor VC2 is connected to the ground through a fifth inductor L5 in series;
  • the third variable capacitor VC3 is connected to the ground through a sixth inductor L6 in series.
  • the matching circuit further includes a fourth matching structure, which includes: a fourth capacitor C4 connected in series with the third inductor L3, and a fourth variable capacitor connected in series with the fourth capacitor C4. VC4, and a seventh inductor L7 connected in parallel with the fourth capacitor C4 and the fourth variable capacitor VC4.
  • the first end of the fourth variable capacitor VC4 is connected to the fourth capacitor C4, and the other end is connected to ground.
  • the capacitance of the fourth variable capacitor VC4 is adjusted through a fourth reverse bias voltage V4.
  • the matching circuit further includes a fifth matching structure
  • the fifth matching structure includes: a fifth variable capacitor VC5 connected in series with the fourth variable capacitor VC4, and and an eighth inductor L8 connected in series with the fifth variable capacitor VC5.
  • One end of the eighth inductor L8 is connected to the fifth variable capacitor, and the other end is connected to ground.
  • the capacitance of the fifth variable capacitor VC5 is adjusted through a fifth reverse bias voltage V5.
  • a ninth inductor L9 is connected in series to the output end of the DC blocking capacitor C6.
  • the present invention provides a power amplifier, including: a power amplifier and a matching circuit connected to an output end of the power amplifier, wherein the matching circuit is any one of the above-mentioned matching circuits.
  • the matching circuit of the power amplifier of the present invention changes the impedance by changing the adjustable resistance and capacitance of each matching structure, and adjusts the circuit impedance to be suitable for a wider range of frequencies. At the same time, while changing the impedance, it also changes the resonant filter frequency of the circuit. The resonance changes from the previous low-frequency harmonic suppression to the high-frequency harmonic suppression.
  • Figure 1 is a schematic diagram of an existing amplifier and its matching circuit
  • Figure 2 is a schematic diagram of a matching circuit according to an embodiment of the present utility model
  • Figure 3a shows the impedance matching simulation results suitable for low frequencies
  • Figure 3b shows the impedance matching simulation results of the embodiment of the present invention
  • Figure 4a shows the simulation results of low-frequency harmonic suppression by the circuit during low-frequency simulation
  • Figure 4b shows the simulation results of harmonic suppression according to the embodiment of the present invention.
  • the present utility model provides a power amplifier circuit, which includes: a power amplifier 10 (PA) and a matching circuit 20.
  • the matching circuit 20 is used for output matching of the power amplifier 10.
  • the matching circuit 20 includes: a first matching structure 21 , a second matching structure 22 , and a third matching structure 23 connected in series to the power amplifier 10 .
  • the first matching structure includes: a first inductor L1, a first capacitor C1 connected in parallel with the first inductor L1, and a first variable capacitor VC1 connected in series with the first capacitor C1.
  • the first One end of the variable capacitor VC1 is connected to the first capacitor C1, and the other end is grounded;
  • the second matching structure includes: a second inductor L2, a second capacitor C2 in parallel with the second inductor L2, and a second capacitor C2 connected in parallel with the second inductor L2.
  • the second variable capacitor VC2 is a second variable capacitor VC2 connected in series with two capacitors C2.
  • the third matching structure includes: a third inductor L3, and the second variable capacitor VC2.
  • a third capacitor C3 connected in parallel with the third inductor L3, and a third variable capacitor VC3 connected in series with the third capacitor C3.
  • One end of the third variable capacitor VC3 is connected to the third capacitor C3, and the other end is connected to ground;
  • the third inductor L3 is also connected in series with a DC blocking capacitor C6, and is output through the output end of the DC blocking capacitor C6.
  • the first variable capacitor VC1 adjusts the capacitance through the first reverse bias voltage V1; the second variable capacitor VC2 adjusts the capacitance through the second reverse bias voltage V2; so The third variable capacitor VC3 adjusts the capacitance size through the third reverse bias voltage V3.
  • the first variable capacitor VC1 is connected to the ground through a fourth inductor L4 connected in series; the second variable capacitor VC2 is connected to the ground through a fifth inductor L5 connected in series; and the third variable capacitor VC2 is connected to the ground through a fifth inductor L5 connected in series.
  • the capacitor VC3 is connected to the ground through a sixth inductor L6 connected in series.
  • the matching circuit further includes a fourth matching structure 24.
  • the fourth matching structure includes: a fourth capacitor C4 connected in series with the third inductor L3, and a third capacitor C4 connected in series with the fourth capacitor C4.
  • Four variable capacitors VC4, and the fourth capacitor C4 The fourth variable capacitor VC4 is connected in parallel with the seventh inductor L7.
  • the first end of the fourth variable capacitor VC4 is connected to the fourth capacitor C4, and the other end is connected to the ground.
  • the fourth variable capacitor VC4 adjusts the capacitance through a fourth reverse bias voltage V4.
  • the matching circuit further includes a fifth matching structure 25.
  • the fifth matching structure includes: a fifth variable capacitor VC5 connected in series with the fourth variable capacitor VC4;
  • the variable capacitor VC5 is connected in series with an eighth inductor L8, one end of the eighth inductor L8 is connected to the fifth variable capacitor, and the other end is connected to ground.
  • the fifth variable capacitor VC5 adjusts the capacitance through a fifth reverse bias voltage V5.
  • a ninth inductor L9 is connected in series to the output end of the DC blocking capacitor C6 to filter out harmonics.
  • the first reverse bias voltage V1, the second reverse bias voltage V2, the third reverse bias voltage V3, the fourth reverse bias voltage V4 and the fifth reverse bias voltage can be adjusted.
  • the voltage of voltage V5 is set to change the capacitance of the first variable capacitor VC1, the second variable capacitor VC2, the third variable capacitor VC3, the fourth variable capacitor VC4, and the fifth variable capacitor VC5.
  • the impedance of mobile phone 2G PA is 824MHz-915MHz and 1.71GHz-1.91GHz.
  • the matching impedances of low frequency and high frequency are respectively around 2.5ohm and 3.5ohm, which are more suitable values.
  • Figure 3a the impedance matching simulation results suitable for low frequency are shown.
  • Figure 3b by adjusting the voltage of V1 V2 V3 V4 V5, the capacitance size of VC1 VC2 VC3 VC4 VC5 is adjusted. The remaining inductors remain unchanged, and their 1.71GHz
  • the impedance of -1.91GHz is 3.7-3.5ohm. This impedance is suitable for the impedance of 1.71-1.91GHz PA band. Therefore, you only need to adjust each reverse bias voltage to obtain the impedance matching required for the corresponding frequency band.
  • Figure 4a shows the simulation diagram of the circuit's suppression of low-frequency harmonics during low-frequency simulation.
  • the impedance matching circuit has a better suppression effect, and the overall harmonic suppression is maintained above 50dB.
  • the second-order and third-order harmonic suppression reaches more than 60dB. inhibitory effect on.
  • Figure 4b keeps the inductance in the circuit unchanged, changes the V1 V2 V3 V4 V5 voltage, changes the VC1 VC2 VC3 VC4 VC5 capacitance, thereby changing the impedance, and adjusts the circuit impedance to a frequency suitable for 1.71GHz-1.91GHz.
  • the change in capacitance not only changes the impedance, but also changes the resonant filter frequency of the circuit.
  • Resonance has changed from low-frequency harmonic suppression to high-frequency harmonic suppression. It can be seen from the figure that the high-frequency harmonic suppression maintains a suppression effect of more than 60dB.
  • this patent not only facilitates impedance matching adjustment, but also satisfies harmonic suppression at different frequencies, and has the dual function of impedance tuning.
  • the matching circuit of the power amplifier of the present invention changes the impedance by changing the adjustable resistance and capacitance of each matching structure, and adjusts the circuit impedance to be suitable for a wider range of frequencies. At the same time, while changing the impedance, it also changes the resonant filter frequency of the circuit. The resonance changes from the previous low-frequency harmonic suppression to the high-frequency harmonic suppression.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

一种匹配电路（20）及功率放大电路，包括：依次串接于功率放大器（10）的第一匹配结构（21）、第二匹配结构（22）、以及第三匹配结构（23）；其中，第一匹配结构（21）包括：第一电感（L1）、与第一电感（L1）并联的第一电容（C1）、以及与第一电容（C1）串联的第一可变电容（VC1），第一可变电容（VC1）一端与第一电容（C1）连接，另一端接地；第二匹配结构（22）包括：第二电感（L2）、与第二电感（L2）并联的第二电容（C2）、以及与第二电容（C2）串联的第二可变电容（VC2），第二可变电容（VC2）一端与第二电容（C2）连接，另一端接地；第三匹配结构（23）包括：第三电感（L3）、与第三电感（L3）并联的第三电容（C3）、以及与第三电容（C3）串联的第三可变电容（VC3），第三可变电容（VC3）一端与第三电容（C3）连接，另一端接地；第三电感（L3）还串联一隔直电容（C6）。

Description

匹配电路及功率放大电路 技术领域
本实用新型涉及电子技术领域，尤其涉及一种匹配电路及功率放大电路。
背景技术
随着射频无线通信的快速发展和普及，无线通信系统标准对移动通信终端收发机的性能要求越来越高。功率放大器(PA)作为无线手持终端中最关键的部件之一，其性能直接影响移动通信终端的通信质量和通话时间。目前现有功率放大器的输出匹配带宽有限，一种PA只能匹配一种匹配电路，限制了PA的性能。
如图1所示，以传统的2G功率放大器输出匹配电路为例，L1 C1 L2 C2 L3 C3组成PA输出三段LC匹配结构，C4为隔直电容，L4 L5 L6分别与C1 C2 C4组成串联谐振到地网络对谐波进行滤波。传统的2G PA工作频段是824MHz-915MHz和1710MHz-1910MHz。因为频率相差较远，一般情况下需设置两套PA设计加两套输出匹配电路。
实用新型内容
针对以上现有技术的不足，本实用新型提出一种匹配电路及功率放大电路。
为了解决上述技术问题，第一方面，本实用新型的实施例提供了一种匹配电路，用于功率放大器的输出匹配，包括：依次串接于所述功率放大器的第一匹配结构、第二匹配结构、以及第三匹配结构；
其中，所述第一匹配结构包括：第一电感L1、与所述第一电感L1并联的第一电容C1、以及与所述第一电容C1串联的第一可变电容VC1，所述第一可变电容VC1一端与所述第一电容C1连接， 另一端接地；
所述第二匹配结构包括：第二电感L2、与所述第二电感L2并联的第二电容C2、以及与所述第二电容C2串联的第二可变电容VC2，所述第二可变电容VC2一端与所述第二电容C2连接，另一端接地；
所述第三匹配结构包括：第三电感L3、与所述第三电感L3并联的第三电容C3、以及与所述第三电容C3串联的第三可变电容VC3，所述第三可变电容VC3一端与所述第三电容C3连接，另一端接地；
所述第三电感L3还串联一隔直电容C6，并通过所述隔直电容C6的输出端输出。
优选的，所述第一可变电容VC1通过一第一反向偏置电压V1进行电容大小调整；
所述第二可变电容VC2通过一第二反向偏置电压V2进行电容大小调整；
所述第三可变电容VC3通过一第三反向偏置电压V3进行电容大小调整。
优选的，所述第一可变电容VC1通过串联一第四电感L4接入地；
所述第二可变电容VC2通过串联一第五电感L5接入地；
所述第三可变电容VC3通过串联一第六电感L6接入地。
优选的，所述匹配电路还包括第四匹配结构，所述第四匹配结构包括：串联于所述第三电感L3的第四电容C4、与所述第四电容C4串联的第四可变电容VC4、以及与所述第四电容C4、第四可变电容VC4并联的第七电感L7，所述第四可变电容VC4的第一端与所述第四电容C4连接，另一端接地。
优选的，所述第四可变电容VC4通过一第四反向偏置电压V4进行电容大小调整。
优选的，所述匹配电路还包括第五匹配结构，所述第五匹配结构包括：串联于所述第四可变电容VC4的第五可变电容VC5、以 及与所述第五可变电容VC5串联的第八电感L8，所述第八电感L8一端连接所述第五可变电容，另一端接地。
优选的，所述第五可变电容VC5通过一第五反向偏置电压V5进行电容大小调整。
优选的，所述隔直电容C6的输出端还串联一第九电感L9。
第二方面，本实用新型提供了一种功率放大器，包括：功率放大器以及与所述功率放大器的输出端连接的匹配电路，其中，所述匹配电路为上述任一所述的匹配电路。
与相关技术相比，本实用新型的功率放大器的匹配电路，通过改变各个匹配结构的可调电阻电容，从而实现阻抗的改变，将电路阻抗调节至适用于更广范围的频率。同时，在改变了阻抗的同时，还改变了电路的谐振滤波频率，谐振从以前的低频谐波抑制，转变到了高频谐波抑制。
附图说明
下面结合附图详细说明本实用新型。通过结合以下附图所作的详细描述，本实用新型的上述或其他方面的内容将变得更清楚和更容易理解。附图中,
图1为现有放大器及其匹配电路的原理图；
图2为本实用新型实施例的匹配电路原理图；
图3a为适合于低频的阻抗匹配仿真结果；
图3b为本实用新型实施例阻抗匹配仿真结果；
图4a为低频仿真时的电路对低频谐波抑制的仿真结果；
图4b为本实用新型实施例谐波抑制的仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本实用新型的具体实施方式。
在此记载的具体实施方式/实施例为本实用新型的特定的具体实施方式，用于说明本实用新型的构思，均是解释性和示例性的，不应解释为对本实用新型实施方式及本实用新型范围的限制。除在 此记载的实施例外，本领域技术人员还能够基于本申请权利要求书和说明书所公开的内容采用显而易见的其它技术方案，这些技术方案包括采用对在此记载的实施例的做出任何显而易见的替换和修改的技术方案，都在本实用新型的保护范围之内。
如图1所示为本实用新型提供一种功率放大电路，包括：功率放大器10(PA)和匹配电路20，匹配电路20用于功率放大器10的输出匹配。
匹配电路20包括：依次串接于所述功率放大器10的第一匹配结构21、第二匹配结构22、以及第三匹配结构23。
其中，所述第一匹配结构包括：第一电感L1、与所述第一电感L1并联的第一电容C1、以及与所述第一电容C1串联的第一可变电容VC1，所述第一可变电容VC1一端与所述第一电容C1连接，另一端接地；所述第二匹配结构包括：第二电感L2、与所述第二电感L2并联的第二电容C2、以及与所述第二电容C2串联的第二可变电容VC2，所述第二可变电容VC2一端与所述第二电容C2连接，另一端接地；所述第三匹配结构包括：第三电感L3、与所述第三电感L3并联的第三电容C3、以及与所述第三电容C3串联的第三可变电容VC3，所述第三可变电容VC3一端与所述第三电容C3连接，另一端接地；所述第三电感L3还串联一隔直电容C6，并通过所述隔直电容C6的输出端输出。
本实施例中，所述第一可变电容VC1通过第一反向偏置电压V1进行电容大小调整；所述第二可变电容VC2通过第二反向偏置电压V2进行电容大小调整；所述第三可变电容VC3通过第三反向偏置电压V3进行电容大小调整。
在本实施例中，所述第一可变电容VC1通过串联一第四电感L4接入地；所述第二可变电容VC2通过串联一第五电感L5接入地；所述第三可变电容VC3通过串联一第六电感L6接入地。
在本实施例中，所述匹配电路还包括第四匹配结构24，所述第四匹配结构包括：串联于所述第三电感L3的第四电容C4、与所述第四电容C4串联的第四可变电容VC4、以及与所述第四电容C4、 第四可变电容VC4并联的第七电感L7，所述第四可变电容VC4的第一端与所述第四电容C4连接，另一端接地。所述第四可变电容VC4通过一第四反向偏置电压V4进行电容大小调整。
在本实施例中，所述匹配电路还包括第五匹配结构25，所述第五匹配结构包括：串联于所述第四可变电容VC4的第五可变电容VC5、以及与所述第五可变电容VC5串联的第八电感L8，所述第八电感L8一端连接所述第五可变电容，另一端接地。所述第五可变电容VC5通过一第五反向偏置电压V5进行电容大小调整。
在本实施例中，所述隔直电容C6的输出端还串联一第九电感L9，起到滤除谐波的作用。
在本实施例中，可以通过调节第一反向偏置电压V1、第二反向偏置电压V2、第三反向偏置电压V3、第四反向偏置电压V4和第五反向偏置电压V5的电压去改变第一可变电容VC1、第二可变电容VC2、第三可变电容VC3、第四可变电容VC4、第五可变电容VC5电容的大小。
以第一匹配结构为例，第一电容C1和第一可变电容VC1串联，因此二者等效电容大小C＝C1*VC1/(C1+VC1)＝VC1/(1+VC1/C1)，从公式我们可以看出来，C1如果趋于无穷大，那么电容的大小就取决于VC1电容的大小。其余匹配结构也以此类推。
基于以上，以手机2G PA的阻抗为例。2G PA工作频段是824MHz-915MHz和1.71GHz-1.91GHz，其低频和高频的匹配阻抗分别为2.5ohm附近和3.5ohm附近是比较合适的值。如图3a所示为适合于低频的阻抗匹配仿真结果，图3b所示，通过调整V1 V2 V3 V4 V5的电压大小，调整VC1 VC2 VC3 VC4 VC5的电容大小，其余电感共用不变，其1.71GHz-1.91GHz的阻抗为3.7-3.5ohm，此阻抗适用于1.71-1.91GHz PA频段的阻抗。因此只需要调整各反向偏置电压即可得到对应频段需要的阻抗匹配。
如图4a所示为低频仿真时的电路对低频谐波抑制的仿真图，对于低频产生的谐波，阻抗匹配电路有较好的抑制效果，谐波抑制整体均保持在50dB以上。并且二阶三阶谐波抑制达到了60dB以 上的抑制效果。图4b是保持电路中电感不变，改变V1 V2 V3 V4 V5电压，去改变VC1 VC2 VC3 VC4 VC5电容，从而进行阻抗改变，将电路阻抗调节至适用于1.71GHz-1.91GHz的频率。可以发现原来由于电容的改变，不仅改变了阻抗，还改变了电路的谐振滤波频率。在工作频段的2阶3阶均有谐振滤波。谐振从以前的低频谐波抑制，转变到了高频谐波抑制，图中看出高频的谐波抑制均保持60dB以上的抑制效果。
因此本专利不仅可以方便阻抗匹配调节，同时也是满足不同频率的谐波抑制，具有调阻抗调谐的双重作用。
与相关技术相比，本实用新型的功率放大器的匹配电路，通过改变各个匹配结构的可调电阻电容，从而实现阻抗的改变，将电路阻抗调节至适用于更广范围的频率。同时，在改变了阻抗的同时，还改变了电路的谐振滤波频率，谐振从以前的低频谐波抑制，转变到了高频谐波抑制。
需要指出的是，本实用新型采用的相关电容、电感、电阻及电路模块均为本领域常用的电路模块和元器件，对应的具体的指标和参数根据实际应用进行调整，在此，不作详细赘述。
需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本实用新型而非限制本实用新型的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本实用新型的精神和范围的前提下对本实用新型进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本实用新型的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。

Claims (9)

  1. 一种匹配电路，用于功率放大器的输出匹配，其特征在于，包括：依次串接于所述功率放大器的第一匹配结构、第二匹配结构、以及第三匹配结构；
    其中，所述第一匹配结构包括：第一电感L1、与所述第一电感L1并联的第一电容C1、以及与所述第一电容C1串联的第一可变电容VC1，所述第一可变电容VC1一端与所述第一电容C1连接，另一端接地；
    所述第二匹配结构包括：第二电感L2、与所述第二电感L2并联的第二电容C2、以及与所述第二电容C2串联的第二可变电容VC2，所述第二可变电容VC2一端与所述第二电容C2连接，另一端接地；
    所述第三匹配结构包括：第三电感L3、与所述第三电感L3并联的第三电容C3、以及与所述第三电容C3串联的第三可变电容VC3，所述第三可变电容VC3一端与所述第三电容C3连接，另一端接地；
    所述第三电感L3还串联一隔直电容C6，并通过所述隔直电容C6的输出端输出。
  2. 根据权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，所述第一可变电容VC1通过一第一反向偏置电压V1进行电容大小调整；
    所述第二可变电容VC2通过一第二反向偏置电压V2进行电容大小调整；
    所述第三可变电容VC3通过一第三反向偏置电压V3进行电容大小调整。
  3. 根据权利要求2所述的匹配电路，其特征在于，所述第一可变电容VC1通过串联一第四电感L4接入地；
    所述第二可变电容VC2通过串联一第五电感L5接入地；
    所述第三可变电容VC3通过串联一第六电感L6接入地。
  4. 根据权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，所述匹配电路还包括第四匹配结构，所述第四匹配结构包括：串联于所述第 三电感L3的第四电容C4、与所述第四电容C4串联的第四可变电容VC4、以及与所述第四电容C4、第四可变电容VC4并联的第七电感L7，所述第四可变电容VC4的第一端与所述第四电容C4连接，另一端接地。
  5. 根据权利要求4所述的匹配电路，其特征在于，所述第四可变电容VC4通过一第四反向偏置电压V4进行电容大小调整。
  6. 根据权利要求4所述的匹配电路，其特征在于，所述匹配电路还包括第五匹配结构，所述第五匹配结构包括：串联于所述第四可变电容VC4的第五可变电容VC5、以及与所述第五可变电容VC5串联的第八电感L8，所述第八电感L8一端连接所述第五可变电容，另一端接地。
  7. 根据权利要求6所述的匹配电路，其特征在于，所述第五可变电容VC5通过一第五反向偏置电压V5进行电容大小调整。
  8. 根据权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，所述隔直电容C6的输出端还串联一第九电感L9。
  9. 一种功率放大电路，其特征在于，包括：功率放大器以及与所述功率放大器的输出端连接的匹配电路，其中，所述匹配电路为权利要求1-8任一所述的匹配电路。
PCT/CN2023/093527 2022-07-06 2023-05-11 匹配电路及功率放大电路 WO2024007728A1 (zh)

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