JP2010232957A - 可変インピーダンス整合回路 - Google Patents

Abstract

【課題】可変インピーダンス整合回路に関し、適用可能な周波数範囲の大きい可変インピーダンス整合回路を提供する。
【解決手段】可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２とインダクタＬ１とを含む可変インピーダンス整合回路において、インダクタＬ１に並列に接続され、該インダクタＬ１と並列共振回路を構成する可変容量素子ＶＣ３を備える。該並列共振回路を構成する可変容量素子ＶＣ３の容量値を、該並列共振回路が共振する容量値未満でゼロより大きい容量値の範囲内の可変幅とする。可変容量素子ＶＣ３の容量値をこの範囲で変化させることにより、インダクタＬ１のインダクタンス値が実質的に変化し、インピーダンス整合回路のインピーダンス可変範囲を拡大することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、可変インピーダンス整合回路に関する。本発明は、例えば、増幅する信号の周波数が変化する高周波用増幅器等のインピーダンス整合に好適に適用することができる。

高周波増幅器の構成例を図１２に示す。高周波増幅器は、入力信号源のインピーダンスを、増幅素子１２−２の入力インピーダンスに整合させる入力側整合回路１２−１と、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）等の増幅素子１２−２と、該増幅素子１２−２の出力インピーダンスを負荷インピーダンスに整合させる出力側整合回路１２−３とを備える。

増幅素子１２−２の入力／出力インピーダンスは、周波数に対して変化する。また、入力側整合回路１２−１及び出力側整合回路１２−３の特性も周波数に対して変化する。そのため、無線システムのマルチバンド化に対応するに際して、各周波数バンドで高周波増幅器の増幅素子１２−２に適切なインピーダンス整合条件を与える構成が要求される。

マルチバンド化に対応した高周波増幅器として、固定インピーダンス整合回路を用いて、高出力電力や高効率等の性能を維持したまま広帯域化することは困難である。そのため、送受される信号の周波数に応じて、外部の制御信号によりインピーダンスを変化させる可変インピーダンス整合回路を用い、周波数が可変な高周波増幅器の広帯域化を図っている。

該可変インピーダンス整合回路を構成するための第１の手法として、周波数バンド対応に整合回路を備え、送受信号の周波数バンドに応じ、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチ等を使用して、整合回路を切り替える帯域切替え型整合回路が提案されている（例えば、非特許文献１）。

図１３は帯域切替え型整合回路を用いた高周波増幅器の構成例を示す。該構成例はＮバンド（Ｎは２以上の整数）用の高周波増幅器の構成例を示し、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎの各信号を増幅することができる。該構成例は、第１の整合回路ＭＮ＃１（ＭＮ：Matching Network）、・・・第ｉの整合回路ＭＮ＃ｉ、・・・第Ｎの整合回路ＭＮ＃Ｎを備える。

第２〜第Ｎの整合回路ＭＮ＃２〜ＭＮ＃Ｎは、それぞれ整合ブロックＢ＃１〜Ｂ＃（Ｎ−１）を備える。該整合ブロックＢ＃１〜Ｂ＃（Ｎ−１）は、それぞれスイッチＳ＃１〜Ｓ＃（Ｎ−１）を介して、増幅器入力端子と増幅素子１２−２の入力端子とを接続する伝送線路に個別に並列に接続可能にする。

また、該増幅素子１２−２の出力端子と増幅器出力端子とを接続する伝送線路に対しても、同様に、スイッチＳ＃１〜Ｓ＃（Ｎ−１）を介して、整合ブロックＢ＃１〜Ｂ＃（Ｎ−１）を個別に並列に接続可能にする。

図１３の構成例において、周波数ｆ_１の信号を増幅する場合、スイッチＳ＃１〜スイッチＳ＃（Ｎ−１）をオフ状態とし、第１の整合回路ＭＮ＃１によりインピーダンス整合を行う。また、周波数ｆ_ｉの（２≦ｉ≦Ｎ）信号を増幅する場合、スイッチＳ＃（ｉ−１）をオン状態とし、他のスイッチをオフ状態とし、第ｉの整合回路ＭＮ＃ｉ内の整合ブロックＢ＃（ｉ―１）によりインピーダンス整合を行う。

また、第２の手法として、可変容量素子を使用してπ型、Ｔ型又はｍ型の可変インピーダンス整合回路を構成し、送受信号の周波数に応じて該可変容量素子の容量値を変化させ、インピーダンスを整合させる手法が検討されている。

図１４にπ型、Ｔ型及びｍ型の可変インピーダンス整合回路の構成例と特性の評価を示す。π型可変インピーダンス整合回路の構成例は、信号経路に直列にインダクタＬを、並列に容量素子Ｃをπ型に接続したものである。この構成例は、回路構成の簡素性は中程度、周波数に対する可変性（変化の範囲）は中程度、低損失性は良好の特性となる。

Ｔ型可変インピーダンス整合回路の構成例は、信号経路に直列にインダクタＬを、並列に容量素子ＣをＴ型に接続したものである。この構成例は、回路構成の簡素性は良好、周波数に対する可変性（変化の範囲）は中程度、低損失性は中程度である。

ｍ型可変インピーダンス整合回路の構成例は、信号経路に直列にインダクタＬを、並列に容量素子Ｃをｍ型に接続したものである。この構成例は、回路構成は複雑となるが、周波数に対する可変性（変化の範囲）は良好、低損失性は中程度の特性となる。

また、他の先行技術として、ＬＣ共振回路のコンデンサ部分に可変容量ダイオードを用い、該可変容量ダイオードを直列又は並列に接続することによって、通過帯域内では平坦な通過特性となし、通過帯域外では急峻な減衰特性となし、該可変容量ダイオードの逆バイアス電圧を制御することによって中心周波数を可変にしたバンドパスフィルタは、例えば下記の特許文献１等によって知られている。

また、並列接続された可変コンデンサとインダクタとから構成される共振回路を、結合コンデンサによって結合し、異なるチャネルに適合し得る可変周波数の帯域フィルタは、例えば下記の特許文献２等によって知られている。

また、固定容量コンデンサと可変容量コンデンサとを直列に接続し、これら固定容量コンデンサと可変容量コンデンサとの間に印加電圧が供給されるコンデンサ対を複数接続し、該複数のコンデンサ対の可変容量コンデンサの印加電圧に対する比誘電率を略同一にし、印加電圧に対する特性の制御を容易にした容量可変回路は、例えば下記の特許文献３等によって知られている。

特開平７−３０３０１９号公報 特開２００１−１０２８８９号公報 特開２００６−２３７２３９号公報

福田敦史、岡崎浩司、楢橋祥一「第３世代を超えるブロードバンド化が可能な電力増幅器の開発−ＭＥＭＳスイッチを用いた移動端末用マルチバンド高効率電力増幅器−」 ＮＴＴ ＤｏＣｏＭｏテクニカル・ジャーナル Ｖｏｌ．１４ Ｎｏ．３ ｐ．２５〜ｐ．３１（２００６年１０月発行）

従来の第１の手法による帯域切替え型整合回路では、整合させる周波数バンド数のスイッチと整合回路とを備えることとなり、周波数バンド数が多くなると回路規模が大きくなってしまう。また、従来の第２の手法による可変容量素子を用いたπ型、Ｔ型又はｍ型の可変インピーダンス整合回路は小型であるが、可変容量素子の容量値の可変幅が小さく、インピーダンス整合幅を大きくすることができない。そこで、適用可能な周波数範囲の大きい可変インピーダンス整合回路を提供する。

実施例の一実施形態によれば、可変容量素子とインダクタとを含む可変インピーダンス整合回路において、前記インダクタに並列に接続され、該インダクタと並列共振回路を構成する可変容量素子を備え、前記並列共振回路を構成する可変容量素子の容量値を、該並列共振回路が共振する容量値未満でゼロより大きい容量値の範囲内の可変幅としたものである。

周波数可変幅の大きい可変インピーダンス整合回路を実現することができる。

可変インピーダンス整合回路の第１の実施例を示す図である。 可変容量素子ＶＣ３を接続しない構成例のスミスチャートである。 可変容量素子ＶＣ３の容量値を変化させる構成例のスミスチャートである。 インダクタとして２．５ｎＨのものを用いた構成例のスミスチャートである。 ３．５ＧＨｚにおける周波数特性例を示す図である。 ２．５ＧＨｚにおける周波数特性例を示す図である。 ２．０ＧＨｚにおける周波数特性例を示す図である。 可変インピーダンス整合回路の第２の実施例を示す図である。 可変インピーダンス整合回路の第３の実施例を示す図である。 可変インピーダンス整合回路の第４の実施例を示す図である。 可変インピーダンス整合回路の第５の実施例を示す図である。 高周波増幅器の構成例を示す図である。 帯域切替え型整合回路を用いた高周波増幅器の構成例を示す図である。 π型、Ｔ型及びｍ型の可変インピーダンス整合回路の構成例と特性の評価を示す図である。

図１は可変インピーダンス整合回路の第１の実施例を示す。第１の実施例は、信号経路に直列に容量素子を、並列（シャント）にインダクタを接続したＣ−Ｌ−Ｃ型の可変インピーダンス整合回路構成例である。図１に示すように、第１及び第２の可変容量素子ＶＣ１及びＶＣ２を、信号経路に直列に接続する。そして、信号経路に並列に接続したインダクタＬ１に可変容量素子ＶＣ３を並列に接続し、可変容量素子ＶＣ３とインダクタＬ１とで並列共振回路を構成する。

第１の実施例において、第１の可変容量素子ＶＣ１は、固定容量素子１と可変容量素子２とを直列接続した回路により構成され、第２の可変容量素子部ＶＣ２は、固定容量素子３と可変容量素子４とを直列接続した回路により構成され、第３の可変容量素子ＶＣ３は、固定容量素子５と可変容量素子６とを直列接続した回路により構成される。

なお、可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３として、上述の回路構成に限定されず、また、一つの可変容量素子を用いたものであってもよい。ここでは、可変容量として、複数の容量素子を用いて構成したものも一つの容量素子を用いたものも、総称して可変容量素子と称する。

可変容量素子２には、容量制御用の制御電圧Ｖ１が、高周波阻止用抵抗７→可変容量素子２→インダクタＬ１→接地の経路で印加される。可変容量素子４には、容量制御用の制御電圧Ｖ２が、高周波阻止用抵抗８→可変容量素子４→インダクタＬ１→接地の経路で印加される。可変容量素子６には、容量制御用の制御電圧Ｖ３が、高周波阻止用抵抗９→可変容量素子６→インダクタＬ１→接地の経路で印加される。該制御電圧Ｖ１〜Ｖ３をそれぞれ変化させることにより、可変容量素子ＶＣ１〜ＶＣ３の容量値が変化する。

並列共振回路を構成する可変容量素子ＶＣ３の容量値を変化させることにより、インダクタＬ１のインダクタンス値が実質的に変化し、インピーダンス整合回路のインピーダンス可変範囲を拡大することが可能となる。以下、この作用について説明する。

図２は可変容量素子ＶＣ３を接続しない構成例のインピーダンスを示すスミスチャートである。この構成例では、第１及び第２の可変容量素子ＶＣ１及びＶＣ２として８ｐＦの容量値のものを用い、インダクタＬ１として１．０ｎＨ〜４．７ｎＨのものを用いたインピーダンス整合回路のインピーダンスを示している。

図２においてスミスチャート内の左側の５つの曲線群は、１ＧＨｚから４ＧＨｚまでの周波数に対して、インダクタＬ１を１．０ｎＨ、２．０ｎＨ、３．０ｎＨ、３．９ｎＨ、４．７ｎＨとしたときの、インピーダンス整合回路のインピーダンスである。図２において、▼で示した点は２．５ＧＨｚの周波数に対するインピーダンスを示している。

図３は可変容量素子ＶＣ３の容量値を０．４ｐＦ〜１．６ｐＦの範囲で変化させた構成例のインピーダンスを示すスミスチャートである。この構成例では、第１及び第２の可変容量素子ＶＣ１及びＶＣ２として８ｐＦの容量値のものを用い、インダクタＬ１として１．５ｎＨのものを用いたインピーダンス整合回路のインピーダンスを示している。

図３においてスミスチャート内の左側の５つの曲線群は、１ＧＨｚから４ＧＨｚまでの周波数に対して、可変容量素子ＶＣ３の容量値を０ｐＦ（ＮＭ：Non Mount）、０．４ｐＦ、０．８ｐＦ、１．２ｐＦ、１．６ｐＦとしたときの、インピーダンス整合回路のインピーダンスである。図３において、▼で示した点は２．５ＧＨｚの周波数に対するインピーダンスを示している。

なお、各曲線が水平軸と交差する点、即ちリアクタンス成分がゼロとなる点の近傍は、主に可変容量素子ＶＣ３とインダクタＬ１とによる共振回路が共振する点である。この共振点は、正確には可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３とインダクタＬ１とによる共振回路の共振点であるが、無線周波数帯では、可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２は、インダクタＬ１に対して、スルー（素通り）状態に見える程、インピーダンスが小さい。そのため、実質的に可変容量素子ＶＣ３とインダクタＬ１とによる共振回路の共振点となる。

図２と図３とを比較すると分かるように、インダクタＬ１を１．０ｎＨから４．７ｎＨへと変化させることと、可変容量素子ＶＣ３の容量値を０ｐＦ（ＮＭ：Non Mount）から１．６ｐＦへと変化させることとは等価となる。即ち、インダクタＬ１と共振回路を構成する可変容量素子ＶＣ３の容量値を増加させることにより、インダクタＬ１のインダクタンスを、実質的に増大させたことになる。

なお、可変容量素子ＶＣ３の容量値を、並列共振回路が共振する容量値より大きくすると、インダクタンス成分より容量成分の方が大きくなってしまう。そのため、可変容量素子ＶＣ３の容量値として可変可能な範囲は、０ｐＦ以上で並列共振回路が共振する容量値未満である。

図４はインダクタとして２．５ｎＨのものを用いた構成例のインピーダンスを示すスミスチャートである。この構成例では、第１及び第２の可変容量素子ＶＣ１及びＶＣ２として８ｐＦの容量値のものを用いている。図４においてスミスチャート内の左側の５つの曲線群は、１ＧＨｚから４ＧＨｚまでの周波数に対して、可変容量素子ＶＣ３の容量値を０ｐＦ（ＮＭ：Non Mount）、０．２ｐＦ、０．４ｐＦ、０．７ｐＦ、１．０ｐＦとしたときの、インピーダンス整合回路のインピーダンスである。

図４において、▼で示した点は２．５ＧＨｚの周波数に対するインピーダンスを示している。可変容量素子ＶＣ３の容量値を１．０ｐＦとしたとき、可変容量素子ＶＣ３とインダクタＬ１とによる並列共振回路が共振するので、可変容量素子ＶＣ３の容量値として可変可能な範囲は、０ｐＦ以上１．０ｐＦ未満となる。

図５〜図７は、インピーダンス整合回路を増幅素子に接続した高周波増幅器の周波数特性例を示す。図５〜図７において、ｄＢ（Ｓ（１，１））は入力端子における反射波レベル、ｄＢ（Ｓ（２，２））は出力端子における反射波レベル、ｄＢ（Ｓ（２，１））は入力レベルに対する出力レベル、即ちゲインである。また、ｎｆ（２）は雑音指数、ＮＦｍｉｎは雑音指数の理論値である。

図５〜図７の（ａ）において、ｄＢ（Ｓ（１，１））は破線で示し、ｄＢ（Ｓ（２，２）は一点鎖線で示し、ｄＢ（Ｓ（２，１））は実線で示している。また、図５〜図７の（ｂ）において、ｎｆ（２）は実線で示し、ＮＦｍｉｎは一点鎖線で示している。

図５は３．５ＧＨｚにおける周波数特性例を示す。この周波数特性例は、第１の可変容量素子ＶＣ１を４．０ｐＦ、第２の可変容量素子部ＶＣ２を１．３ｐＦ、第３の可変容量素子ＶＣ３を０ｐＦとしたときの周波数特性例である。反射波レベルｄＢ（Ｓ（１，１））及びｄＢ（Ｓ（２，２））は、インピーダンスの整合が取れていれば小さな値となる。

従って、高周波増幅器の特性例として、反射波レベルｄＢ（Ｓ（１，１））及びｄＢ（Ｓ（２，２））が小さく、ゲインｄＢ（Ｓ（２，１））が大きく、雑音指数ｎｆ（２）が小さくて理論値に近い周波数領域が使用可能となる。図５の特性例では、３．２ＧＨｚ〜３．３近辺が良好な特性となり、３．５ＧＨｚ辺りが使用可能な周波数領域の上限となる。

図６は２．５ＧＨｚにおける周波数特性例を示す。この周波数特性例は、第１の可変容量素子ＶＣ１を１．６ｐＦ、第２の可変容量素子部ＶＣ２を４．０ｐＦ、第３の可変容量素子ＶＣ３を０ｐＦとしたときの周波数特性例である。図６の周波数特性例では、２．５ＧＨｚ辺りが使用可能な周波数領域となる。

図７は２．０ＧＨｚにおける周波数特性例を示す。この周波数特性例は、図６に示す２．５ＧＨｚの場合と同様に、第１の可変容量素子ＶＣ１を１．６ｐＦ、第２の可変容量素子部ＶＣ２を４．０ｐＦとして、第３の可変容量素子ＶＣ３を、０．９ｐＦとしたときの周波数特性例を示す。

図７の特性例では、２．０ＧＨｚ辺りが使用可能な周波数領域となる。即ち、第３の可変容量素子ＶＣ３を０ｐＦから０．９ｐＦにしたことにより、使用可能な周波数が、図６の場合の２．５ＧＨｚから２．０ＧＨｚにまで拡張されたことになる。

以上のように、並列共振回路を構成する可変容量素子ＶＣ３の容量値を変化させることにより、インダクタＬ１のインダクタンス値を実質的に変化させ、インピーダンス整合回路のインピーダンス可変範囲を拡張することができ、使用可能な周波数領域を拡張することが可能となる。即ち、周波数可変幅の大きい可変インピーダンス整合回路を実現することができる。この可変インピーダンス整合回路を高周波増幅器に適用することにより、マルチバンドの高周波増幅器化の小型化・低コスト化を図ることができる。

なお、図１に示したインダクタＬ１としてコイルによるチップインダクタのほかに、マイクロストリップラインを使用することができる。また、可変容量素子２，４，６として、低損失ＭＥＭＳ可変容量素子を用いることができる。

図８に可変インピーダンス整合回路の第２の実施例を示す。第２の実施例は、インダクタＬ１としてマイクロストリップラインを使用した実施例である。この第２の実施例では、インダクタＬ１にマイクロストリップライン１０を用いた以外は、第１の実施例と同様の構成であるので重複した説明は省略する。

前述の第１及び第２の実施例は、信号経路に直列に容量素子を、並列にインダクタを接続したＣ−Ｌ−Ｃ型の構成例であるが、信号経路に直列にインダクタを、並列に容量素子を接続したＬ−Ｃ−Ｌ型の構成にも同様に、インダクタと可変容量素子との並列共振回路による実質的なインダクタンス値の可変手段を適用することができる。

図９に可変インピーダンス整合回路の第３の実施例を示す。第３の実施例は、信号経路に直列にインダクタ１１及びインダクタ１２を接続し、該信号経路に並列に固定容量素子１３及び固定容量素子１４を接続したＬ−Ｃ−Ｌ型の構成例である。

インダクタ１１には、並列に、固定容量素子１５と可変容量素子１６とを直列に接続した可変容量素子ＶＣ４を接続する。また、インダクタ１２には、並列に、固定容量素子１７と可変容量素子１８とを直列に接続した可変容量素子ＶＣ５を接続する。

可変容量素子ＶＣ４の可変容量素子１６には、容量制御用の制御電圧を、高周波阻止用抵抗１９→可変容量素子１６→インダクタ２１→接地の経路で印加する。また、可変容量素子ＶＣ５の可変容量素子１８には、容量制御用の制御電圧を、高周波阻止用抵抗２０→可変容量素子１８→インダクタ２１→接地の経路で印加する。

インダクタ１１と可変容量素子ＶＣ４とによる共振回路が共振する容量値未満で、可変容量素子ＶＣ４の容量値を制御することにより、インダクタ１１のインダクタンス値を実質変化させることができ、インピーダンス整合回路のインピーダンス可変範囲を拡大することが可能となる。

同様に、インダクタ１２と可変容量素子ＶＣ５とによる共振回路が共振する容量値未満で、可変容量素子ＶＣ５の容量値を制御することにより、インダクタ１２のインダクタンス値を実質変化させることができ、インピーダンス整合回路のインピーダンス可変範囲を拡大することが可能となる。

図１０に可変インピーダンス整合回路の第４の実施例を示す。第４の実施例は、図９に示した第３の実施例におけるインダクタ１１及びインダクタ１２として、マイクロストリップライン２２及びマイクロストリップライン２３を用いたものである。第４の実施例でも第３の実施例と同様に、インピーダンス整合回路のインピーダンス可変範囲を拡大することが可能となる。

図１１に可変インピーダンス整合回路の第５の実施例を示す。第５の実施例は、図９に示した第３の実施例の固定容量素子１４に代えて、可変容量素子２４と固定容量素子２５を直列に接続した可変容量素子ＶＣ６を接続したものである。可変容量素子ＶＣ６を用いることにより、可変インピーダンス整合回路の適用可能な周波数を容易に変更することが可能となる。

ＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３ 可変容量素子
Ｌ１ インダクタ
１，３，５ 固定容量素子
２，４，６ 可変容量素子
７，８，９ 高周波阻止用抵抗

Claims (4)

1. 可変容量素子とインダクタとを含む可変インピーダンス整合回路において、
   前記インダクタに並列に接続され、該インダクタと並列共振回路を構成する可変容量素子を備え、
   前記並列共振回路を構成する可変容量素子の容量値を、該並列共振回路が共振する容量値未満でゼロより大きい容量値の範囲内の可変幅としたことを特徴とする可変インピーダンス整合回路。
2. 前記インダクタとしてマイクロストリップラインを用いた請求項１に記載の可変インピーダンス整合回路。
3. 前記可変インピーダンス整合回路は、信号経路に直列に容量素子を接続し、該信号経路に並列にインダクタを接続した構成を有し、該信号経路に並列に接続したインダクタに、前記並列共振回路を構成する可変容量素子を接続した構成を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の可変インピーダンス整合回路。
4. 前記可変インピーダンス整合回路は、信号経路に直列にインダクタを接続し、該信号経路に並列に容量素子を接続した構成を有し、該信号経路に直列に接続したインダクタに、前記並列共振回路を構成する可変容量素子を接続した構成を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の可変インピーダンス整合回路。

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