CN104953963A - 一种高阶f类功率放大电路及射频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明适用于射频通信领域，提供了一种高阶F类功率放大电路及射频功率放大器，该电路包括：晶体管；寄生参数调节单元，用于调节晶体管寄生参数对于F类功放的影响；高次谐波阻抗控制单元，与寄生参数调节单元连接，用于对晶体管的二次谐波至五次谐波分别独立控制阻抗匹配；基波阻抗控制单元，连接于高次谐波阻抗控制单元与电容C1之间，用于对晶体管的基波独立控制阻抗匹配，电容C1还与负载连接。本发明通过高次谐波阻抗控制单元实现了F类功率放大器的最高至五次谐波阻抗的精确控制，降低晶体管的能量损耗，提升功放效率，并且对各次谐波阻抗独立设计，使各次谐波阻抗控制电路互不影响，无需后期优化调试，降低了设计的复杂度。

Description

一种高阶F类功率放大电路及射频功率放大器

技术领域

本发明属于射频通信领域，尤其涉及一种高阶F类功率放大电路及射频功率放大器。

背景技术

随着“绿色通信”的广泛普及，高效率、低能耗的通信系统越来越受到消费市场的青睐。作为射频通信系统中信号发射机的末级模块，射频功率放大器消耗了发射机系统超过70％的能量，因此提高功率放大器的发射效率是降低能耗，实现“绿色通信”的关键，提高功率放大器的工作效率成为了学术界和产业界的研究热点。

F类功率放大器是一种开关功率放大器，理想情况下，其效率可以达到100％。F类功率放大器晶体管的输出负载阻抗比较特殊，除基波阻抗必须满足最佳负载阻抗需求外，高次谐波阻抗中，偶次谐波阻抗必须实现短路，奇次谐波阻抗必须实现开路状态，这样晶体管的输出电压波形为方波，输出电流波形为半正弦波，参见图1，同时，电压方波V_ds与电流半正弦波I_ds相位差为90°，电压波形与电流波形在时域上没有交叠，因此没有直流功率损耗，晶体管的能量全部转化为射频信号功率传输至负载，由此实现100％的工作效率。

对于F类功率放大器，当晶体管输出负载阻抗二次谐波短路、三次谐波开路时，晶体管漏极电流包含一次及二次谐波成分，漏极电压包含一次及三次谐波成分，此时功率放大器可以实现75％的效率；当晶体管输出负载阻抗二次与四次谐波短路、三次与五次谐波开路时，晶体管漏极电流包含一次、二次及四次谐波成分，漏极电压包含一次、三次及五次谐波成分，此时功率放大器可以实现83％的效率，以此类推，包含的谐波越高，则F类功放的效率越高。

但是，在实际F类功放电路设计中，由于各次谐波阻抗控制电路之间会相互影响，要想满足所有高阶偶次谐波阻抗短路，所有高阶奇次谐波开路的情况是很难的。一般来说，实际电路设计中往往只考虑到三次谐波阻抗。而对于实现更高阶的F类功放的谐波阻抗设计，现有技术可以达到最高到五次谐波阻抗控制，但是该技术在利用微带线结构进行谐波控制时，各次谐波阻抗控制电路相互之间会产生影响，如在进行二次及四次阻抗短路设计时，还需要额外考虑其对三次和五次谐波阻抗的影响，因此无法实现对各次谐波阻抗的独立控制，这就大大增加了电路设计者的设计复杂度，需要花费大量的时间进行电路仿真及调试。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种高阶F类功率放大电路，旨在解决现有F类功率放大电路在实现高阶谐波阻抗控制时，无法实现对各次谐波阻抗的独立控制，设计复杂，调试困难的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种高阶F类功率放大电路，所述电路包括：

晶体管，及

寄生参数调节单元，用于调节晶体管寄生参数对于F类功率放大器的影响，所述寄生参数调节单元的输入端与所述晶体管的功率信号输出端连接，所述晶体管的功率信号输入端为所述高阶F类功率放大电路的输入端；

高次谐波阻抗控制单元，用于对晶体管电流输入端的二次谐波至五次谐波分别独立控制阻抗匹配，所述高次谐波阻抗控制单元的输入端与所述寄生参数调节单元的输出端连接；

基波阻抗控制单元，用于对晶体管输入端的基波独立控制阻抗匹配，所述基波阻抗控制单元的输入端与所述高次谐波阻抗控制单元的输出端连接，所述基波阻抗控制单元的输出端与电容C1的一端连接，所述电容C1的另一端与负载连接。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述高阶F类功率放大电路的射频功率放大器。

本发明实施例通过高次谐波阻抗控制单元实现了F类功率放大器的最高至五次谐波阻抗的精确控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，有效的提升了功率放大器的工作效率，并且该设计方法对F类功率放大器各次谐波阻抗独立设计，实现的各次谐波阻抗控制电路不会相互影响，不需要后期优化调试工作，大大降低了设计的复杂度，减少了后期调试的繁冗工作。

附图说明

图1为理想情况下F类功率放大电路中晶体管漏极输出端电流与电压波形示意图图；

图2为本发明实施例提供的高阶F类功率放大电路的结构图；

图3为本发明实施例提供的高阶F类功率放大电路的优选结构图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明实施例通过高次谐波阻抗控制单元实现了F类功率放大器的最高至五次谐波阻抗的精确控制，降低晶体管的能量损耗，提升功放效率，并且对各次谐波阻抗独立设计，使各次谐波阻抗控制电路互不影响，无需后期优化调试，降低了设计的复杂度。

以下结合具体实施例对本发明的实现进行详细描述：

图2示出了本发明实施例提供的高阶F类功率放大电路的结构，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例，该高阶F类功率放大电路可以应用于任何射频功率放大器中，包括：

晶体管，及

寄生参数调节单元11，用于调节晶体管寄生参数对于F类功率放大器的影响，寄生参数调节单元11的输入端与晶体管的功率信号输出端连接，晶体管的功率信号输入端为高阶F类功率放大电路的输入端；

在本发明实施例中，对于N型MOS管，从功率信号流图的角度讲，N型MOS管将栅极输入的小功率信号放大为漏极输出的大功率信号，寄生参数调节单元11处理的信号，既包含交流电压信号也包含交流电流信号。

高次谐波阻抗控制单元12，用于对晶体管电流输入端的二次谐波至五次谐波分别独立控制阻抗匹配，高次谐波阻抗控制单元12的输入端与寄生参数调节单元11的输出端连接；

基波阻抗控制单元13，用于对晶体管输入端的基波独立控制阻抗匹配，基波阻抗控制单元13的输入端与高次谐波阻抗控制单元12的输出端连接，基波阻抗控制单元13的输出端与电容C1的一端连接，电容C1的另一端与负载连接。

在本发明实施例中，晶体管的寄生参量模型包括：晶体管漏极和源极间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p等。

作为本发明一实施例，寄生参数调节单元(网络)11可以由L型微带线结构构成。

作为本发明一优选实施例，结合图3，寄生参数调节单元(网络)11位于晶体管的电流输入端和高次谐波阻抗控制单元12之间，由特征阻抗为Z₀的L型微带线中的第一传输线TL1和第二传输线TL2构成。通过合理的选择第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二传输线TL2的电长度θ₂的具体值，实现对谐波阻抗的寄生补偿。

对F类功率放大器，晶体管电流输入端所需的基波阻抗为Z_fund，基波阻抗控制单元13输入端的基波阻抗为Z_match，已知所需Z_fund便可以求得对应的Z_match，两者关系可以用以下公式表示：

当基波阻抗控制网络的基波阻抗满足对应Z_match就可以实现晶体管端口所需基波阻抗匹配。

作为本发明一实施例，高次谐波阻抗控制单元(网络)12可以由六段微带线结构构成。

二次到五次谐波阻抗控制单元(高次谐波阻抗控制单元)具体拓扑结构如图2所示，其中六段微带线特征阻抗为Z₀，具体为：第一串联微带线、第二串联微带线、第一开路微带线、第二开路微带线、第三开路微带线和短路微带线；

第一串联微带线的一端为高次谐波阻抗控制单元12的输入端，第一串联微带线的另一端同时与第二串联微带线、第一开路微带线、第二开路微带线的一端连接，第二串联微带线的另一端为高次谐波阻抗控制单元12的输出端同时与第三开路微带线、短路微带线的一端连接，短路微带线的另一端交流接地。

作为本发明一优选实施例，第一串联微带线和第二串联微带线的电长度均为λ₀/4，第一开路微带线、第二开路微带线、第三开路微带线的电长度依次为λ₀/12、λ₀/20、λ₀/16，交流短路微带线的电长度为λ₀/4。该结构中串联微带线、开路微带线和短路微带线的特征阻抗均为Z₀，λ₀为基波频率的波长。

对于固定工作频率，该高次谐波阻抗控制单元(网络)12可同时实现输入端口处的二次与四次谐波短路、三次与五次谐波开路。其中，λ₀表示基波频率的波长，S表示谐波阻抗短路，O表示谐波阻抗开路。也就是说，1O表示基波开路，3O表示三次谐波开路，4O表示四次谐波开路，5O表示五次谐波开路，1S基波短路，2S表示二次谐波短路，3S表示三次谐波短路，4S表示四次谐波短路，5S表示五次谐波短路。

在本发明实施例中，高次谐波阻抗控制单元12中，由于采用了六段微带线结构，可以在第一串联微带线和第二串联微带线的连接点形成2S、3S、4S和5S。因此无论后端基波阻抗控制单元结构如何变化，该点的二次到五次谐波都是短路的，通过第一串联微带线的变化后，可以实现输入端口处的二次与四次谐波短路、三次与五次谐波开路。同时，利用基波阻抗控制单元调节基波阻抗的匹配时，不会影响二次到五次谐波的匹配结果，因此它可以独立实现F类功率放大器的基波阻抗匹配。

作为本发明一实施例，基波阻抗控制单元(网络)13可以由L型微带线结构构成，包括第三微带线TL3和第四微带线TL4，其特征阻抗均为Z₀；

第三微带线TL3的一端为基波阻抗控制单元13的输入端，第三微带线TL3的另一端为基波阻抗控制单元13的输出端与第四微带线TL4的一端连接。

第三微带线TL3的电长度为θ₁，第四微带线TL4的电长度为θ₂。

电长度θ₁和电长度θ₂利用以下公式求解得到：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{6\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0(12\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-16{\mathrm{\ω}}_0{C}_p-3\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-{3\mathrm{\ω}}_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

上述公式中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，单位为Ω；ω₀为基波角频率，单位为rad/s；C_ds为寄生电容，单位为pF；L_d为寄生电感，单位为nH；C_p为封装寄生电容，单位为pF，R_opt最佳负载阻抗。

在实际设计时，第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二传输线TL2的电长度取大于零的最小值。

本发明实施例通过合理的选择电长度θ1和电长度θ2的具体值，能够实现F类功率放大器的基波阻抗匹配，同时不影响前端二次到五次谐波阻抗的控制。

本发明实施例通过高次谐波阻抗控制单元实现了F类功率放大器的最高至五次谐波阻抗的精确控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，有效的提升了功率放大器的工作效率，并且该设计方法对F类功率放大器各次谐波阻抗独立设计，实现的各次谐波阻抗控制电路不会相互影响，不需要后期优化调试工作，大大降低了设计的复杂度，减少了后期调试的繁冗工作。

图3示出了本发明实施例提供的高阶F类功率放大电路的优选结构，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一优选实施例，该高阶F类功率放大电路还可以包括功率放大器输入部分的电路：

输入稳定单元(网络)14，输入基波匹配单元(网络)15以及电容C5；

在功率放大电路输入端到晶体管功率信号输入端的方向上，输入稳定单元14的输入端与电容C5的一端连接，电容C5的另一端为高阶F类功率放大电路的输入端，输入稳定单元14的输出端与输入基波匹配单元15的输入端连接，输入基波匹配单元15的输出端与晶体管的功率信号输入端连接。

作为本发明一实施例，输入稳定单元14包括：

电阻R1、电阻R2、电容C2；

电阻R2的一端为输入稳定单元14的输入端同时与电容C2的一端和电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端接地，电阻R2的另一端与电容C2的另一端连接，同时为输入稳定单元14的输出端。

输入基波匹配单元15包括：

第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7和直流偏置线；

第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7构成L型微带线结构，第六微带线TL6和第七微带线TL7的一端连接，同时为输入基波匹配单元15的输入端，第六微带线TL6的另一端同时与第五微带线TL5和直流偏置线的一端连接，第五微带线TL5的另一端为输入基波匹配单元15的输出端，直流偏置线的另一端为输入基波匹配单元15的馈电端。

该直流偏置线的电长度为λ₀/4，第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7需要根据基本L枝节匹配方法将功率放大器的输出负载阻抗变换为最佳基波匹配负载匹配阻抗。

作为本发明一实施例，该高阶F类功率放大电路还可以包括：

栅极直流偏置单元(网络)16和漏极直流偏置单元(网络)17；

栅极直流偏置单元16的馈电端与输入基波匹配单元15的直流馈电端连接，栅极直流偏置单元16的偏置端与栅极偏置电压Vg相连；

漏极直流偏置单元17的馈电端与高次谐波阻抗控制单元12的直流馈电端连接，漏极直流偏置单元17的偏置端与漏极偏置电压Vd相连。

作为本发明一优选实施例，该栅极直流偏置单元16包括：

第八微带线TL8和电容C3；

第八微带线TL8的一端为栅极直流偏置单元16的馈电端与电容C3的一端连接，第八微带线TL8的另一端为栅极直流偏置单元16的偏置端，电容C3的另一端接地。

该漏极直流偏置单元17包括：

第九微带线TL9和电容C4；

第九微带线TL9的一端为漏极直流偏置单元17的馈电端与电容C4的一端连接，第九微带线TL9的另一端为漏极直流偏置单元17的偏置端，电容C4的另一端接地。

作为本发明一实施例，第八微带线TL8的电长度为λ₀/4，第九微带线TL9的电长度为λ₀/4。

在实际设计中，晶体管可选用型号为Cree CGH40006P的6W GaN HEMT晶体管或者CGH40010F的10W GaN HEMT，也可以采用其他类型和型号的晶体管实现。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述高阶F类功率放大电路的射频功率放大器。

本发明实施例通过高次谐波阻抗控制单元实现了F类功率放大器的最高至五次谐波阻抗的精确控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，有效的提升了功率放大器的工作效率，并且该设计方法对F类功率放大器各次谐波阻抗独立设计，实现的各次谐波阻抗控制电路不会相互影响，不需要后期优化调试工作，大大降低了设计的复杂度，减少了后期调试的繁冗工作。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种高阶F类功率放大电路，其特征在于，所述功率放大电路包括：

晶体管，及

寄生参数调节单元，用于调节晶体管寄生参数对于F类功率放大器的影响，所述寄生参数调节单元的输入端与所述晶体管的功率信号输出端连接，所述晶体管的功率信号输入端为所述高阶F类功率放大电路的输入端；

高次谐波阻抗控制单元，用于对晶体管电流输入端的二次谐波至五次谐波分别独立控制阻抗匹配，所述高次谐波阻抗控制单元的输入端与所述寄生参数调节单元的输出端连接；

基波阻抗控制单元，用于对晶体管输入端的基波独立控制阻抗匹配，所述基波阻抗控制单元的输入端与所述高次谐波阻抗控制单元的输出端连接，所述基波阻抗控制单元的输出端与电容C1的一端连接，所述电容C1的另一端与负载连接。

2.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述寄生参数调节单元为L型微带线结构。

3.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，基波阻抗匹配条件为：

其中，Z_fund为晶体管电流输入端的基波阻抗，Z_match为基波阻抗控制单元输入端的基波阻抗。

4.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述高次谐波阻抗控制单元为六段微带线结构。

5.如权利要求4所述的功率放大电路，其特征在于，所述高次谐波阻抗控制单元包括：

第一串联微带线、第二串联微带线、第一开路微带线、第二开路微带线、第三开路微带线和短路微带线；

所述第一串联微带线的一端为所述高次谐波阻抗控制单元的输入端，所述第一串联微带线的另一端同时与所述第二串联微带线、所述第一开路微带线、所述第二开路微带线的一端连接，所述第二串联微带线的另一端为所述高次谐波阻抗控制单元的输出端同时与所述第三开路微带线、所述短路微带线的一端连接，所述短路微带线的另一端交流接地。

6.如权利要求5所述的功率放大电路，其特征在于，所述第一串联微带线和所述第二串联微带线的电长度为λ₀/4，所述第一开路微带线、所述第二开路微带线、所述第三开路微带线的电长度依次为λ₀/12、λ₀/20、λ₀/16，所述短路微带线的电长度为λ₀/4；

其中，多个串联微带线、多个开路微带线和所述短路微带线的特征阻抗均为Z₀，λ₀为基波频率的波长。

7.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述基波阻抗控制单元为L型微带线结构，包括：

第三微带线和第四微带线；

所述第三微带线的一端为所述基波阻抗控制单元的输入端，所述第三微带线的另一端为所述基波阻抗控制单元的输出端与所述第四微带线的一端连接；

所述第三传输线的电长度(θ₁)和所述第四传输线的电长度(θ₂)分别为：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{6\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0(12\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-16{\mathrm{\ω}}_0{C}_p-3\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

其中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，ω₀为基波角频率，C_ds为寄生电容，L_d为寄生电感，C_p为封装寄生电容，R_opt最佳负载阻抗。

8.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述功率放大电路还包括：

输入稳定单元、输入基波匹配单元以及电容C5；

所述输入稳定单元的输入端与所述电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端为所述高阶F类功率放大电路的输入端，所述输入稳定单元的输出端与所述输入基波匹配单元的输入端连接，所述输入基波匹配单元的输出端与所述晶体管的功率信号输入端连接。

9.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述功率放大电路还包括：

栅极直流偏置单元和漏极直流偏置单元；

所述栅极直流偏置单元的馈电端与所述输入基波匹配单元的直流馈电端连接，所述栅极直流偏置单元的偏置端与栅极偏置电压相连；

所述漏极直流偏置单元的馈电端与所述高次谐波阻抗控制单元的直流馈电端连接，所述漏极直流偏置单元的偏置端与漏极偏置电压相连。

10.一种射频功率放大器，其特征在于，所述射频功率放大器包括如权利要求1至9任一项所述的高阶F类功率放大电路。