CN109687828B - 一种射频功率放大器及基站 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种射频功率放大器及基站，其中射频功率放大器包括：输入平衡‑不平衡变换器、同相侧功率放大单元、反相侧功率放大单元和输出平衡‑不平衡变换器；输入平衡‑不平衡变换器分别连接同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元的输入端，同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元的输出端分别连接输出平衡‑不平衡变换器；同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输入端分别连接输入包络消除网络，同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输出端分别连接输出包络消除网络。本发明提出的射频功率放大器可以有效的降低记忆效应，大幅度的降低线性化的复杂度，降低通信系统的成本，提高通信系统的整体效率，具有广阔的应用前景。

Description

一种射频功率放大器及基站

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种射频功率放大器及基站。

背景技术

在现代通信系统中，随着调制信号带宽的增大和载波聚合技术的应用，由射频功率放大 器的记忆效应引入的非线性问题越来越严重。为了应对这种记忆效应，在很多通信系统中不 得不采用复杂的记忆数字预失真(DPD)算法对功率放大器进行线性化。然而，复杂的DPD技 术需要引入额外的成本和功耗。尤其是随着大规模MIMO技术的应用，基站射频通道数量大大 增加，复杂的DPD算法引入的资产成本和功耗逐渐上升到难以接受的程度。可以说，由宽带 射频功率放大器的记忆效应引起的非线性问题，已经成为通信系统中亟待解决的关键技术问 题。

射频功率放大器的记忆效应有多种来源，其中最重要的来源是功率器件输入端和输出端 电流的包络分量引入的直流工作点漂移效应。对于理想的Class-B功率放大器，在调制信号 激励下的漏极电流的波形为调制的半正弦波，其时域波形和频谱可以使用数值计算的仿真方 法得到，如图1所示。在图1中，激励信号采用了200MHz带宽的LTE-A信号，基带采样率为 1228.8MSPS，载波频率为3500MHz。由图1(b)可见，由于理想的Class-B功率放大器只截取 了载波周期的正半周，漏极电流频谱中除了基频分量，还包含了包络分量和谐波分量。其中 由于包络分量的频率远远低于基频分量，有可能引入跨载波周期的记忆效应。进一步的分析 指出，漏极电流中的包络分量由Class-B传递函数中的偶次项引入，因此其频谱宽度要远远 大于调制信号的带宽。对于记忆效应的研究而言，包络分量的带宽至少要考虑到三到五倍的 调制信号带宽，在图1中为1GHz。显然，如果在包络带宽上呈现给功率放大器漏极的负载阻 抗不为零，漏极电流中的包络成分会在漏极上产生相应的包络电压。这一包络电压的波形不 但与漏极电流有关，还与包络带宽上的负载阻抗有关。不失一般性，对于典型的感性包络阻 抗，由于漏极包络电压分量的存在，其时域波形叠加在漏极直流电压上，引入了漏极工作点 的漂移效应。

在使用实际器件构建的功率放大器中，由于存在以膝电压(Vknee)效应为代表的漏极电 压对漏极电流的反馈效应，漏极电压工作点的漂移不可避免的会产生漏极记忆效应。同样， 在射频功率器件的栅极，由于FET器件中非线性输入电容的存在，也同样的存在由于包络电 压引入的栅极工作点漂移效应，这一效应通过器件的跨导传输到输出信号中，引入了栅极记 忆效应。进一步的研究可以证明，这种栅极和漏极的电压工作点漂移效应，是宽带调制信号 激励下功率放大器记忆效应的主要来源。

为了消除上述工作点漂移效应引入的记忆效应，现有的方法是对匹配网络进行合理的设 计，使得其在进行基频和谐波匹配的同时，在整个包络带宽上给出尽可能低的阻抗，以降低 包络电压摆幅。但这种记忆效应消除方法在窄带功率放大器上工作良好，然而随着带宽的增 加，要实现这一设计目标越来越困难。例如，考虑到漏极电流中的包络分量可以扩展至五倍 信号带宽以上，这意味着对于200MHz的信号带宽，为了完全消除包络电压，需要在近DC-1GHz 的频段上给出零阻抗，同时不得影响基频匹配，这是很难实现的。更严重的是，当信号带宽 增加到和载波频率相比拟的程度后，采用上述技术消除记忆效应在理论上就成为不可能。例 如，对于载波频率2000MHz的功率放大器，当信号带宽增大到400MHz左右，其栅极和漏极电 流中的包络频率就已经和基频频率发生了混叠，无法在频谱上对其进行区分了。

上述传统方法的困难在于仅仅考虑了包络分量与基频分量之间不同的频率特征以对二者 进行区分，即包络分量所在的频段要明显低于基频分量，那么就可以利用这种频率区分度设 计具有频率选择性的匹配网络，对包络分量和基频分量进行不同的阻抗匹配。然而，随着调 制信号相对带宽的增加，包络分量与基频分量之间在频段上逐渐靠近。当包络分量的高端与 基频分量的低端之间不再有数量级上的差距的时候，仅仅依靠频率特征来区分两者，就变得 非常困难。

发明内容

针对上述问题，本发明提出一种射频功率放大器，不但可以消除窄带射频功率放大器的 记忆效应，也可以消除宽带射频功率放大器的记忆效应。

一种射频功率放大器，包括：输入平衡-不平衡变换器、同相侧功率放大单元、反相侧功 率放大单元和输出平衡-不平衡变换器；

所述输入平衡-不平衡变换器分别连接所述同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元 的输入端，所述同相侧功率放大单元和所述反相侧功率放大单元的输出端分别连接所述输出 平衡-不平衡变换器；

所述同相侧功率放大单元包括依次连接的同相侧输入匹配电路、同相侧功率放大器件和 同相侧输出匹配电路，所述反相侧功率放大单元包括依次连接的反相侧输入匹配电路、反相 侧功率放大器件和反相侧输出匹配电路；

所述同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输入端分别连接输入包络消除网络， 所述同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输出端分别连接输出包络消除网络。

本发明又提出一种射频功率放大器，包括：输入平衡-不平衡变换器、同相侧功率放大器、 反相侧功率放大器和输出平衡-不平衡变换器；所述输入平衡-不平衡变换器分别连接所述同 相侧功率放大器和反相侧功率放大器的输入端，所述同相侧功率放大器和反相侧功率放大器 的输出端分别连接所述输出平衡-不平衡变换器；

所述同相侧功率放大器依次包括同相侧分配器、N个同相侧功率放大单元和同相侧合路 器，所述同相侧分配器的输出端分别连接N个同相侧功率放大单元，所述N个同相侧功率放 大单元另一端分别连接所述同相侧合路器的输入端；所述反相侧功率放大器包括反相侧分配 器、N个反相侧功率放大单元和反相侧合路器，所述反相侧分配器的输出端分别连接N个反 相侧功率放大单元，所述N个反相侧功率放大单元另一端分别连接所述反相侧合路器的输入 端；N大于等于2；所述同相侧功率放大单元与所述反相侧功率放大单元数量相等；

所述同相侧功率放大单元包括依次连接的同相侧输入匹配电路、同相侧功率放大器件和 同相侧输出匹配电路，所述反相侧功率放大单元包括依次连接的反相侧输入匹配电路、反相 侧功率放大器件和反相侧输出匹配电路；

每个所述同相侧功率放大器件的输入端和对应的所述反相侧功率放大器件的输入端之间 连接一输入包络消除网络，每个所述同相侧功率放大器件的输出端和对应的所述反相侧功率 放大器件的输出端之间连接一输出包络消除网络。

本发明还提出一种基站，包括本发明实施例所提供的任意一种射频功率放大器。

本发明提出的射频功率放大器可以有效的降低记忆效应，实现没有显著记忆效应的无记 忆射频功率放大器。这种无记忆射频功率放大器可以使用简单的无记忆DPD算法或其他简单 的无记忆线性化手段对其进行线性化，从而大幅度的降低线性化的复杂度，降低通信系统的 成本，提高通信系统的整体效率，具有广阔的应用前景。

附图说明

图1为现有技术中宽带调制信号激励下理想Class-B功率放大器漏极电流的示意图，其中(a) 为时域波形图，(b)为频谱分解图；

图2为现有技术中漏极电流中包络分量与基频分量的相位特征示意图；

图3为本发明实施例一种射频功率放大器原理框图；

图4为本发明实施例一中包络消除网络为耦合传输线时的结构示意图；

图5为基于耦合传输线实现的包络消除网络效果图，(a)为包络消除网络参数，(b)为包络 消除网络偶模和奇模阻抗示意图；

图6为应用图4实施例的包络消除网络结构的仿真效果图，(a)为AM-AM失真的情况，(b) 为AM-PM失真的情况；

图7为图4实施例提供的基于耦合传输线的包络消除网络的几种具体电路结构；

图8为本发明实施例二提供的射频功率放大器中包络消除网络为电感电容谐振电路时的结构 示意图；

图9为图8实施例中电感电容谐振电路的偶模等效电路图；

图10为图8实施例中电感电容谐振电路的奇模等效电路图；

图11为图8实施例中包络消除网络的奇模阻抗和偶模阻抗示意图；

图12为本发明实施例三提供的射频功率放大器中包络消除网络为变压器时的结构示意图；

图13为图12实施例中单匝平行双线穿过柱状磁芯实现的包络消除网络示意图；

图14为本发明实施例四提供的多路射频放大器原理框图；

图15为本发明实施例四提供的N＝2时同相侧功率放大器和反相侧功率放大器均为Doherty 功率放大器的电路原理框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发 明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用 于限定本发明。

现有技术中为了消除记忆效应，对功率放大器的匹配网络进行设计，使得基频与谐波匹 配的同时，在整个包络带宽上给出尽可能低的阻抗以降低包络电压摆幅。但这种方法仅仅考 虑了包络分量与基频分量之间不同的频率特征以对二者进行区分。随着调制信号带宽的增加， 包络分量与基频分量之间在频段上逐渐靠近，仅靠频率特征来区分变得非常困难。

然而，除了传统的频率区分度之外，功率放大器电流的包络分量和基频分量之间还存在 由相位特征引入的区分度，利用这一区分度可以大大增大两者之间的差异。以理想Class-B 功率放大器的漏极电流为例，由于漏极电流中的包络成分来源于功率放大器传递函数中的偶 次项，而漏极电流中的基频分量则来自于传递函数中的奇次项。这就意味着，当激励信号相 位旋转180°，漏极电流频谱中的基频分量相位也旋转180°，而包络分量的相位则会旋转 360°。这一相位特征可以以双音激励信号为例直观的展示，如图2所示。由图2可见，当激 励信号中的基频分量反相后，漏极电流中的基频分量也随之反相，而包络分量和谐波分量的 相位则保持不变。同样的，对于栅极电流中的包络分量，也有类似的相位特征。

实施例一

基于这一相位特征，在调制信号激励下的宽带功率放大器的包络分量和基频分量之间， 除了频率区分度之外，还可以引入模式区分度。本发明实施例根据此原理，提供这样一种射 频功率放大器，如图3所示，该射频功率放大器包括一输入平衡-不平衡变换器、一同相侧功 率放大单元、一反相侧功率放大单元和一输出平衡-不平衡变换器；其中输入平衡-不平衡变 换器分别连接着同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元的输入端，而同相侧功率放大单 元和反相侧功率放大单元的输出端分别连接到输出平衡-不平衡变换器。

同相侧功率放大单元包括依次连接的同相侧输入匹配电路、同相侧功率放大器件和同相 侧输出匹配电路，反相侧功率放大单元包括依次连接的反相侧输入匹配电路、反相侧功率放 大器件和反相侧输出匹配电路；所述同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输入端分 别连接输入包络消除网络，所述同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输出端分别连 接输出包络消除网络。

功率放大器件指各种具有功率放大器作用的器件，例如带封装或者不带封装的真空管和 晶体管，或者由于真空管或者晶体管加上必要的外围电路组成的模块。

本发明实施例中包络消除网络是一种特殊的二端口网络，在其两个端口上可以定义两种 模式，即两端口等幅反相激励的奇模和两端口等幅同相激励的偶模。显然，为了消除电压中 包络分量，并保证基频分量的良好匹配，理想的包络消除网络应对偶模短路，而对奇模呈现 高阻。

图4为本发明实施例一提供的射频功率放大器中输入包络消除网络和/或输出包络消除 网络的一种电路结构图。如图4所示，该包络消除网络为基于耦合传输线的分布参数电路。 其中TL1和TL2为一对耦合传输线，其偶模阻抗为Ze，奇模阻抗为Zo，在参考频率f0上的 电长度为L。这一结构具有独特的模式反相器的作用：对两个端口施加偶模激励，在耦合传 输线上会激励起传播方向相反的奇模；而对两个端口施加奇模激励，在耦合传输线上会激励 起传播方向相同的偶模。这一特点决定了，只要对TL1和TL2进行合理的设计，使其Ze为高 阻抗，Zo为低阻抗，并合理的选择L的长度，就可以实现包络消除网络所需的偶模低阻、奇 模高阻的端口特性。

图5(a)中用给出了基于这一结构实现的包络消除网络实例，选择Ze＝200Ohm，Zo＝10Ohm， 在3.5GHz参考频率下的电长度L＝15°。使用Keysight的ADS软件进行仿真，得到了其端口 的偶模和奇模阻抗，如图5(b)。由图5(b)可见，这一包络消除网络在很宽的频率范围上给出 了低的偶模阻抗：在DC-10GHz小于10Ohm，在DC-1GHz小于0.7Ohm；同时在很宽的频率上 给出了高的奇模阻抗：在2.5-10GHz大于50Ohm，在3.5-10GHz大于70Ohm，实现了较为理 想的包络消除网络。

为了达到记忆效应消除的效果，应用图5(a)所示的包络消除网络，进行了宽带调制信号 激励下的仿真验证。在仿真中，激励信号使用了200MHz带宽的LTE-A信号，功率管选用了 Wolfspeed公司的10Watt GaN HEMT CGH40010。仿真得到的幅度-幅度(AM-AM)和幅度-相位 (AM-PM)特性如图6所示。作为对比，图6中也给出了去掉包络消除网络之后的AM-AM和 AM-PM特性，图6(a)和(b)中幅宽较窄的为有包络消除网络的情况，幅宽较宽的为无包络 消除网络的情况。由图6可以看到，基于本项目提出的包络消除技术，有效的消除了功率放 大器在宽带激励下的记忆效应，验证了上述原理和结构的可行性。

上述例子中所选数值仅为示例而非对具体值进行限制。在这一结构中，耦合线的Zo越大， L越接近四分之一波长，奇模高阻的效果越好；Ze越小，L越小，则偶模低阻的效果越好。 因此，理论上希望Ze与Zo的差值越大越好，此时更容易同时得到好的奇模和偶模阻抗；但 是在实际应用中，受传输线结构的限制，Ze与Zo应选择易于实现的值，这对于本领域专业 人员来说属于公共知识，这里不再详细解释。

基于耦合传输线的包络消除网络除了图4所示的结构外，还可以有如图7所示的以下形 式：

示例一、如图7(a)所示，在耦合传输线TL1和TL2的信号输入端分别设一隔直电容C1 和C2，实现对地的隔离。

示例二、如图7(b)所示，在耦合传输线TL1和TL2的接地端分别设一隔直电容C1和C2，同样实现对地的隔离，该种方式在物理上更容易实现。

示例三、在示例二中，由于隔直电容的存在，隔直电容C1和传输线TL1之间、隔直电容 C2和传输线TL2之间的结合点是一个对地直流开路而对射频短路的点。考虑到功率放大器通 常需要在输入端和输出端介入直流偏置电压，因此这一个结合点是理想的直流偏置电压插入 点。如图7(c)所示，可在此结合点处连接直流偏置电源，可以大大的简化馈电网络的设计， 是一种非常实用的结构。

示例四、在示例三的基础上，为了进一步提高直流电源和功率放大器之间的射频隔离， 可以在直流电源和偏置电压插入点之间增加扼流电感，如图7(d)所示。

以上示例为典型的应用举例，本领域技术人员应该理解到，所揭露的电路结构可以通过 其它的方式实现。除了以上几个示例外，基于耦合传输线的包络消除网络还有其他形式，均 是在一对耦合传输线的基础上作出的变形，比如在耦合传输线的基础上引入包括但不限于电 感、电容、电阻、二极管、三极管等器件，以实现包括但不限于阻抗匹配、调谐、隔直、采 样、控制等功能，都属于本发明实施例的发明思想的具体呈现，包括在本发明保护范围之内。

上述基于耦合传输线实现的包络消除网络的其他变形均属于本领域技术人员应当知晓的 常用电路变形，其具体构造本发明实施例不再详细介绍。

在耦合传输线的具体结构上，可以根据实际情况灵活选择，例如微带线、带状线、同轴 线、平行双线、扭绞线、鳍线、波导、共面波导、平面集成波导、介质波导等传输线结构及 其变体均可用于实现本实施例中的包络消除网络。

此外，由分布参数电路组成的包络消除网络除了通过耦合传输线实现以外，还可以通过 引入谐振器、传输线等结构来实现，这里不再详细描述。

实施例二

本发明实施例二提供的射频功率放大器中包络消除网络由集中参数电路组成。本实施例 给出了一种电感电容谐振电路，如图8所示。该电路包括两个电感L1、L2和一个电容C1， 电容串接在两个电感的信号输入端之间。

由图8所示电感电容谐振电路实现的包络消除网络，在偶模激励下的等效电路如图9所 示，由于在偶模激励下电容C1两端为同相激励，其在偶模等效电路中等效为开路。图8所示 电感电容谐振电路实现的包络消除网络在奇模激励下的等效电路如图10所示，由于在偶模激 励下电容C1两端为反向激励，电容C1的中线处等效为虚地，因此在奇模等效电路中两个端 口解耦，电容分别成为容值加倍的对地电容。

由上述分析可见，电容只出现于奇模等效电路，而不出现于偶模等效电路中，且在奇模 等效电路中电容等效为与电感并联的对地电容。因此只要合理的选择电容的容值，使其在给 定频率下与电感并联谐振，即可有效的提高奇模阻抗，同时不影响偶模阻抗。

作为示例，在图8中取L＝1nH，C＝10pF，此时的偶模阻抗与奇模阻抗如图11所示。由图 11可见，在DC到1.4GHz的宽阔频段上，偶模阻抗都保持了较低的数值，同时在0.9-1.4GHz 的工作频段内获得了较高的奇模阻抗，因此图8所示的电感电容谐振电路可以用作工作频段 为0.9-1.4GHz宽带功率放大器的包络消除网络。

同样，图8所示的电感电容谐振电路，也可以进行类似于图7的扩展获得不同的变体， 以适应具体功率放大器设计的需要，这里不再重复。

以上示例为典型的应用举例，本领域技术人员应该理解到，所揭露的电路结构可以通过 其它的方式实现。例如可以使用多个电容电感构成的多级网络以获取更好的性能，还可以引 入包括但不限于电阻、二极管、三极管等器件，以实现包括但不限于阻抗匹配、调谐、隔直、 采样、控制等功能，都属于本发明实施例的发明思想的具体呈现，包括在本发明保护范围之 内。

实施例三

本发明实施例三提供的射频功率放大器中包络消除网络由磁耦合电路组成。在较低的频 率上，磁耦合电路可以有效的减小包络消除网络的体积，且具有更好的性能。变压器作为常 见的磁耦合电路，也适用于实现本实施例中的包络消除网络。一种由变压器实现的包络消除 网络如图12所示，由绕制于磁芯上的原边和副边线圈组成。显然，在偶模激励下，原边副边 线圈产生的磁通在磁芯中互相抵消，偶模阻抗为0；而在奇模激励下，原边和副边线圈产生 的磁通在磁芯中互相加强，奇模阻抗为高阻。

在具体电路结构上，图12中的变压器既可以在磁棒等开路磁芯上绕制，也可以在磁环等 闭路磁芯上绕制；变压器的原边和副边线圈既可以使用普通导线绕制，也可以使用同轴线、 双绞线等传输线绕制；变压器的匝数可以是单匝，也可以是多匝。作为示例，一种使用单匝 平行双线穿过柱状磁芯的包络消除网络结构如图13所示。

实施例四

图14为本发明实施例四提供的多路射频放大器示意图。该射频放大器包括：输入平衡- 不平衡变换器、同相侧功率放大器、反相侧功率放大器和输出平衡-不平衡变换器；所述输入 平衡-不平衡变换器分别连接所述同相侧功率放大器和反相侧功率放大器的输入端，所述同相 侧功率放大器和反相侧功率放大器的输出端分别连接所述输出平衡-不平衡变换器；

所述同相侧功率放大器依次包括同相侧分配器、N个同相侧功率放大单元和同相侧合路 器，所述同相侧分配器的输出端分别连接N个同相侧功率放大单元，所述N个同相侧功率放 大单元另一端分别连接所述同相侧合路器的输入端；所述反相侧功率放大器包括反相侧分配 器、N个反相侧功率放大单元和反相侧合路器，所述反相侧分配器的输出端分别连接N个反 相侧功率放大单元，所述N个反相侧功率放大单元另一端分别连接所述反相侧合路器的输入 端；N大于等于2；所述同相侧功率放大单元与所述反相侧功率放大单元数量相等；

所述同相侧功率放大单元包括依次连接的同相侧输入匹配电路、同相侧功率放大器件和 同相侧输出匹配电路，所述反相侧功率放大单元包括依次连接的反相侧输入匹配电路、反相 侧功率放大器件和反相侧输出匹配电路；同一支路中，同相侧功率放大单元与反相侧功率放 大单元的电路结构相同。

每个所述同相侧功率放大器件的输入端和对应的所述反相侧功率放大器件的输入端之间 连接一输入包络消除网络，每个所述同相侧功率放大器件的输出端和对应的所述反相侧功率 放大器件的输出端之间连接一输出包络消除网络。

多路射频功率放大器中的包络消除网络与单路射频功率放大器中的一样，可以由分布参 数电路、集中参数电路或磁耦合电路的任意一种实现，具体电路构造可以是实施例一到实施 例三中的任意一种，不同电路实现的包络消除网络可以混用在同一个多路射频功率放大器中， 具体结构和变化可参见其他实施例，此处不再详细说明。

在一些实施方式中，同相侧功率放大器和反相侧功率放大器均为Doherty功率放大器。 众所周知，在当前的通信基站等应用中，为了应对高的峰均功率比带来的效率下降问题，广 泛采用了Doherty功率放大器。典型的Doherty功率放大器含有一个主路功率放大单元和至 少一个辅路功率放大单元，辅路功率放大单元的数量为N-1，最常见的是含有一个主路放大 单元和一个辅路放大单元的双路Doherty功率放大器，即N为2的情况。这里的功率放大单 元结构与实施例一中的同相侧/反相侧功率放大单元结构相同，不再详细描述。

图15示出了本实施例提供的N＝2时的射频功率放大器中同相侧功率放大器和反相侧功率 放大器均为Doherty功率放大器的结构示意图。在本实施例中Doherty功率放大器中的同相 侧分配器、反相侧分配器、同相侧合路器、反相侧合路器均通过延迟线实现，这是Doherty 功率放大器中经常采用的结构，还有其他的实现形式，但这并非本发明实施例关注的内容， 在此不做详述。采用Doherty功率放大器可以在高峰均功率比信号的激励下实现高效率，同 时具有低的记忆效应，具有明显的实用价值。

本发明实施例还提供一种基站，包括本发明实施例所提供的任意一种射频功率放大器。

以上实施例仅用于说明本发明的技术方案，而非对其限制，尽管参照前述实施例对本发 明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载 的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不 使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (9)

1.一种射频功率放大器，其特征在于，包括：输入平衡-不平衡变换器、同相侧功率放大单元、反相侧功率放大单元和输出平衡-不平衡变换器；

所述输入平衡-不平衡变换器分别连接所述同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元的输入端，所述同相侧功率放大单元和所述反相侧功率放大单元的输出端分别连接所述输出平衡-不平衡变换器；

所述同相侧功率放大单元包括依次连接的同相侧输入匹配电路、同相侧功率放大器件和同相侧输出匹配电路，所述反相侧功率放大单元包括依次连接的反相侧输入匹配电路、反相侧功率放大器件和反相侧输出匹配电路；所述同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输入端分别连接输入包络消除网络，所述同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输出端分别连接输出包络消除网络；

所述输入包络消除网络和/或输出包络消除网络由分布参数电路组成，所述分布参数电路包括一对耦合传输线；或者，所述输入包络消除网络和/或输出包络消除网络由集中参数电路组成；或者，所述输入包络消除网络和/或输出包络消除网络由磁耦合电路组成。

2.根据权利要求1所述的射频功率放大器，其特征在于，每条传输线的信号输入端设有隔直电容；或者

每条传输线的接地端设有隔直电容；或者

每条传输线的接地端设置隔直电容，并且在所述隔直电容和所述传输线的结合点处施加偏置电压；或者

每条传输线的接地端设置隔直电容，且在所述隔直电容和所述传输线的结合点与用于施加偏置电压的电源间加入扼流电感。

3.根据权利要求1所述的射频功率放大器，其特征在于，所述集中参数电路为电感电容谐振电路。

4.根据权利要求3所述的射频功率放大器，其特征在于，所述电感电容谐振电路至少包括两个电感和一个电容，所述电容串联在两个所述电感之间。

5.根据权利要求1所述的射频功率放大器，其特征在于，所述磁耦合电路为变压器。

6.一种射频功率放大器，其特征在于，包括：输入平衡-不平衡变换器、同相侧功率放大器、反相侧功率放大器和输出平衡-不平衡变换器；所述输入平衡-不平衡变换器分别连接所述同相侧功率放大器和反相侧功率放大器的输入端，所述同相侧功率放大器和反相侧功率放大器的输出端分别连接所述输出平衡-不平衡变换器；

所述同相侧功率放大器依次包括同相侧分配器、N个同相侧功率放大单元和同相侧合路器，所述同相侧分配器的输出端分别连接N个同相侧功率放大单元，所述N个同相侧功率放大单元另一端分别连接所述同相侧合路器的输入端；所述反相侧功率放大器包括反相侧分配器、N个反相侧功率放大单元和反相侧合路器，所述反相侧分配器的输出端分别连接N个反相侧功率放大单元，所述N个反相侧功率放大单元另一端分别连接所述反相侧合路器的输入端；N大于等于2；所述同相侧功率放大单元与所述反相侧功率放大单元数量相等；

所述同相侧功率放大单元包括依次连接的同相侧输入匹配电路、同相侧功率放大器件和同相侧输出匹配电路，所述反相侧功率放大单元包括依次连接的反相侧输入匹配电路、反相侧功率放大器件和反相侧输出匹配电路；

每个所述同相侧功率放大器件的输入端和对应的所述反相侧功率放大器件的输入端之间连接一输入包络消除网络，每个所述同相侧功率放大器件的输出端和对应的所述反相侧功率放大器件的输出端之间连接一输出包络消除网络；

所述输入包络消除网络和/或输出包络消除网络由分布参数电路、集中参数电路或磁耦合电路的任意一种实现。

7.根据权利要求6所述的射频功率放大器，其特征在于，所述同相侧功率放大器和所述反相侧功率放大器均为Doherty功率放大器。

8.根据权利要求7所述的射频功率放大器，其特征在于，所述Doherty功率放大器包括一个主路功率放大单元和至少一个辅路功率放大单元，所述辅路功率放大单元的数量为N-1。

9.一种基站，其特征在于，包括权利要求1～8任一项所述的射频功率放大器。