CN1599973A - 放大器 - Google Patents

Abstract

一种放大器，包括场效应晶体管，终端网络包括由并联连接的电容器分隔的串联连接的电感器，滤波器和负载，安排电容器和电感器的值，对要放大的信号频率的预先确定奇次谐波数表现开路，对信号频率的预先确定的偶次谐波数表现短路，其中，用以下步骤选择终端网络的电感器和电容器的归一化值：设g_r＝C_r r奇数，＝L_r r偶数，因而g₁＝1，g₁g₂＝(a)；g_rg_r+1＝(b)，r＝2→2m－1和g_2mg_2m+1＝(c)，其中(m－1)表示表现开路的预先确定的奇次谐波数。

Description

放大器

技术领域

本发明涉及放大器。

背景技术

放大器，特别是功率放大器通常用晶体管构成。参考图1，场效应晶体管可以看作连接源极到漏极的可变宽度的沟道。在源极和漏极之间有栅极，电荷作用在栅极上(栅极是电有效的非线性电容器)。电荷作用到栅极上时，积累的电荷产生从栅极延伸的电场，因此，建立了在源极和漏极之间流动的电流的控制。将小的负电荷作用到栅极允许在源极和漏极之间流动小的电流，反之，作用更多的正电荷使得在源极和漏极之间流动大的电流。

对栅极作用的电荷和流到漏极的电流之间的关系是非线性的。非线性引起在电路设计中的问题，通常，电路设计者希望由在晶体管后提供的“终端网络”控制晶体管的运行。

为了最大化放大效率，通常希望控制由晶体管产生的非线性效应，如在晶体管中表现的半波整流的正弦波电流，和近似的方波电压。因为由于晶体管的剩余输出电容，不可能获得完全的方波电压，使用近似的方波电压。对给定的基频信号频率，由对基频的偶次谐波表现的短路，和对基频的奇次谐波表现的开路产生近似的方波电压。从基频的偶次谐波产生半波整流的正弦波电流，这是由同样的短路和开路产生的。安排电流和电压波形使得它们的叠加是最小的。当电流和电压之间有叠加时，功率只是耗散在晶体管中。如果完全避免电流和电压之间的叠加，那么，在理论上这应该有100％的效率。然而，在晶体管和终端网络中电抗性和电阻性元件的存在意味不可能获得100％的效率，因为在电流和电压波形中总有一些重叠。

通常，终端网络包括有使用数字技术估计值的电路元件的组合，以便将晶体管输出校正到合理的非线性输出并提供优化效率。与此方法相关的问题是数字技术不能提供最佳解决方案。此外，数字技术存在的问题是数字技术基于近似，近似对晶体管的最佳运行不适用，因此提供有折衷效率输出的终端网络。

发明内容

本发明的目的是克服上述缺点，提供一种包括放大器的方法。

根据本发明的第一方面，提供一种放大器，包括有输出电容C1的场效应晶体管，终端网络包括由并联连接的电容器分隔的串联连接的电感器，滤波器和负载，其中，安排电容器和电感器的值，对要放大的信号频率的预先确定的奇次谐波数表现为开路，和对信号频率的预先确定的偶次谐波数表现为短路，其中，用以下步骤选择终端网络的电感器和电容器的归一化值：

设g_r＝C_r  r奇数

    ＝L_r  r偶数

那么

g₁＝1， $g_1{g}_2=\frac{1}{m(2m-1)}$

$g_r{g}_{r+1}=\frac{4}{(2m-1+r)(2m-r)}---r=2\→2m-1$

和

$g_{2m}{g}_{2m+1}=\frac{1}{m}$

其中，(m-1)表示表现为开路的预先确定的奇次谐波数。

应当理解术语“开路”不期望指完全的开路，而是指足够接近于使放大器有正确功能的开路。同样的，术语“短路”不期望指完全的短路。术语“归一化”指关于场效应晶体管的漏极源极电容(涉及工作的频率)和关于工作的阻抗水平(涉及要求的输出阻抗，例如50欧)的归一化。

根据本发明的第二方面，提供一种放大器，包括场效应晶体管和终端网络，终端网络配置为对要放大的信号的(m-1)奇次谐波表现为开路，终端网络还配置为使场效应晶体管运行在最佳效率，如场效应晶体管的漏极源极电压包括位于以下相位的峰值：

${\mathrm{\θ}}_r=\frac{\mathrm{r\π}}{(m+1)}---r=1\→m$

θ＝0，π对应于在DC偏压点的漏极源极电压。

附图说明

参考附图，用例子描述本发明的特殊实例。

图1是说明常规晶体管的原理图；

图2是说明晶体管和终端网络的原理图；

图3是半波整流的正弦波；

图4是显示实现发明的放大器的电路图(m＝3，以下定义的)；

图5是显示一组实现发明的放大器的终端网络的电路图；

图6是显示在实现发明的放大器的场效应晶体管的输出的漏极电压和栅极电压瞬时变化的示波器轨迹；

图7是显示在实现发明的放大器的场效应晶体管的输出的漏极电压和栅极电压瞬时变化的示波器轨迹；

图8是由实现发明的放大器看到的输出阻抗获得的Smith图；

图9是说明形成部分本发明实例的伪同晶高电子迁移率场效应晶体管的原理图；

图10显示在图9的晶体管的D.C.特性；

图11是说明实现发明的放大器的物理结构的原理图；

图12是显示在图11中的放大器电路图；

图13显示在线性区运行的放大器的输出电压；

图14显示图13的放大器的负载线；

图15显示根据本发明构建的放大器的负载线；

图16显示根据本发明构建的放大器的负载线，说明放大器的非线性运行；

图17是有方波的半波整流的正弦波；

图18是不按本发明构建的放大器的负载线；

图19显示根据本发明(m＝2)构建的放大器的输出电压。

具体实施方式

如在图1中显示的，场效应晶体管包括由栅极分隔的源极和漏极。栅极控制从源极到漏极电流的流动。当电荷作用到栅极时，电场从栅极延伸到位于栅极之下的半导体，因此，控制从源极到漏极流动的电流通过的沟道。从源极到漏极流动的电流量是在栅极上的电荷的非线性函数。

本发明最大化场效应晶体管(下文中简单的称为“晶体管”)的运行效率并提供优化晶体管的输出的终端网络。在图2中原理性的显示晶体管和终端网络。对晶体管的输入显示为电荷和电压的组合。提供栅极的电荷有首要的重要性，因为这是作用在栅极的电荷，不是直接在栅极上的电压，这是控制源极和漏极之间的电流流动的物理属性。

在理论的高效率的放大器结构中，电流和电压交替开关和安排的，因此它们从不瞬时重叠。因为在晶体管中电流和电压之间没有重叠，无晶体管的功率耗散，晶体管运行在100％的效率。然而，终端网络的晶体管和元件包括电阻的和电抗的元件，提供允许晶体管100％效率运行的终端网络是不可能的。换言之，在电流和电压之间常常有不可避免的导致效率降低的重叠。例如B类放大器可能提供的最大效率是π/4。本发明允许对给定谐波终端提供最大可达到的效率构建的放大器。

本发明避免使用基于一组近似值的数字的和经验的技术，如在当前技术中做得。代之，本发明是基于只包括一个假设的晶体管和终端网络的理论分析，即，漏极电流有半波整流的正弦波的形式(图3)，虽然在实践中电流可能不是完全的此形式，保持电流接近此形式是可能的，因此对允许在实践中实现的理论，在足够的程度上假设有效。电压波形近似于加上信号的奇次谐波一起产生的方波。因为在晶体管的漏极和源极之间有电容，获得完全的电压方波是不可能的。在所有的晶体管中发现这个电容，并是不可避免的。本发明考虑此电容为包括它作为部分的终端网络，例如在图2中看到的C_ds。在漏极和源极之间的电容是相当地线性的，所以可以模拟为常规的电容。

晶体管的漏极源极电容限制晶体管运行的上频率是通常的错误概念。这是不正确的。事实上，漏极源极电容限制晶体管工作上的带宽(完全不同的概念)。

在图4中原理性的显示根据本发明构建的放大器。放大器包括晶体管T和关联的漏极源极电容C_ds，终端网络包括匹配的网络N_M，包括对信号的偶次谐波短路和对信号的奇次谐波开路安排的电感和电容，安排旁路谐振器S_R发送没有谐波的信号，包括负载R_L。匹配网络指一组电感和电容N_M，其中，终端网络指匹配网络和旁路谐振器S_R及负载R_L一起。从当前的技术了解构建在图4中显示的类型的放大器电路。本发明允许精确的确定网络N_M的电感和电容，和负载R_L的值。

基于显示在图4中的电路形式的当前技术的终端网络期望产生固定幅度的奇次信号谐波，选择的幅度如奇次谐波相加提供方波形式。使用数字技术估计提供要求幅度的谐波的电感，电容和负载R_L的值。发明者意识到此方法是完全错误的，假如晶体管正运行在正确的运行点(即，在晶体管中存在的基频信号的正确幅度)，终端网络不需要指定信号的奇次谐波的幅度。信号的奇次谐波的幅度会发现它们自己的电平。

晶体管中的基频信号的幅度是保证晶体管正运行在正确的运行点(下文中基频信号称为基频)的关键。要求的运行点是奇次谐波已经进入电压的基频电压幅度是足够大的点，因此电压近似于方波，但无失真引入漏极源极电流I_ds(即，电流是半波整流的正弦波的假设适用)。

用在下面进一步描述的理论分析，发明者发现在正确的运行点的基频要求的电压幅度为：

$A_1=\frac{2}{(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

其中m-1是由终端网络维持的奇次谐波数。这是确定电压的基频分量的最大幅度值得注意的结果。幅度是归一化的幅度，在放大器的实现中由偏压V_DC(即，V＝V_DC A₁)换算。

当晶体管正运行在正确的运行点时，提供最大的效率：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

这两个公式是通用的，并只依赖于终端条件(即，由终端网络维持的奇次谐波数)。公式可作用到任何的场效应晶体管。公式不受2m和以上谐波存在的有限电抗和电流波形与电压波形耦合的影响。此外，假若使用在基频的正确的复数终端，更高次的谐波在有限电抗性阻抗中终结，获得同样的最大效率。

术语‘m’的使用分类如下：

m＝1相当于基频(ω₀)

m＝2相当于基频的第一奇次谐波(3ω₀)

m＝3相当于第二奇次谐波和第一奇次谐波(3ω₀，5ω₀)

m＝4相当于第三，第二和第一奇次谐波(3ω₀，5ω₀，7ω₀)等

发明者导出一组用于确定匹配网络的电容和电感值的规则，和确定负载值的公式一起提供最大效率运行的放大器。用于确定匹配网络的电容和电感值的一组规则如下(这些规则的理论基础在下面陈述)：

设g_r＝C_r   r奇数

    ＝L_r   r偶数

那么

g₁＝1， $g_1{g}_2=\frac{1}{m(2m-1)}$

$g_r{g}_{r+1}=\frac{4}{(2m-1+r)(2m-r)}---r=2\→2m-1$

$g_{2m}{g}_{2m+1}=\frac{1}{m}$

第一电容C_ds的值是晶体管的属性(晶体管的漏极源极电容)并不能调整。为此原因，电容和电感值被归一化到第一电容C_ds。对给定电路，乘以C_ds值可确定电容和电感的实际值。

对前两个奇次谐波(即，3ω₀和5ω₀)开路安排的网络，电容和电感的值如下：

m＝3(这相当于前两个奇次谐波)

g₁＝1→C_ds＝C₁＝1

$r=1{---C}_1{L}_2=\frac{1}{3(2x3-1)}=\frac{1}{15}\→L_2=\frac{1}{15}$

$r=2---C_3{L}_2=\frac{4}{(6-1+2)(6-2)}=\frac{4}{28}=\frac{1}{7}\→C_3=\frac{1}{7}\×\frac{15}{1}=\frac{15}{7}$

$r=3---C_3{L}_4=\frac{4}{(6-1+3)(6-3)}=\frac{4}{24}=\frac{1}{6}\→L_4=\frac{1}{6}\×\frac{7}{15}=\frac{7}{90}$

$r=4---L_4{C}_5=\frac{4}{(6-1+4)(6-4)}=\frac{4}{18}=\frac{2}{9}\→C_5=\frac{2}{9}\×\frac{9}{70}=\frac{2}{70}$

$r=5---C_5{L}_6=\frac{4}{(6-1+5)(6-5)}=\frac{4}{10}=\frac{2}{5}\→L6=\frac{2}{5}\×\frac{7}{20}=\frac{7}{50}$

$r=6---L_6{C}_7=\frac{1}{3}\→C7=\frac{1}{3}\×\frac{50}{7}=\frac{50}{21}$

这些值显示在图5c中。图5a和图5b显示对m＝2(即，第一奇次谐波)和m＝1(即，基频)的网络确定的电容和电感的值。

用一组规则产生的网络对奇次谐波提供开路和对偶次谐波提供短路。另外，网络作用为基频的反相器。

图5c的网络具有第三和第五谐波有近似于基频的三和五倍带宽的属性。这是重要的属性，因为当放大有有限带宽的信号时，为了避免信号的失真，这些谐波要求三和五倍的带宽。当前技术匹配的网络没有此优势的属性。

用欧姆定律确定在场效应晶体管的输出看到的负载值如下：

$Z=\frac{V}{I}=\frac{V_{\mathrm{DC}}{A}_1}{I_{\mathrm{MAX}}/2}=\frac{2\left(V_{\mathrm{DC}}{A}_1\right)}{I_{\mathrm{MAX}}}$

其中V_DC是偏压，A₁是基波的归一化电压幅度，I_max是电流的最大幅度(即，半波整流的正弦波)。

场效应晶体管通过匹配网络和旁路谐振器看负载。匹配网络和旁路谐振器具有它们是在基频的阻抗反相器的属性，这意味着由场效应晶体管看的阻抗是：

$Z=\frac{Z_0^2}{R_L}$

用常规的方式构建的旁路谐振器S_R，允许在阻塞谐波时在基频发送。

下面进一步描述由发明者设计的规则构建的放大器的特定的实际实例。概括的，用规则构建放大器，确定表现开路的奇次谐波数(即，确定m值)，计算终端网络的电容和电感的归一化值。归一化值乘以C_ds确定电容和电感的实际值。评估在构建放大器时可能引起电容和电感值小的扰动。这不妨碍放大器在最佳点的功能，因此不认为超出由一组规则提供的值。

下面计算基波的归一化电压幅度，通常确定要求的负载值。常规的方式构建的旁路谐振器S_R，在要求的带宽上提供在基频的传送。

放大器的实践实例很可能在终端网络中包括不希望的电抗性元件。为了校正这些电抗性元件，可能需要放大器的一些较小的调整。可以构建放大器使得负载包括输出阻抗调谐器。调整放大器，具有调整到低于最佳值的负载。用输出阻抗调谐器渐渐增加负载值，监测晶体管的漏极源极电压的特征峰值(见下面)。作为选择，可监测放大器的输出值，输出幅度达到最大的负载是最佳负载值。作为选择，基于测量的输出调整负载值时，考虑电抗性元件和阻抗换算用下面的公式可以调整负载的计算：

$Z=\frac{{2V}_{\mathrm{DC}}}{I_{\mathrm{MAX}}}(A_1+{\mathrm{jX}}_m)$

$X_m=\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dc}}}\underset{n=m}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}\frac{2n}{(m+1)}\left[\cot \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cot [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

除了调整负载，可以调整位于匹配网络N_M(见图4)和R_L之间的旁路谐振器S_R校正电抗性元件。调整包括很轻微的重调整谐振器的谐振频率。这是可由监测晶体管的漏极源极电压，或放大器的输出来做。作为选择，用上面给出的公式可计算调整。

用图4中显示的结构，用如上面描述确定的元件值，由发明者构建放大器。图6显示从具有对第一奇次谐波(即，3ω₀；m＝2)开路安排的终端网络的，场效应晶体管(EFT)获得的输出(漏极源极电压)。图包括两个示波器轨迹，第一轨迹显示漏极源极电压关于时间的变化(标记为V_ds)，第二轨迹显示输入栅极电压关于时间的变化(标记为V_gs)。为了术语的简易性，根据相位讨论轨迹，垂直线X1表示零相位，X2表示2π相位。

在图6中可以看到电压V不是方波，如完善的放大器的情况，代之是近似的方波。可以看到电压波形在π/3和2π/3有清楚的波峰。这是当EFT运行在最佳点时EFT性能的特性，即，当基波的归一化电压幅度是：

$A_1=\frac{2}{(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+!)}\right]$

特征波峰是很特殊的和清楚的。可以使用特征波峰调整负载值(以上描述的)，波峰的位置表示已发现正确的负载值。同样的，可以使用特征波峰调谐旁路谐振器的谐振频率。

用上面给出的一组规则(下面作进一步的数学证明)，特征波峰直接来自选择的元件值。可测试给出的放大器确定是否使用由一组规则产生的元件值，由操作放大器并在EFT的输出中寻找存在的特征波峰构建放大器。

参考图6，在理论上，在电压的4π/3和5π/3看到倾斜应该是可能的。然而，由于终端网络的电抗元件，电压的改变大于倾斜，电压V_ds是足够的小倾斜是不明显的。电抗元件也给出电压歪斜失真的上升，如在π/3的波峰大于在2π/3的波峰。

图7显示从具有对第一和第二奇次谐波(即，3ω₀和5ω₀；m＝3)开路安排的终端网络的EFT获得的输出。可以看到在π/4，π/2和3π/4电压V_ds有清楚的波峰。用上面给出的一组规则，这些特征波峰直接从元件值选择。

下面数学推导的一般规则表示任何m值的特征波峰的位置。

$\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{r\π}}{(m+1)}---r=1\→m$

使用上面一组规则产生的元件值构建的放大器有确认此规则的波峰。

图8是Smith图，其特征在于如用上面的规则构建的放大器看到的终端网络的阻抗，安排对第一次谐波开路的电路。Smith图表示实数阻抗(图上的圆圈)，虚数阻抗(图上的圆弧)，沿图的中心的水平线表示零相位(即，无虚数阻抗)。测量电路的四个运行点；这些在图上如三角1到4所示。

运行点数字4是放大器运行的基频。可以看到运行点数字4不是在零相位轴上，换言之包括虚数阻抗部分。这是因为设备是修改的类型F放大器(即，由于在终端网络中的电抗元件在更高次谐波的电流和电压之间有一些耦合)。运行点数字3是基频的第一奇次谐波(3ω₀)。运行点数字3是位于接近Smith图的右手边的事实显示在第一谐波提供有效的开路，相对低的终端网络的阻抗水平。运行点数字2是基频的第一偶次谐波(2ω₀)，可以看到短路(即，位于图的左边)。这是如所需要的；电压不应包括如这会导致效率损失的第一偶次谐波。运行点数字1是对放大器性能无重要性的较低频率。

现在描述根据本发明构建的晶体管和终端网络的实践实例。在实例中，场效应晶体管是PHEMT(伪同晶高电子迁移率晶体管)，虽然意识到使用任何合适的场效应晶体管可实现本发明。PHEMT有以设备的输出的非常低的电抗输送几十瓦微波频率功率的能力。在图9中显示简化的等效PHEMT电路。在输出102，栅极电抗做得尽可能的小，但栅极电容C_gs104是在负偏压时它的电容可与漏极源极电容C_ds106相比的变容二极管，但在前向偏压状态，这个值可以上升6→10倍。在输出，认为漏极源极电容C_ds106是可分离的，并常常处理为网络的一部分。因此代表漏极源极沟道电流的剩余电流发生器108是频率独立的，如由在图10中说明的设备的D.C.特性描述的，依赖于栅极和漏极电压。注意到在低值V_ds的沟道电抗有0.1Ω量级是非常重要的，典型的比LDMOS器件小几十倍。

在随后的分析中，维持小的沟道电抗的效果说明器件的性能，但在所有的理论分析中这假设为零，即特性在D.C.有无限的斜率。此外，假设作用于栅极的最大瞬时电压从不饱和I_ds，因此器件作用为线性放大器。

参考图11，放大器电路包括在衬底204上的导电的轨道202形式的输入耦合。在轨道202和地之间连接衰减电阻206。通过抑止小电压波动，电阻206改善稳定性，否则由场效应晶体管170放大为大的电压波动(此波动可能导致大的振荡)。两个片电容207，208连接到输入轨道202并由焊接线230互相连接。这些片电容提供轨道和对场效应晶体管(EFT)170输入之间的阻抗匹配。片电容由十一个焊接线209连接到功率EFT170的栅极接线端。EFT是Motorara生产的15.4mmEFT，能处理10W功率。十一个焊接线209作用为电感。由每个提供电感的焊接线220，222，224连接的三个片陶瓷电容210，212，214提供M＝3网络172。焊接线220，222和224的长度和几何结构确定它们的电感量。根据实例，可在半导体晶片上做电容器。在可选择的安置中可使用陶瓷提供电容器和电感器。

EFT170的内在漏极源极电容C_DS提供网络的第一电容元件226。不使用分离的电容元件，宁可放大器器件的漏极源极电容提供有效的电容，所以网络的其它元件必须适应此内在的电容。EFT170的公共漏极接线端由第一焊接线电感器220连接到网络的第一片电容器210。第二和第三电感器222和224连接第一210到第二和第二到第三片电容器。然后第三电容器连接到在衬底230上的输出轨道228。能提供小的，二级片电容器232，234，236连接到主片电容器，使得校正或微调电容到网络终端正确运行要求的电容。

图12显示示于图11的放大器的电路图，包括附加的元件。接收要放大的信号的输入302后面是斜T形结构304。斜T形结构304提供不干扰rf信号的用D.C.电压偏压放大器的装置。偏压EFT170的斜T形结构304趋于B类放大器类型的偏压点，因此没有静态电流，即，当没有作用rf信号时，EFT170不吸引电流。斜T形结构304建立栅极电压V_gs，并因为对rf信号表现非常高的输入阻抗，不干扰rf信号。

提供输入阻抗调整器306为中间阻抗变换器，因此帮助输入阻抗对EFT的输入阻抗的匹配。如上面描述的，提供电阻206(典型的100Ω量级)帮助稳定EFT。电容器207和208提供近似8.6pF的电容，结合输入电感209提供与EFT170的输入阻抗进一步的阻抗匹配。

调整EFT170的输出，漏极源极电容C_ds226提供m＝3匹配网络172的第一电容元件，由片电容器210，212，214和焊接线电感器220，222，224实现它的剩余量。

在终端电路的输出装置提供旁路谐振器174，提供对信号高于基频的所有谐波的短路。旁路谐振器包括电容器314和电感器312。电容器314抑止DC对地短路，但允许rf通过。旁路谐振器174起提供第二谐波短路的作用。即，旁路谐振器174与电感器220和电容器210一起起短路第二谐波的作用。

与输出斜T形结构318一起提供常规设计的输出阻抗调整器316。输出斜T形结构318能处理高达2A的电流，但典型的提供1.5A。最后电阻负载176连接到斜T形结构318的输出。

放大器可运行在高达10GHz或更高的频率。

可使用输入阻抗调整器304和输出阻抗调整器306提供晶体管和它的输入和输出之间的匹配。虽然只描述了第一第二和第三级电路(即，m＝1，2和3)的元件值，本发明不限于这些级。使用上面的一组规则可以确定更高级的合适的元件值。虽然已详细的描述了m＝3终端网络详细的实现，对本领域的技术人员，根据本发明详细的实现其它级的终端电路的构建也是显见的，本发明不限于上面描述的m＝3详细的实现。意识到本发明可以使用任何合适的场效应晶体管。

现在描述公式1和用于确定电容器和电感器的值的规则的理论基础。

如前面指出的，理论包括一个假设，即漏极电流有半波整流的正弦波的形式(图3)。虽然在实践中电流可能不完全是此形式，保持电流接近此形式是可能的，因此允许理论在实践中的实现，在足够的程度上假设是有效的。因为栅极的电容是使得电流在大于正弦波的斜率的速率上上升或下降是很困难的，所以使用正弦波。

晶体管有漏极源极电压的非零DC电平。这由独立的DC偏压作用。当低的电阻负载R_L连接到旁路谐振器时，这导致不是相当的偏离DC电平的正弦波电压输出，在图13中显示正弦波和DC电平。在此运行条件下晶体管线性运行，并有在图14中显示的漏极源极电流与漏极源极电压图表示的特性。可以看到当漏极源极电流上升到阈值以上时，晶体管输出的电流量独立于漏极源极电压。然而，在低的漏极源极电压对作用给定漏极源极电压的电流量有限制。斜率S涉及漏极和源极之间的沟道的有效电阻。电压V_DS不会是负的，因为由斜率S(不能违反斜率S)限制这样做。因为电压正弦波的幅度是低的，提供晶体管稍低于它的最大值的输出功率。

参考图15，需要的是从晶体管的线性运行移开，移到负载线在交点C翻转的非线性点。为了到达此点必须在晶体管中存在谐波。当晶体管运行如图13中所示时这是不可能发生的，即有小的电阻的负载，因为电压在基频有正弦波的形式。需要的是电压正弦波的幅度成为达到V_DS＝0轴(V_DS不可能是负的)所足够的并开始失真，因此，谐波引入到电压波形中。引起谐波产生的物理机制是不重要的；所需要的是谐波不知何故或其它原因地产生。产生近似的方波，没有漏极源极电流波形的失真对电压波形的幅度应该是充分的。当漏极源极电流在开始失真的交点时，出现最佳的运行点。这使得晶体管运行在最佳效率。参考图16，当晶体管运行在最佳点时，在电压接近于零时产生重要的电流值(如最佳效率要求的)。在低电压看到的波纹来自在图6和7看到的给出增加电压波纹的同样的电路属性。注意曲线不能通过斜率S穿过，因为这是由晶体管沟道的物理属性确定的。

由发明者研发的理论根本地不同于以前得到的数字技术。如在图17中所示的，在完善的终端网络中方波电压在任何点不与半波整流的正弦波电流重叠。这意味着漏极源极电流和漏极源极电压之间没有关系。当前技术使用的数字技术都是基于定义漏极源极电流和漏极源极电压之间关系的模型。

发明者也认识到，确定如在数字模拟技术中所做的，在终端电路中的基频和各奇次谐波确定电压波形的幅度是不必要的。发明者认识到，重要的幅度只是在基频的幅度，奇次谐波的幅度由终端网络自动产生。当在放大器中提供正确的基波幅度时产生最佳的效率。

解决方案是基于确定在电压V_DS为零和电压的导数为零的点，即如在图19中所示的在电压到达零。

最初，假设B类放大器运行有线性运行的和不进入饱和的晶体管，有能提供最大效率

的正确终端的终端网络。超出最佳点的增加电阻的终端导致电流波形不再是半波整流的正弦波，随着效率降低。当系统方程是单数时获得最大效率。

如果晶体管的输出以旁路电感器终结，输出电容在基频ω₀和在ω₀的电阻负载谐振，然后由栅极电压偏置到在零截至，因此我们有所有谐波短路的典型的B类放大器运作。最初假设沟道电流是如在图4中说明的傅里叶级数展开的半波整流的正弦波：

$I_c=I_{\max }[\frac{1}{2}+\sin \mathrm{\θ}+\frac{1}{\mathrm{\π}}(1-\frac{2}{3}\cos 2\mathrm{\θ}-\frac{2}{15}\cos 4\mathrm{\θ}-\frac{2}{35}\cos 6\mathrm{\θ}.....)]$

$=I_{\max }[\frac{1}{2}\sin \mathrm{\θ}+\frac{1}{\mathrm{\π}}(1-\underset{r=1}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{2\cos 2\mathrm{r\θ}}{{4r}^2-1})]---\left(1\right)$

其中θ＝ω₀t，其中假设电流以通常的方式在D.C.偏压和去耦。因为短路所有的谐波，

V_ds＝V_dc[1-A₁ sinθ]                                           (2)

对A₁＜＜1A₁正比于负载电阻，由示于图14中的负载线表现全面的性能。

当达到A₁＝1时，在图15中显示V_ds＝0在 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{4}$ 的关键特性。在从点，

在D.C.的功率 $P_{\mathrm{dc}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}{I}_{\max }}{\mathrm{\π}}---\left(3\right)$

和

在基频的功率 $P_{\mathrm{rf}}=\frac{A_1}{4}{V}_{\mathrm{dc}}{I}_{\max }---\left(4\right)$

因为A₁＝1，效率为

$\mathrm{\η}=\frac{P_{\mathrm{rf}}}{P_{\mathrm{dc}}}=\frac{\mathrm{\π}}{4}---\left(5\right)$

这是典型的B类结果(即当没有电压的谐波存在时，晶体管运行在最大效率)。

如果负载电抗进一步增加，因为电压波形可能只有D.C.分量和在基频的分量，并且不可能立即从I-C特性成为负的，因此A₁必须维持单一，必须改变电流波形。仅可能的性能是在 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{4}$ 的沟道电流急剧的下降。这可能由在此点产生的傅里叶级数的δ函数近似：

$F\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{{-I}_{\max }}{4}\mathrm{\ϵ}[1+2\sin \mathrm{\θ}-2\cos 2\mathrm{\θ}-2\sin 3\mathrm{\θ}+2\cos 4\mathrm{\θ}+2\sin 5\mathrm{\θ}.....]---\left(6\right)$

产生有所有的谐波频率分量的总电流：

$P_{\mathrm{dc}}=(1-/2)\frac{V_{\mathrm{dc}}{I}_{\max }}{\mathrm{\π}}---\left(7\right)$

和

$P_{\mathrm{rf}}=(1-2\mathrm{\ϵ}/\mathrm{\π})\frac{V_{\mathrm{dc}}{I}_{\max }}{4}---\left(8\right)$

因此效率：

$\mathrm{\η}=\left(\frac{1-\frac{2\mathrm{\ϵ}}{\mathrm{\π}}}{1-\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}}\right)\frac{\mathrm{\π}}{4}---\left(9\right)$

这是小于

的。

在此状况中实际发生的是因为电阻负载值增加，然后电压A₁的基波分量的幅度有线性的增加到单一值，然后在超出此点保持常数值。因此，此点是单一的点，并出现在 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 的唯一值，并代表可能得到的最大的效率。上面的分析看来平凡，但这是F类或修改的F类条件的最佳解决方案的研发基础。

为了提高效率，必须允许在输出电流中存在电压的谐波分量。现在考虑F类或修改的F类状态研究此情况。

F类运行

起初，假设所有的奇次谐波短路至2m-1谐波(例如如果m＝3，因此前两个奇次谐波短路，即3ω₀，5ω₀)。假设所有更高的奇次谐波和所有的偶次谐波在短路中终结。因此，我们再假设电流波形是与在公式1给出的线性运行的B类运行相同。现在电压波形有形式：

$\frac{V_{\mathrm{ds}}}{V_{\mathrm{dc}}}=1-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{2q-1}\sin (2q-1)\mathrm{\θ}---\left(10\right)$

当基波的电阻负载增加时，然后A₁接近如在B类情况中的单一值。到此点，为何电压波形的更高频率分量应该是非零，导致显示于图18中的负载线是没有理由的。进一步增加负载电抗可允许A₁超过单一值。

首先，因为电流波形要求在更低的奇次谐波的电流分量，电流波形可能如在B类中不失真。其次，电流不能比基频的正弦分量上升更快。因此，负载线变得失真的并向显示在图16中的移动。为什么更高的奇次谐波频率的电压分量应该有除了由总的I-V特性限制的任何特殊值是没有理由的。

起初A₁正比于在基频的电阻终端。因为A₁等于单一值，我们有效率：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{4}---\left(11\right)$

当A₁随负载增加时，如果能达到值 那么，效率可能是单一的，这对有限的m清楚的是不可达到的。因此，在这两个值之间的某处，必能获得A₁的临界值，这导致给定m值的最大效率。公式(10)的最初研究显示在θ的m值可为零，这必须是关于 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 对称的。此外，从I-V特性，接近任何零是清楚的，电压不可能是负的，因此各零必定是转折点。因此如果：

$F\left(\mathrm{\θ}\right)=1-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{2q-1}\sin (2q-1)\mathrm{\θ}---\left(12\right)$

那么F(θ_r)＝0  r＝1→m                              (13)

同样F″(θ_r)＝0  r＝1→m                            (14)

由于 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 对称，来自公式(13)的独立公式数对m偶数是 对m奇数是应该包括 ${\mathrm{\θ}}_{\frac{m+1}{2}}=\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 的

然而，有m系数A_2q-1，q→m。原理上，余下的公式从公式(14)组产生。当负载电阻增加和获得A₁的临界值产生最佳效率时，公式系统必须成为单一的，原理上，A₁必须从公式(13)组确定，不直接可能是值A_2q-1，q→m。

在现有技术中，已研发数字技术确定最佳效率，要解决的与公式系统关联的问题是涉及逼近单一解的问题。

因此，必须存在唯一的一组θ_r，r＝1→m，这导致确定整个公式系统是单一的A₁的临界值。

原理上，可以假设单一解存在的任意一组零，然后推导迫使单一解的唯一的一组零。此方法是非常复杂的，因此，提出作为选择为何假设回答和使用此回答，显示公式系统是单一的。

现在显示此唯一的一组零：

${\mathrm{\θ}}_r=\frac{\mathrm{r\π}}{(m+1)}---r=1\→m---\left(15\right)$

这从公式(12)和(13)产生：

$O=1-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{2q-1}\sin \left[\frac{(2q-1)\mathrm{r\π}}{(m+1)}\right]---r=1\→m---\left(16\right)$

各公式依次乘以：

$\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]$

相加给出单一公式：

$\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{2q-1}\sin \left[\frac{(2q-1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(17\right)$

$=\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{2q-1}{H}_q---\left(18\right)$

其中

$H_q=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{(2q-1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(19\right)$

$=\frac{1}{2}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\left[\cos \right[\frac{2(q-1)\mathrm{r\π}}{m+1}]-\cos [\frac{2\mathrm{qr\π}}{m+1}\left]\right]---\left(20\right)$

设

$X_n=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left[\frac{2\mathrm{nr\π}}{m+1}\right]---\left(21\right)$

那么

$X_n\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left[\frac{2\mathrm{nr\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{n\π}}{m+1}\right]---\left(22\right)$

$=\frac{1}{2}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\left[\sin \right[\frac{n(2r+1)\mathrm{\π}}{m+1}]-\sin [\frac{n(2r-1)\mathrm{\π}}{m+1}\left]\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\sin \right[\frac{n(2m+1)\mathrm{\π}}{m+1}]-\sin [\frac{\mathrm{n\π}}{m+1}\left]\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\sin \right[2\mathrm{n\π}-\frac{\mathrm{n\π}}{m+1}]-\sin [\frac{\mathrm{n\π}}{m+1}\left]\right]$

$=-\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(23\right)$

因此

X_n＝-1  n≠0                                        (24)

但从公式(20)

$H_q=\frac{1}{2}\left|X_{q-1}{-X}_q\right|$

$=0---q\≠1---\left(25\right)$

这是单一解的基频条件。

因此，在公式(17)中替代

$\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]=A_1\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\sin }^2\left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(26\right)$

设

$Y_m=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(27\right)$

那么

$Y_m\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{2(m+1)}\right]=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{n\π}}{2(m+1)}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\left[\cos \right[\frac{n(2r-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\frac{(2r+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\cos \right[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\frac{(2m+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\cos \right[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\mathrm{\π}-\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

$=\cos \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

因此

$Y_m=\cos \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]---\left(28\right)$

回到公式(26)，设

$Z_m=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\sin }^2\left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}[1-\cos [\frac{2\mathrm{r\π}}{m+1}\left]\right]$

$=\frac{m}{2}-\frac{1}{2}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left[\frac{2\mathrm{r\π}}{m+1}\right]$

这来自n＝1的公式(21)和(24)给出

$Z_m=\frac{m+1}{2}---\left(29\right)$

在公式(26)中替代产生

$A_1=\frac{2}{(m+1)}\cos \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]---\left(30\right)$

这是定义电压的基频分量的最大幅度重大的结果。这也给出最大效率：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\cos \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]---\left(31\right)$

这是通用的，并只依赖于终端条件。

修改的F类运行

假设所有的奇次谐波短路高至2m-1次谐波(即如果m＝3，高至5ω₀)。其次，假设所有的偶次谐波短路高至(2m-2)次谐波(即如果m＝3，高至4ω₀)。最后对所有的谐波，2m和以上的，假设电压和电流波形由一组电抗相关：

X(n)，n＝2m→∞                    (32)

如要显示的，此状态相当于能从有限的，线性的无源极的网络获得的终端。

我们还假设电流波形是与在公式1给出的B类运行相同。现在电压波形有形式

$\frac{V_{\mathrm{ds}}}{V_{\mathrm{dc}}}=1-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{2q-1}\sin (2q-1)\mathrm{\θ}-\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dc}}}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}[\sin 2\mathrm{n\θ}-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{n,2q-1}\cos (2q-1)\mathrm{\θ}]---\left(33\right)$

附加项来自于更高的2m和以上的偶次谐波的有限电抗，偶次谐波电流项耦合到电压。对产生的各电压项，也产生在高至(2m-1)次谐波的奇次谐波的余弦项。

从公式(33)，关键附加函数是

$F_n\left(\mathrm{\θ}\right)=\sin 2\mathrm{n\θ}-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{n,2q-1}\cos (2q-1)\mathrm{\θ}$

这由于在零点的单一特性

${\mathrm{\θ}}_r=\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}---r=1\→m---\left(34\right)$

有

F_n(θ_r)＝0                                            (35)

和

F′_n(θ_r)＝0                                          (36)

在此情况中从一组公式(36)产生唯一的单一解

$2n\cos \left({2\mathrm{n\θ}}_r\right)=-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}(2q-1)B_{n,,2q-1}\sin \left[(2q-1){\mathrm{\θ}}_r\right]---\left(37\right)$

各公式乘以 并相加给出

$2n\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left[\frac{2\mathrm{rn\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]=-\underset{q=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}(2q-1)B_{n,2q-1}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{(2q+1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]$

                            (38)

这从公式(25)简化为

$2n\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left[\frac{2\mathrm{rn\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]=-B_{n,1}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\sin }^2\left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(39\right)$

$=B_{n,1}\frac{(m+1)}{2}---\left(40\right)$

从公式(29)

设

$X\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left[\frac{2\mathrm{rn\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\right[\sin \left[\frac{(2n+1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]-\sin \left[\frac{(2n-1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]\left]\right]---\left(41\right)$

设

$Y_n=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{(2n-1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]---\left(42\right)$

因此，

$Y_n\sin \left[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]=\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[\frac{(2n-1)\mathrm{r\π}}{m+1}\right]\sin \left[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{r=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\left[\cos \right[\frac{(2n-1)(2r-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\frac{(2n-1)(2r+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\cos \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\frac{(2n-1)(2m+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

$=\frac{1}{2}\left[\cos \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\mathrm{\π}(2n-1)-\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

$=\cos \left[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]---\left(43\right)$

因此

$Y_n=\cos \left[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]---\left(44\right)$

代入到公式(41)产生

$X_n=\frac{1}{2}\left[\cos \right[\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]---\left(45\right)$

同时代入到公式(40)给出

$B_{n,1}=\frac{2}{(m+1)}\left[\cos \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cos [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]---\left(46\right)$

因此在基频的电压波形cosθ项是

$X_m=\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dc}}}\underset{n=m}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}\frac{2n}{(m+1)}\left[\cot \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cot [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]---\left(47\right)$

产生最佳效率的在基频的总复数阻抗终端是

$\frac{{2V}_{\mathrm{dc}}}{I_{\mathrm{MAX}}}(A_1+{\mathrm{jX}}_m)---\left(48\right)$

电压波形不再具有D.C.电平附近奇次谐波的特性。因此，显示在图6中的典型的特性分裂为降低和增加电压不同的轨迹，峰值处于稍微不同的电平。

Claims (34)

1.一种放大器，包括有输出电容C₁的场效应晶体管，终端网络包括由并联连接的电容器分隔的串联连接的电感器，滤波器和负载，其中，安排电容器和电感器的值为对要放大的信号频率的预先确定的奇次谐波数表现开路，对信号频率的预先确定的偶次谐波数表现短路，其中，用以下步骤选择终端网络的电感器和电容器的归一化值：

设g_r＝C_r  r奇数

    ＝L_r  r偶数

那么

g₁＝1， $g_1{g}_2=\frac{1}{m(2m-1)}$

$g_r{g}_{r+1}=\frac{4}{(2m-1+r)(2m-r)}$ r＝2→2m-1

和

$g_{2m}{g}_{2m+1}=\frac{1}{m}$

  其中，(m-1)表示表现开路的预先确定的奇次谐波数。

2.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于选择负载值，因此在放大装置中基波信号频率的归一化幅度是：

$A_1=\frac{2}{(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

因此允许放大器运行在以下的效率：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

3.根据权利要求2所述的放大器，其特征在于从以下公式确定负载值：

$Z=\frac{2\left(V_{\mathrm{dc}}{A}_1\right)}{I_{\mathrm{MAX}}},$ $R_L=\frac{Z_0^2}{Z},$ $Z_0=\frac{1}{(2M-1)}$

4.根据权利要求3所述的放大器，其特征在于调整负载值，校正由信号频率的更高次谐波之间的耦合产生的电抗分量。

5.根据权利要求4所述的放大器，其特征在于由监测放大器的漏极源极电压进行调整，并观测漏极源极电压的特征峰值。

6.根据权利要求4所述的放大器，其特征在于从以下公式确定调整：

$Z=\frac{{2V}_{\mathrm{dc}}}{I_{\mathrm{MAX}}}(A_1+j{X}_m),$

$X_m=\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dc}}}\underset{n=m}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}\frac{2n}{(m+1)}\left[\cot \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cot [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

7.根据权利要求1到6之一所述的放大器，其特征在于滤波器包括调谐到信号频率的旁路谐振器。

8.根据权利要求7所述的放大器，其特征在于从信号频率解调旁路谐振器，校正由信号频率的更高次谐波之间的耦合产生的电抗分量。

9.根据权利要求8所述的放大器，其特征在于由监测放大器的漏极源极电压进行调整，并观测漏极源极电压的特征峰值。

10.根据权利要求8所述的放大器，其特征在于从以下公式确定调整：

$Z=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{I_{\mathrm{MAX}}}(A_1+{\mathrm{jX}}_m)$

$X_m=\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dc}}}\underset{n=m}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}\frac{2n}{(m+1)}\left[\cot \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cot [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

11.根据前述权利要求之一所述的放大器，其特征在于乘以场效应晶体管的固有漏极源极电容值，电容和电感的归一化值转换为真实的值。

12.根据前面权利要求之一所述的放大器，其特征在于终端网络还包括输出阻抗调谐器。

13.根据前面权利要求只一所述的放大器，其特征在于放大器还包括电容和电感，用于提供匹配场效应晶体管输入的输入阻抗。

14.根据前面权利要求之一所述的放大器，其特征在于由焊接线形成终端网络的电感。

15.根据前面权利要求之一所述的放大器，其特征在于终端网络由低温Co-烧结陶瓷(LTCC)组成。

16.根据前面权利要求之一所述的放大器，其特征在于场效应晶体管包括伪同晶高电子迁移率晶体管。

17.一种放大器，包括场效应晶体管和终端网络，终端网络配置为对要放大的信号的(m-1)奇次谐波表现开路，还配置终端网络使得场效应晶体管运行在最佳效率，因此场效应晶体管的漏极源极电压包括位于以下相位的峰值：

${\mathrm{\θ}}_r=\frac{\mathrm{r\π}}{m+1}---r=1\→m$

18.根据权利要求17所述的放大器，其特征在于终端网络包括由并联连接的电容器分隔的串联连接的电感器，滤波器和负载，其特征在于用以下步骤选择终端网络的电感器和电容器的归一化值：

设g_r＝C_r  r奇数

    ＝L_r  r偶数

那么

g₁＝1， $g_1{g}_2=\frac{1}{m(2m-1)}$

$g_r{g}_{r+1}=\frac{4}{(2m-1+r)(2m-r)}---r=2\→2m-1$

和

$g_{2m}{g}_{2m+1}=\frac{1}{m}$

其中，(m-1)表示表现开路的预先确定的奇次谐波数。

19.根据权利要求18所述的放大器，其特征在于选择负载值，因此在放大装置中基波信号频率的归一化幅度是：

$A_1=\frac{2}{(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

因此允许放大器运行在以下的效率：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\cot \left[\frac{\mathrm{\π}}{2(m+1)}\right]$

20.根据权利要求19所述的放大器，其特征在于从以下公式确定负载值：

$Z=\frac{2\left(V_{\mathrm{dc}}{A}_1\right)}{I_{\mathrm{MAX}}},$ $R_L=\frac{Z_0^2}{Z},$ $Z_0=\frac{1}{(2m-1)}$

21.根据权利要求20所述的放大器，其特征在于调整负载值，校正由信号频率的更高次谐波之间的耦合产生的电抗分量。

22.根据权利要求21所述的放大器，其特征在于由监测放大器的漏极源极电压进行调整，并观测漏极源极电压的特征峰值。

23.根据权利要求21所述的放大器，其特征在于从以下公式确定调整：

$Z=\frac{{2V}_{\mathrm{dc}}}{I_{\mathrm{MAX}}}(A_1+j{X}_m),$

$X_m=\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dC}}}\underset{n=m}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}\frac{2n}{(m+1)}\left[\cot \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cot [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

24.根据权利要求18到23之一所述的放大器，其特征在于滤波器包括调谐到信号频率的旁路谐振器。

25.根据权利要求24所述的放大器，其特征在于从信号频率解调旁路谐振器，校正由信号频率的更高次谐波之间的耦合产生的电抗分量。

26.根据权利要求25所述的放大器，其特征在于由监测放大器的漏极源极电压进行调整，并观测漏极源极电压的特征峰值。

27.根据权利要求25所述的放大器，其特征在于从以下公式确定调整：

$Z=\frac{{2V}_{\mathrm{dc}}}{I_{\mathrm{MAX}}}(A_1+j{X}_m),$

$X_m=\frac{I_{\max }}{{\mathrm{\πV}}_{\mathrm{dc}}}\underset{n=m}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X\left(2n\right)}{({4n}^2-1)}\frac{2n}{(m+1)}\left[\cot \right[\frac{(2n-1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}]-\cot [\frac{(2n+1)\mathrm{\π}}{2(m+1)}\left]\right]$

28.根据权利要求18到27之一所述的放大器，其特征在于乘以场效应晶体管的固有漏极源极电容值，电容和电感的归一化值转换为真实的值。

29.根据权利要求18到28之一所述的放大器，其特征在于终端网络还包括输出阻抗调谐器。

30.根据权利要求18到29之一所述的放大器，其特征在于放大器还包括电容和电感，用于提供匹配场效应晶体管输入的输入阻抗。

31.根据权利要求18到30之一所述的放大器，其特征在于由焊接线组成终端网络的电感。

32.根据权利要求18到31之一所述的放大器，其特征在于终端网络由低温Co-烧结陶瓷(LTCC)组成。

33.根据权利要求18到32之一所述的放大器，其特征在于场效应晶体管包括伪同晶高电子迁移率晶体管。

34.一种放大器，如参考附图中充分描述的。

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