CN1977446A - 双向频率变换器以及使用它的无线器 - Google Patents

Abstract

与RF端子(13)、IF端子(9)以及LO端子(6)连接的双极晶体管(1)的基极，经由电源开关(11)与电源(16)连接。当使电源开关(11)接通，对双极晶体管(1)输入RF信号和LO信号时，两者的混合信号作为IF信号输出。当使电源开关(11)切断时，双极晶体管(1)作为连接基极端子(4)和发射极端子(2)之间以及连接基极端子(4)和集电极端子(3)之间的两个二极管动作，当输入IF信号和LO信号时，通过二极管进行混合输出RF信号。由此，一个方向的频率变换具有正的变换增益，此外，在通过一个频率变换器双向地进行频率变换时，不需要信号路径切换开关等外部电路。

Description

双向频率变换器以及使用它的无线器

技术领域

本发明涉及一种在移动体通信等无线通信装置的无线部电路中使用的、对信号的频率进行变换的双向频率变换器以及使用它的无线器。

背景技术

在具有收发功能的现有的无线通信装置中，一般在无线部中作为独立的系统分别具有发送系统和接收系统。对于此，正在尝试通过使发送系统和接收系统的一部分乃至整个部分公用化，来实现无线部的简单化、小型化、和低成本。

这里，为了在发送系统和接收系统中公用对无线通信装置中的信号的频率进行变换的频率变换器，需要可以双向进行中间频率信号(以下记为IF信号)和无线频率信号(以下记为RF信号)的频率变换。

作为现有的可以双向变换的频率变换器，在文献《微波半导体电路基础与发展》(本城和彦著、小西良弘监修、日刊工业新闻社、p.196-197)中进行了记述。图20是表示在文献《微波半导体电路基础与发展》中记载的双向频率变换器的一例的电路图。

在图20中，双向频率变换器，在进行从RF信号向IF信号的频率变换时，输入到端子601的RF信号经由变压器602输入给二极管桥606，从端子603局部振荡信号(以下记为LO信号)经由变压器604输入到二极管桥606。而后，双向频率变换器将这些信号通过二极管的非线性进行混合生成IF信号，将该IF信号从端子605输出。此外，双向频率变换器，在进行从IF信号向RF信号的频率变换时，从端子605输入IF信号，在二极管桥606与从端子603输入的LO信号进行混合来生成RF信号。而后，双向频率变换器将该RF信号经由变压器602从端子601输出。如此，在图20的结构中，作为非线性元件使用二极管，二极管桥606成为对称的电路结构，由此可以双向地对RF信号和IF信号进行频率变换。

此外，作为其它双向频率变换器的现有例子，在专利第3258791号公报中进行了记述。图21是表示包含在专利第3258791号公报中记载的双向频率变换器的通信装置的一个例子的结构图。

图21表示通信装置700接收时的动作状态。在图21中，天线701为收发公用，与开关702相连接。开关702将天线701与接收信号放大器703连接，将天线701接收到的接收RF信号输入给接收信号放大器703。接收信号放大器703的输出端与开关704连接。开关704将接收信号放大器703与频率变换器705连接，把由接收信号放大器703放大后的接收RF信号输入给频率变换器705。

LO信号振荡器708生成LO信号，该LO信号经由放大器706被输入给频率变换器705。频率变换器705将接收RF信号与LO信号两个输入信号进行混合，生成接收IF信号。开关707将频率变换器705与接收信号输出端子709连接，将频率变换器705生成的接收IF信号输出给接收信号输出端子709。

以上是通信装置700接收时的动作，但在发送时，要切换为：开关704将频率变换器705与发送信号输入端子710连接，开关707将发送信号放大器711与频率变换器705连接，开关702将天线701与发送信号放大器711连接。如此，在图21的结构中，通过使用开关在收发中切换信号的路径，通信装置700可以在收发中公用一个频率变换器705。

此外，作为其它双向频率变换器的现有例子，在专利第3369396号公报中进行了记述。图22是表示在专利第3369396号公报中记载的双向频率变换器的一个例子的结构图。

在图22中，输入接收RF信号的端子801和输入发送IF信号的端子802与加法器803连接，加法器803输出接收RF信号和发送IF信号的的加算信号。该加算信号被输入给频率变换器804，与从端子805输入的LO信号进行混合来生成接收IF信号和发送RF信号。频率变换器804的输出端与缓冲放大器806、807连接，缓冲放大器806对生成的接收IF信号进行放大后输出给端子808，缓冲放大器807对生成的发送RF信号进行放大后输出给端子809。

如此，在图22的结构中，通过在频率变换器的输入侧使用加法器803，在输出侧使用缓冲放大器806、807，可以在接收中公用一个频率变换器804。

但是，在文献《微波半导体电路基础与发展》的现有结构中，因为作为非线性元件使用二极管，所以在频率变换时产生电力损失，具有伴随变换损失的课题。

此外，在专利第3258791号公报以及特开3369396号公报的现有结构中，在频率变换器中是以下的结构：将接收RF信号和发送IF信号输入给频率变换器的同一输入端子，将接收IF信号和发送RF信号输出给同一输出端子，所以需要使输入端子以及输出端子与各个IF信号和RF信号双方的频带匹配，匹配电路变得复杂。而且，为了进行收发需要用于切换信号路径的开关，或者需要加法器、缓冲放大器等，具有需要频率变换器以外的其它构成部件的课题。

发明内容

本发明的目的在于：提供一种在可以进行从IF信号向RF信号的变换和从RF信号向IF信号的变换的双向频率变换器中，对一方的频率变换可取得变换增益，并且不需要路径切换开关、加法器等外部电路的结构简单的双向频率变换器。

本发明的第一形态的双向频率变换器，具有：双极晶体管、与该双极晶体管的集电极端子连接的负载阻抗、给基极提供偏置的偏置部、接通切断向该偏置部的电源供给的第一开关、与发射极端子连接的发射极阻抗，在第一开关接通供给偏置时，从与基极端子连接的第一信号端子输出的第一频率的输入信号和从与发射极端子连接的第三信号端子输入的局部振荡信号混合后的第二频率的输出信号，从与集电极端子连接的第二信号端子被输出，在第一开关切断了时，从第二信号端子输入的第二频率的输入信号与从第三信号端子输入的局部振荡信号混合后的第一频率的输出信号，从第一信号端子被输出。

如此，本发明的双向频率变换器，可以仅使用电源开关实现由一个频率变换器对两种频率的信号双向地进行频率变换，而不使用信号路径切换开关。因此，发送系统和接收系统可以公用频率变换器，并且可以实现无线部的简单化、小型化以及低成本化。此外，关于接收系统的频率变换，通过将基极电流作为输入将集电极电流作为输出，可以得到变换增益，可以减轻其它增益级的负担。由此，放大器的设置位置的制约减小，可以提高整个无线部的系统设计的灵活性，可以使结构设计变得容易。

此外，本发明第二形态的双向频率变换器还具有接通切断向负载阻抗的电源的供给的第二开关，第二开关与第一开关同步地接通切断。

由此，还可以进一步抑制电源开关接通时的频率变换的变换损失。

此外，在本发明第三形态的双向频率变换器，在第一频率为无线频率时，第二频率为中间频率；在第一频率为中间频率时，第二频率为无线频率。

由此，本发明的双向频率变换器，还可以用作进行无线通信装置的双向频率变换的变换器。

此外，本发明第四形态的双向频率变换器，具有一对第三形态中的双向频率变换器，将一对双向频率变换器的第一信号端子之间进行连接来作为新的第一信号端子，并向一对双向频率变换器的第三信号端子输入差动的局部振荡信号，由此做成了单平衡结构。

由此，来自一对第二信号端子的输出信号是具有180度的相位差的平衡输出，所以通过差动合成可以得到更高的变换增益。此外，因为从一对第三信号端子输出具有180度的相位差的信号，所以从第一信号端子输出的信号为相同相位，可以进一步抑制变换损失。

此外，本发明第五形态的双向频率变换器，具有四个第三形态中的双向频率变换器，将四个双向频率变换器中的第一双向频率变换器与第二双向频率变换器的第一信号端子之间连接，并将第三双向频率变换器与第四双向频率变换器的第一信号端子之间连接来构成一对新的第一信号端子对，将第一双向频率变换器与第四双向频率变换器的第二信号端子之间连接，并将第二双向频率变换器与第三双向频率变换器的第二信号端子之间连接来构成一对新的第二信号端子对，将第一双向频率变换器与第三双向频率变换器的第三信号端子之间连接，并将第二双向频率变换器与第四双向频率变换器的第三信号端子之间连接来构成一对新的第三信号端子对，对第三信号端子对将差动的局部振荡信号作为输入，由此成为双平衡结构。

由此，当对第一信号端子对将差动的信号作为输入时，从第二信号端子对输出的信号为具有180的相位差的平衡输出，所以通过差动合成可以得到更高的变换增益。此外，因为从第三信号端子对输出具有180度相位差的信号，所以从第一信号端子对输出的信号被差动合成，可以进一步抑制变换损失。

此外，本发明第六形态的双向频率变换器，具有：双极晶体管、与该双极晶体管的集电极端子连接的负载阻抗、经由该负载阻抗向集电极端子供给电源的第一可变电压源、与基极端子连接供给偏置的偏置部、向该偏置部供给电源的第二可变电压源、与发射极端子连接的发射极阻抗，在对与发射极端子连接的第三信号端子输入局部振荡信号，第一可变电压源对集电极端子供给第一电压，第二可变电压源向基极端子供给第二电压时，把从第一信号端子输入的第一频率的输入信号与局部振荡信号进行混合后得到的第二频率的输出信号，由与集电极端子连接的第二信号端子输出；在向第三信号端子输入局部振荡信号，第一可变电压源对集电极端子供给第三电压，第二可变电压源对基极端子供给第四电压时，把从第二信号端子输入的第二频率的输入信号与局部振荡信号进行混合后得到的第一频率的输出信号由第一信号端子输出。

由此，从第二信号端子输入了信号时的变换损失，可以在局部振荡信号的电平更大的范围内降低。

此外，本发明第七形态的双向频率变换器的第一可变电压源的第三电压和第二可变电压源的第四电压，被设定为双极晶体管不导通的电压。

由此，双极晶体管确实地作为二极管来动作，所以可以将来自第二信号端子的输入信号以较低的变换损失向第一信号端子进行频率变换。

此外，在本发明第八形态的双向频率变换器中，在第一频率为无线频率时，第二频率为中间频率；在第一频率为中间频率时，第二频率为无线频率。

由此，本发明的双向频率变换器可以用作进行无线通信装置的双向频率变换。

此外，本发明第九形态的双向频率变换器，具有一对第八形态中的双向频率变换器，公用一对双向频率变换器的第一可变电压源作为新的第一可变电压源，公用第二可变电压源作为新的第二可变电压源，连接一对双向频率变换器的第一信号端子作为新的第一信号端子，向一对双向频率变换器的第三信号端子输入差动的局部振荡信号，由此做成为单平衡结构。

由此，来自一对第二信号端子的输出信号，是具有180度的相位差的平衡输出，所以通过差动合成可以得到更高的变换增益。此外，因为从一对第三信号端子输出具有180度的相位差的信号，所以从第一信号端子输出的信号为相同相位，可以进一步抑制变换损失。

此外，本发明第十形态的双向频率变换器，具有四个第八形态中的双向频率变换器，四个双向频率变换器公用各自的第一可变电压源作为新的第一可变电压源，分别公用第二可变电压源作为新的第二可变电压源，将四个双向频率变换器中的第一双向频率变换器与第二双向频率变换器的第一信号端子之间连接，并将第三双向频率变换器与第四双向频率变换器的第一信号端子之间连接来构成一对新的第一信号端子对，将第一双向频率变换器与第四双向频率变换器的第二信号端子之间连接，并将第二双向频率变换器与第三双向频率变换器的第二信号端子之间连接来构成一对新的第二信号端子对，将第一双向频率变换器与第三双向频率变换器的第三信号端子之间连接，并将第二双向频率变换器与第四双向频率变换器的第三信号端子之间连接来构成一对新的第三信号端子对，对第三信号端子对输入差动的局部振荡信号，由此做成为双平衡结构。

由此，当对第一信号端子对输入差动的信号时，从第二信号端子对输出的信号为具有180的相位差的平衡输出，所以通过差动合成可以得到更高的变换增益。此外，因为从第三信号端子对输出具有180度相位差的信号，所以从第一信号端子对输出的信号被差动合成，可以进一步抑制变换损失。

此外，本发明第十一形态的双向频率变换器在第一形态至第十形态任意一种形态的双向频率变换器中，负载阻抗为负载电阻或负载电感器。

此外，本发明第十二形态的双向频率变换器在第一形态至第十一形态任意一种形态的双向频率变换器中，负载阻抗为可变负载阻抗，通过变更可变负载阻抗的阻抗值，控制从第一信号端子得到的输出信号的相位，控制从第二信号端子得到的输出信号的增益。

由此，本发明的双向频率变换器可以更加容易地控制输出信号的增益。

此外，本发明第十三形态的双向频率变换器在第一形态至第十二形态任意一种形态的双向频率变换器中，使发射极阻抗为发射极电阻或发射极电感器。

此外，本发明第十四形态的双向频率变换器在第一形态至第十三形态任意一种形态的双向频率变换器中，使发射极阻抗为可变发射极阻抗，根据可变发射极阻抗的值控制输出信号的电力。

由此，本发明的双向频率变换器可以更加容易地控制输出信号的增益。

此外，本发明第十五形态的双向频率变换器在第四形态或第九形态的双向频率变换器中，一对或者四个双向频率变换器的发射极阻抗为可变发射极阻抗，负载阻抗为可变负载阻抗，而且，具备分配对新的第一信号端子输入输出的信号的电力的电力分配器；和输出与电力分配器分配的信号对应的控制信号的控制部，根据控制信号改变可变发射极阻抗和可变负载阻抗的阻抗值来控制输出信号的相位。

由此，电力分配器检测输入信号电平或者输出信号电平来变更负载阻抗的阻抗值，所以还可以自动地调整变换增益而使输出保持在规定的电平。

此外，在本发明第十六形态的双向频率变换器中，第五形态或第十形态中的所述四个双向频率变换器的发射极阻抗为可变发射极阻抗，负载阻抗为可变负载阻抗，而且，具备分配对新的第一信号端子输入输出的信号的电力的电力分配器；和输出与该电力分配器分配的信号对应的控制信号的控制部，根据该控制信号改变可变发射极阻抗和可变负载阻抗的阻抗值来控制输出信号的相位。

由此，电力分配器检测输入信号电平或者输出信号电平来变更负载阻抗的阻抗值，所以更可以自动地调整变换增益使输出保持在规定的电平。

此外，本发明第十七形态的双向频率变换器在第一形态至第十六形态任意一种形态的双向频率变换器中，使用FET(场效应管)来代替双极晶体管，将基极端子作为FET的栅极端子，将发射极端子作为FET的源极端子，将集电极端子作为FET的漏极端子。由此，可以进一步集成化，变得更小型。

本发明第十八形态的无线器，具有：天线，与天线连接的双向放大器、经由双向放大器与天线连接的本发明第一形态至第17形态的任意一种形态中记载的双向频率变换器、为输入局部振荡信号与双向频率变换器连接的局部振荡器。

由此，本发明的无线器可以通过一个频率变换器对两种频率的信号双向地进行频率变换。具体地说，可以只使用电源开关实现从IF信号向RF信号的变换和从RF信号向IF信号的变换，所以无线部可以变得简单小型化。与此相伴，无线器也可以简单化、小型化以及低成本。

此外，本发明第十九形态的无线器，由第十八形态的双向频率变换器由3端子开关、输入端与该3端子开关的一个连接端子连接的第一放大器、输出端与3端子开关的另一连接端子连接的第二放大器构成，天线与三端子开关的公共端子连接，第一放大器的输出端与第二放大器的输入端与本发明的频率变换器连接。

如此，也可以使用通常的前置放大器和开关来实现本发明的无线器。

此外，本发明第二十形态的无线器在天线和双向放大器之间还具有功率放大器和2端子开关，功率放大器的输出端和2端子开关的一个端子与天线连接，功率放大器的输入端和2端子开关的另一端子与本发明的双向放大器连接。

由此，还可以实现仅发送的高输出的无线器。

如上所述，根据本发明的双向频率变换器以及无线器，可以不使用信号路径切换开关等外部电路，由一个频率变换器实现从IF信号向RF信号的变换和从RF信号向IF信号的变换。此外，由此，在用于通过时间分割进行发送和接收的时分双工(TDD)方式的无线系统的装置的无线部中，因为发送系统和接收系统可以公用频率变换器，所以可以实现该无线部的简单化、小型化以及低成本。

此外，就其一方的频率变换而言，可以带来变换增益，所以可以减轻其它增益级的负担。由此，整个无线部的系统设计的灵活性提高，结构设计变得简单。

附图说明

图1A是本发明实施方式1的双向频率变换器顺方向变换时的电路图。

图1B是本发明实施方式1的双向频率变换器逆方向变换时的等价电路图。

图2A是本发明实施方式2的双向频率变换器顺方向变换时的电路图。

图2B是本发明实施方式2的双向频率变换器逆方向变换时的等价电路图。

图3A是表示针对本发明实施方式1的双向频率变换器的LO信号电平的变换增益的分析结果的特性图。

图3B是表示针对本发明实施方式2的双向频率变换器的LO信号电平的变换增益的分析结果的特性图。

图4A是本发明实施方式4的双向频率变换器的电路图。

图4B是本发明实施方式4的双向频率变换器的电路图。

图4C是本发明实施方式4的双向频率变换器的电路图。

图5A是本发明实施方式5的双向频率变换器的电路图。

图5B是本发明实施方式5的双向频率变换器的电路图。

图5C是本发明实施方式5的双向频率变换器的电路图。

图6是本发明实施方式6的单平衡双向频率变换器的电路图。

图7是本发明实施方式7的单平衡双向频率变换器的电路图。

图8是本发明实施方式8的双平衡双向频率变换器的电路图。

图9是本发明实施方式9的单平衡双向频率变换器的电路图。

图10是本发明实施方式10的无线器的方框图。

图11是本发明实施方式11的无线器的方框图。

图12是本发明实施方式12的无线器的方框图。

图13A是本发明实施方式1的其它例子的双向频率变换器的电路图。

图13B是本发明实施方式2的其它例子的双向频率变换器的电路图。

图14是本发明实施方式6的其它例子的单平衡双向频率变换器的电路图。

图15是本发明实施方式8的其它例子的双平衡双向频率变换器的电路图。

图16A是本发明实施方式3的双向频率变换器顺方向变换时的电路图。

图16B是本发明实施方式3的双向频率变换器逆方向变换时的等价电路图。

图17是表示针对本发明实施方式3的双向频率变换器的LO信号电平的变换增益的分析结果的特性图。

图18是本发明实施方式6的其它例子的单平衡双向频率变换器的电路图。

图19是本发明实施方式8的其它例子的双平衡双向频率变换器的电路图。

图20是现有的双向频率变换器的电路图。

图21是包含现有的双向频率变换器的通信装置的结构图。

图22是现有的双向频率变换器的结构图。

符号说明

1双极晶体管

2发射极端子

3集电极端子

4基极端子

5、8、12电容器

6、6a、6b LO端子

7发射极一侧电阻

9、9a、9b、33 IF端子

10集电极侧电阻

11电源开关

12、13a、13b RF端子

14、15基极偏置电阻

16、17电压供给源

18可变发射极侧电阻

19可变集电极侧电阻

20电力分配器

21、22控制部

30、701天线

31双向放大器

32LO信号振荡器

343端子开关

35、36放大器

372端子开关

38功率放大器

40、41可变电压供给源

100、200、250、300、301、401、402、403、404、411、412、413、414、440双向频率变换器

400、410单平衡双向频率变换器

420、430双平衡双向频率变换器

500、510、520无线器

601、603、605、801、802、805、808、809端子

602、604变压器

606二极管桥

700通信装置

702、704、707开关

703接收信号放大器

705、804频率变换器

706放大器

708LO信号振荡器

709接收信号输出端子

710发送信号输入端子

711发送信号放大器

803加法器

806、807缓冲放大器

具体实施方式

以下参照附图，对本发明的实施方式进行说明。此外，在以下的说明中，把从RF信号向IF信号降低频率的频率变换称为顺方向变换，把从IF信号向RF信号提高频率的频率变换称为逆方向变换。此外，在附图中，对相同的部分付以相同的符号来进行表示。

(实施方式1)

图1A以及图1B是本发明实施方式1的双向频率变换器100的电路图。图1A是双向频率变换器100的顺方向变换时的电路图。图1B是双向频率变换器100逆方向变换时的电路图。

在图1A以及图1B中，NPN型的双极晶体管1，具有：发射极端子2、集电极端子3以及基极端子4。发射极端子2经由电容器5与输入LO信号的LO端子6连接，并且经由发射极侧电阻7接地。发射极端子3，经由电容器8与输入输出IF信号的IF端子9连接，并且经由集电极侧电阻10与电压供给源17连接。该集电极侧电阻10相当于负载阻抗。

基极端子4经由电容器12与输入输出RF信号的RF端子13连接，并且与基极偏置电阻14、基极偏置电阻15连接。基极偏置电阻14经由电源开关11与电压供给源16连接，基极偏置电阻15接地来对基极端子4提供基极偏置。这些基极偏置电阻14、15向基极端子4提供基极偏置的结构相当于本发明的偏置部。电源开关11接通/切断电压供给源16与基极偏置电阻14的连接。该电源开关11相当于本发明的第一开关。

此外，在本实施方式中，作为具体的频率的一个例子，将RF信号的频率设为2.45GHz，将LO信号的频率设为1.88GHz，将IF信号的频率设为570MHz，但并不限定于这些信号频率。

然后，使用图1A对顺方向变换的动作进行说明。

在顺方向变换时，电源开关11接通。关注RF信号，当RF信号经由电容器12被输入给基极端子4时，作为放大后的RF信号成为流入集电极端子3的集电极电流。关注LO信号，LO信号经由电容器5被输入给发射极端子2，作为放大后的LO信号成为流入集电极端子3的集电极电流。此时，通过双极晶体管1的非线性在集电极端子3输出放大后的RF信号和放大后的LO信号混合后的信号。即，双极晶体管1根据RF信号(2.45GHz)和LO信号(1.88GHz)输出570MHz的信号和4.33GHz的信号组成的混合信号，双向频率变换器通过在IF端子9附加使低频一侧的混合信号通过的滤波器(省略图示)，来选择570MHz的IF信号。此外，在上述的例子中，RF信号相当于本发明第一频率的输入信号，IF信号相当于第二频率的输出信号。

然后，使用图1B，对逆向变换的动作进行说明。

图1B是在双向频率变换器100的逆向变换时以二极管表现双极晶体管的等价电路图。

在图1B中，电源开关11在逆向变换时切断。因此，没有加基极偏置，所以双极晶体管1无法作为晶体管动作，而是作为二极管动作。

双极晶体管1可以作为连接基极端子4与发射极端子2之间以及连接基极端子4与集电极端子3之间的两个二极管来表示。由此，从IF端子9输入的IF信号和从LO端子6输入的LO信号通过二极管进行混合，在RF端子13输出该混合后的信号。这里，双极晶体管1根据IF信号(570MHz)和LO信号(1.88GHz)输出1.31GHz的信号和2.45GHz的信号组成的混合信号，双向频率变换器，通过在RF端子13附加使高频一侧的混合信号通过的滤波器(省略图示)，来选择2.45GHz的RF信号。此外，在上述的例子中，RF信号相当于本发明第一频率的输出信号，IF信号相当于第二频率的输入信号。

然后，对本发明实施方式1的双向频率变换器的分析例子进行说明。此时，将电压供给源16设定为3V，与通常的发射极接地型的放大器相同地给予双极晶体管1各端子的电位来进行分析。此外，RF信号的频率为2.45GHz，LO信号的频率为1.88GHz，IF信号的频率为570MHz。

图3A是本实施方式1中针对LO信号输入电平的变换增益的分析结果。在图3A中，顺方向的变换增益特性3001表示在LO信号电平为+8dBm时具有+11.3dB的变换增益，逆方向的变换增益特性3002表示具有15dB的变换损失。

以上，根据本实施方式的双向频率变换器，可以不使用信号路径切换开关，仅使用电源开关来实现由一个频率变换器进行从IF信号向RF信号的变换和从RF信号向IF信号的变换。由此，可以实现无线部的简化，小型化以及低成本。此外，对于顺方向的频率变换，可以带来变换增益，所以可以减轻其他增益段的负担。由此，放大器设置位置的制约减少，可以提高整个无线部的系统设计灵活性，使结构设计变得容易。

此外，还分别对本发明的双向频率变换器的RF端子13、LO端子6以及IF端子9附加匹配电路。此时，即可以是符合顺方向变换时的匹配电路，也可以是符合逆方向变换时的匹配电路。此外，还可以按照顺方向变换时、逆方向变换时的各自状态，改变或切换匹配电路。

此外，在本实施方式中，对集电极端子输入输出IF信号，对基极端子输入输出RF信号，由此，在顺方向变换中从RF信号变换为IF信号，在逆方向变换中，从IF信号变换为RF信号。但是，并不限于此，还可以通过对集电极端子输入输出RF信号，对基极端子输入输出IF信号，由此，在顺方向变换中，从IF信号变换为RF信号，在逆方向变换中，从RF信号变换为IF信号。此外，还可以通过对集电极端子输入输出第一中间频率信号(IF1信号)，对基极端子输入输出第二中间频率信号(IF2信号)，由此，在顺方向变换中，从IF2信号变换为IF1信号，在逆方向变换中，从IF1信号变换为IF2信号。

此外，在本实施方式中，在顺方向变换和逆方向变换中使用了相同频率的LO信号，但也可以在顺方向变换和逆方向变换时使用各自不同频率的LO信号。

此外，在本实施方式中，使用NPN型的双极晶体管进行了说明，但也可以使用PNP型的双极晶体管。

而且，在本实施方式中，使用双极晶体管进行了说明，但也可以如图13A所示，使用FET，将基极端子置换为栅极端子，将发射机端子置换为源极端子，将集电极端子置换为漏极端子。由此，可以集成化为更小型。

此外，在本实施方式中，采用了对双极晶体管的基极偏置使用了两个偏置电阻的电流反馈型，但也可以是其他的结构。

此外，在本实施方式中，还可以代替发射极一侧的电阻使用电感器，或者代替集电极一侧的电阻使用电感器。

此外，在本实施方式中，对于电源开关是机械地切换接通/切断的开关进行了说明，但还可以使用FET晶体管等，根据栅极电压切换源极·漏极之间的导通/截止。

此外，本实施方式的双向变频变换器可以用作集成电路的一部分，也可以用作组件部件。

(第二实施方式)

图2A以及图2B是本发明实施方式2的双向频率变换器200的电路图。图2A是双向频率变换器200顺方向变换时的电路图，图2B是双向频率变换器200逆方向变换时的电路图。以下仅对与实施方式1的不同点进行说明。

本实施方式是省略了实施方式1中的电压供给源17，公共电压供给源16的双向频率变换器。

在图2A中，电源开关23、24在顺方向变换时接通，从一个电压供给源16通过基极偏置电阻14以及基极偏置电阻15供给基极偏置。此外，通过集电极侧电阻10向负载电阻供给电压。此时的动作与实施方式1相同。此外，电源开关23与本发明的第一开关相当，电源开关24与本发明的第二开关相当。

然后，使用图2B对逆方向变换时的动作进行说明。

在逆方向变换时，电源开关23、24切断，所以集电极端子3成为浮接状态。此外，因为也没有加基极偏置，所以双极晶体管1无法作为晶体管动作，而是作为二极管动作。

图2B是在双向频率变换器200的逆方向变换时，由二极管表现双极晶体管的等价电路图。

在图2B中，双极晶体管1可以作为连接基极端子4与发射极端子2以及连接基极端子4与集电极端子3的两个二极管表示。由此，在RF端子13输出从IF端子9输入的IF信号和从LO端子6输入的LO信号通过二极管进行混合后的信号。这里，双极晶体管1根据IF信号(570MHz)和LO信号(1.88GHz)输出1.31GHz的信号和2.45GHz的信号组成的混合信号，频率变换器通过在RF端子13附加使高频一侧的混合信号通过的滤波器(省略图示)，来选择2.45GHz的RF信号。

然后，对本发明实施方式2的双向频率变换器的分析例子进行说明。与实施方式1相同，将电压供给源16设定为3V，与通常的发射极接地型的放大器相同地对双极晶体管1各端子的电位来进行分析。此外，RF信号的频率为2.45GHz，LO信号的频率为1.88GHz，IF信号的频率为570MHz。

在图3B中，顺方向的变换增益特性3003表示在LO信号电平为+8dBm时变换增益为+11.3dB，逆方向的变换增益特性3004表示变换损失为8dB。此外，表示本实施方式的双向频率变换器的逆方向的最小变换损失小于实施方式1。

根据以上，通过本实施方式的双向频率变换器，除了实施方式1的效果之外，还可以进一步抑止逆方向的频率变换，即发送系统的频率变换中的变换损失。

此外，在本实施方式中，使用双极晶体管进行了说明，但也可以如图13B所示，使用FET，将基极端子置换为栅极端子，将发射机端子置换为源极端子，将集电极端子置换为漏极端子。

(实施方式3)

图16A以及图16B是本发明实施方式3的双向频率变换器250的电路图。图16A是双向频率变换器250顺方向变换时的电路图，图16B是双向频率变换器250逆方向变换时的等价电路图。以下，仅对与实施方式1的不同点进行说明。

本实施方式的双向频率变换器代替实施方式1中的电压供给源17将可变电压供给源40与集电极一侧电阻10连接，并代替实施方式1的电压供给源16和电源开关11将可变电压供给源41与基极偏置电阻14连接。此外，作为可变电压供给源40、41的一个例子，使用了切换多个电压供给源的电路，但并不限定于此。此外，可变电压供给源40相当于本发明第一可变电压源，可变电压供给源41相当于第二可变电压源。

使用图16A对顺方向变换的动作进行说明。

在图16A中，在顺方向变换时，可变电压供给源40将顺方向集电极侧电位40a给予集电极一侧电阻10，可变电压供给源41将顺方向基极侧电位41a给予基极偏置电阻14。这些顺方向集电极侧电位40a与顺方向基极侧电位41a分别相当于本发明的第一电压和第二电压。

关注RF信号，当RF信号经由电容器12被输入给基极端子4时，作为放大后的RF信号成为流入集电极端子3的集电极电流。关注LO信号，LO信号经由电容器5被输入给发射极端子2，作为放大后的LO信号成为流入集电极端子3的集电极电流。此时，通过双极晶体管1的非线性集电极端子3输出放大后的RF信号和放大后的LO信号混合后的信号。即，双极晶体管1根据RF信号(2.45GHz)和LO信号(1.88GHz)输出570MHz的信号和4.33GHz的信号组成的混合信号，双向频率变换器通过在IF端子9附加使低频一侧的混合信号通过的滤波器(省略图示)，来选择570MHz的IF信号。

然后，使用图16B对逆方向变换的动作进行说明。

在逆方向变换时，可变电压供给源40将逆方向集电极侧电位40b给予集电极一侧电阻10，可变电压供给源41将逆方向基极侧电位41b给予基极偏置电阻14。这些逆方向集电极侧电位40b与逆方向基极侧电位41b分别相当于本发明的第三电压和第四电压。此外，将该逆方向基极侧电位41b设定得高于逆方向集电极侧电位40b，以使基极电位4为不导通双极晶体管1的电位，即，通常电位差为0.6～0.7伏特。因此，通过逆方向集电极侧电位40b和逆方向基极侧电位41b，双极晶体管1无法作为晶体管动作，作为二极管进行动作。图16B是在双向频率变换器250的逆方向变换时，由二极管表现双极晶体管1的等价电路图。此时的动作与实施方式1相同。

然后，对本发明实施方式3的双向频率变换器的分析例子进行说明。作为一个例子，将顺方向集电极侧电位40a和顺方向基极侧电位41a设定为3V，将逆方向集电极侧电位40b设定为0V，将逆方向基极侧电位41b设定为0.8V。与通常的发射极接地型的放大器相同地对双极晶体管1各端子的电位来进行分析。此外，与实施方式1相同，RF信号的频率为2.45GHz，LO信号的频率为1.88GHz，IF信号的频率为570MHz。

图17是对LO信号输入电平的变换增益的分析结果。在图17中，顺方向的变换增益特性1701与实施方式1和实施方式2相差不大，但逆方向的变换增益特性1702为：LO信号电平为+7～+13dBm的范围，逆方向变换的变换损失为10dB左右。

根据以上，通过本实施方式的双向频率变换器，除了实施方式1的效果以外，可以在LO信号电平较宽的区域中确保变换损失较低的状态。

(实施方式4)

在本实施方式中，对于对实施方式2中说明的双向频率变换器附加了调整变换增益以及输出的信号的相位的功能的双向频率变换器进行说明。此外，在以下的说明中，仅说明与实施方式2的不同点。

图4A是本发明实施方式4的双向频率变换器300的电路图。与实施方式2的不同点在于代替发射极一侧电阻7，将可变发射极一侧电阻18与双极晶体管1的发射极端子连接。

由此，可以通过变更可变发射极一侧电阻18的电阻值来控制顺方向变换的变换增益。即，当减小可变发射极一侧电阻18时顺方向变换的变换增益上升，当增大可变发射极一侧电阻18的值时顺方向变换的变换增益下降。

此外，在逆方向变换时，可以通过变更可变发射极一侧电阻18的电阻值来控制逆方向变换的变换损失以及输出的RF信号的相位。即，当减小可变发射极一侧电阻18的值时逆方向变换的变换损失增大，输出的RF信号的相位滞后。此外，当增大可变发射极一侧电阻18的值时逆方向变换的变换损失减小，输出的RF信号的相位超前。

根据以上，通过本实施方式的双向频率变换器，可以容易地控制输出信号的增益。

此外，在本实施方式中，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与公共的电压供给源连接，但是，也可以和实施方式1的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的电压供给源连接。图4B表示此时的双向频率变换器的电路图。或者，还可以和实施方式3的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的可变电压供给源连接。图4C表示此时的双向频率变换器的电路图。具体地说，在顺方向变换时，可变电压供给源40对集电极一侧电阻10给予顺方向集电极侧电位40a，可变电压供给源41对基极偏置电阻14给予顺方向基极侧电位41a。此外，在逆方向变换时，可变电压供给源40对集电极一侧电阻10给予逆方向集电极侧电位40b，可变电压供给源41对基极偏置电阻14给予逆方向基极侧电位41b。此外，基极偏置可以通过其他的基极偏置结构与可变电压供给源连接。

此外，在本实施方式中，使用可变发射极一侧电阻进行了说明，但可以代替可变发射极一侧电阻而使用可变电感器，代替集电极一侧电阻使用电感器。

(实施方式5)

在本实施方式中，对于对在实施方式2中说明的双向频率变换器附加了在顺方向变换时调整变换增益，在逆方向变换时调整输出的信号的相位的功能的双向频率变换器进行说明。此外，在以下的说明中，仅说明与实施方式2的不同点。

图5A是本实施方式5的双向频率变换器301的电路图。与实施方式2的不同点在于代替集电极一侧电阻10，将可变集电极一侧电阻19与双极晶体管1的集电极端子2连接。

由此，通过变更可变集电极一侧电阻19的电阻值，可以控制顺方向变换时输出的IF信号的变换增益。即，当减小可变集电极一侧电阻19的值时变换增益减小，对那个增大可变集电极一侧电阻19的值时变换增益增大。

此外，在逆方向变换时，可以通过变更可变集电极一侧电阻19的电阻值来控制逆方向变换时输出的RF信号的相位。即，当减小可变集电极一侧电阻19的值时逆方向变换时输出的RF信号的相位超前。此外，当增大可变集电极一侧电阻19的值时逆方向变换时输出的RF信号的相位滞后。

根据以上，通过本实施方式的双向频率变换器，可以容易地控制输出信号的增益。

此外，在本实施方式中，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与公共电压供给源连接，但是，也可以和实施方式1的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的电压供给源连接。图5B表示此时的双向频率变换器的电路图。

或者，还可以和实施方式3的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的可变电压供给源连接。图5C表示此时的双向频率变换器的电路图。具体地说，在顺方向变换时，可变电压供给源40对集电极一侧电阻10给予顺方向集电极侧电位40a，可变电压供给源41对基极偏置电阻14给予顺方向基极侧电位41a。此外，在逆方向变换时，可变电压供给源40对集电极一侧电阻10给予逆方向集电极侧电位40b，可变电压供给源41对基极偏置电阻14给予逆方向基极侧电位41b。此外，基极偏置可以通过其他的基极偏置结构由可变电压供给源施加。

此外，还可以代替发射极电阻使用电感器，代替可变集电极一侧电阻而使用可变电感器。

(实施方式6)

在本实施方式中，对单平衡双向频率变换器进行说明。

图6是本发明实施方式6中的单平衡双向频率变换器400的电路图。

在图6中，双向频率变换器401、402与实施方式2相同，公用电源开关23、24和电压供给源16。为此，在双向频率变换器401、402中，各自的集电极一侧电阻10与电源开关24连接，基极偏置电阻14也和电源开关23连接。此外，将双方的RF端子连接，输入或输出相同的RF信号。分别具有一对IF端子9a、9b和LO端子6a、6b。

以下对如此构成的双向频率变换器的动作进行说明。

首先，对顺方向变换的动作进行说明。在顺方向变换时，电源开关23、24接通。RF信号从RF端子13输入到双向频率变换器401、402。此时，在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入与LO信号具有180度的相位差的LOB信号。由此，在IF端子9a输出的信号(以下称为IF信号。)和在IF端子9b输出的信号(以下称为IFB信号)成为具有180度的相位差的平衡输出。因此，通过差动合成这些IF信号和IFB信号，得到更高的变换增益。

然后，对逆方向变换的动作进行说明。

在逆方向变换时，电源开关23、24切断。在IF端子9a输入IF信号，在IF端子9b输入与IF信号具有180度的相位差的IFB信号。此外，在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入与LO信号具有180度的相位差的LOB信号。由此，从双向频率变换器401输出的信号和从双向频率变换器402输出的信号具有相同的相位，在RF端子13输出合成后的进一步抑制了变换损失的RF信号。

如上所述，根据本实施方式的双向频率变换器，与实施方式2相比，在顺方向的频率变换中，来自一对IF信号端子的输出信号为具有180度的相位差的平衡输出，所以通过差动合成可以得到更高的变换增益。此外，在逆方向的频率变换中，因为从一对IF信号端子输入具有180度相位差的信号，所以，从RF信号端子输出的信号为相同相位，可以进一步抑制变换损失。

此外，可以分别对RF端子13、LO端子6以及IF端子9附加匹配电路。此时，即可以是符合顺方向变换时的匹配电路，也可以是符合逆方向变换时的匹配电路。此外，还可以按照顺方向变换时、逆方向变换时的各自状态，改变或切换匹配电路。

此外，在本实施方式中，在集电极端子对输入输出IF信号和IFB信号，在基极端子输入输出RF信号，由此，在顺方向变换中，可以从RF信号变换为IF信号，在逆方向变换中，可以从IF信号变换为RF信号，在集电极端子对输入输出RF信号和与其具有180度的相位差的RFB信号，在基极端子输入输出IF信号，由此，在顺方向变换中可以从IF信号变换为RF信号，在逆方向变换中可以从RF信号变换为IF信号。此外，在集电极端子对输入输出第一中间频率信号(IF1信号)，在基极端子输入输出第二中间频率信号(IF2信号)，由此，在顺方向变换中可以从IF2信号变换为IF1信号，在逆方向变换中可以从IF1信号变换为IF2信号。

此外，在本实施方式中，在顺方向变换和逆方向变换中使用了相同频率的LO信号，但也可以在顺方向变换和逆方向变换中使用各自不同频率的LO信号。

此外，在本实施方式中，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与公共电压供给源连接，但也可以与实施方式1的双向频率变换器相同，对集电极一侧电阻和基极偏置电阻准备各自不同的电源开关以及电压供给源来进行连接。图14表示此时的双向频率变换器的电路图。或者，可以与实施方式3的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的可变电压供给源连接。图18表示此时的双向频率变换器的电路图。此外，基极偏置可以通过其他的基极偏置结构由可变电压供给源施加。

此外，在本实施方式中，在顺方向变换中为单输入·平衡输出，在逆方向变换中为平衡输入·单射出，但也可以在顺方向变换中为平衡输入·单输出，在逆方向变换中为单输入·平衡输出。

(实施方式7)

在本实施方式中，对于在实施方式6中说明的单平衡双向频率变换器中附加了变换增益的调整功能以及逆方向变换时输出的相位的调整功能的单平衡双向频率变换器进行说明。此外，以下的说明仅记述与实施方式6的不同点。

图7是本发明实施方式7的单平衡双向频率变换器410的电路图。

在图7中，双向频率变换器411、412的发射极端子2经由电容器5与输入LO信号的LO端子6a、6b连接，并且经由可变发射极一侧电阻18接地。集电极端子3经由电容器8与输入输出IF信号的IF端子9a、9b连接，并且经由可变集电极一侧电阻19还与电源开关24连接。基极端子4经由电容器12与电力分配器20连接，并且与基极偏置电阻14、基极偏置电阻15连接。基极偏置电阻14与电源开关23连接，基极偏置电阻15接地，对基极端子4给予基极偏置。

如此，双向频率变换器411和双向频率变换器412公用电源开关23、24和电压供给源16。此外，控制部21与电力分配器20、可变发射极一侧电阻18以及可变集电极一侧电阻19连接，把与从电力分离器20分配的信号对应的控制信号输出给可变发射极一侧电阻18、可变集电极一侧电阻19，来变更这些电阻值。

以下对如此构成的双向频率变换器的动作进行说明。

首先，对顺方向变换时的动作进行说明。在顺方向变换时，电源开关23、24接通。RF信号从RF端子13输入给双向频率变换器411、412。此时，在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入与LO信号具有180相位差的LOB信号。由此，在IF端子9a输出的信号和在IF端子9b输出的信号成为具有180度的相位差的平衡输出。

因此，通过差动合成这些IF信号和IFB信号，得到更高的变换增益。此时，由电力分配器20分配在RF端子13输入的RF信号的电力的一部分，并输入给控制部21。控制部21在来自电力分配器20的输入较低时，输出减小可变发射极一侧电阻18的值的控制信号，在来自电力分配器20的输入较高时，输出增大可变发射极一侧电阻18的值的控制信号。由此，可以自动地控制顺方向变换时的变换增益。

然后，对逆方向变换的动作进行说明。在逆方向变换时，电源开关11切断。在IF端子9a输入IF信号，在IF端子9b输入IFB信号。此外，在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入LOB信号。

由此，从双向变频变换器411输出的信号和从双向变频变换器412输出的信号具有相同的相位，在RF端子13输出合成后的进一步抑制了变换损失的RF信号。此时，由电力分配器20分配从双向变频变换器411和双向变频变换器412输出的RF信号的电力的一部分，并输入给控制部21。

控制部21在来自电力分配器20的输入较低时，输出增大可变发射极一侧电阻18的值的控制信号，在来自电力分配器20的输入较高时，输出减小可变发射极一侧电阻18的值的控制信号。由此，可以自动地控制逆方向变换时的变换损失。此外，在LO信号以及IF信号的泄漏较大时，控制部21对可变发射极一侧电阻18和可变集电极一侧电阻19输出并调整减少LO信号以及IF信号的泄漏的控制信号。

如此，通过本实施方式的双向频率变换器，与实施方式6相比，电力分配器检测输入信号电平、或者输出信号电平来变更负载阻抗的阻抗值，所以可以自动地调整变换增益，进一步将输出保持在规定的电平。

(实施方式8)

在本实施方式中对爽平衡双向变频变换器进行说明。

图8是本实施方式8的双平衡双向变频变换器420的电路图。

在图8中，双平衡双向变频变换器420由双向变频变换器401、双向变频变换器402、双向变频变换器403以及双向变频变换器404构成。双向变频变换器401、402、403、404与实施方式2相同，公用电源开关23、24和电压供给源16。为此，双向变频变换器401、402、403、404各自的集电极一侧电路10与电源开关24连接，基极偏置电阻14与电源开关23连接。此外，在双向变频变换器401和双向变频变换器402中公用RF端子13a，在双向变频变换器403和双向变频变换器404中公用RF端子13b。在双向变频变换器401和双向变频变换器403中公用LO端子6a，在双向变频变换器402和双向变频变换器404中公用LO端子6b。在双向变频变换器401和双向变频变换器404中公用IF端子9a，在双向变频变换器402和双向变频变换器403中公用IF端子9b。

然后，对顺方向变换的动作进行说明。在顺方向变换时，电源开关23、24接通。从RF端子13a输入RF信号，从RF端子13b输入与RF信号具有180度的相位差的RFB信号。在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入与LO信号具有180度的相位差的LOB信号。由此，在IF端子9a输出的信号和在IF端子9b输出的信号成为具有180度的相位差的平衡输出。因此，通过差动合成这些IF信号和IFB信号，得到更高的变换增益。

此外，分别对合成输出的双向变频变换器401和双向变频变换器404输入的LO信号和LOB信号具有180度的相位差，所以在IF端子9a相互抵消，可以抑制LO信号以及LOB信号向IF端子9a的泄漏。同样地，可以抑制IF端子9b中的LO信号以及LOB信号的泄漏。

然后，对逆方向变换的动作进行说明。在逆方向变换时，电源开关23、24切断。在IF端子9a输入IF信号，在IF端子9b输入IFB信号。在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入LOB信号。由此，通过在RF端子13a输出RF信号，在RF端子13b输出与RF信号具有180度相位差的RFB信号并进行差动合成，来进一步抑制变换损失。此外，与顺方向变换相同，可以抑制RF端子13a和RF端子13b中的LO信号以及LOB信号的泄漏。

如上所述，根据本实施方式的双向变频变换器，因为成为双平衡结构，所以在顺方向的频率变换中，当在RF信号端子对输入差动的信号时，从IF信号端子对输出的信号成为具有180度的相位差的平衡输出，并且，通过差动合成，与实施方式6相比，可以得到更高的变换增益。此外，在逆方向的频率变换中，因为从IF信号端子对输入具有180度的相位差的信号，所以对从RF信号端子对输出的信号进行差动合成，可以进一步抑制变换损失。

此外，还可以在RF端子13、LO端子6以及IF端子9中附加匹配电路。此时，既可以是符合顺方向变换时的匹配电路，也可以是符合逆方向变换时的匹配电路。此外，还可以按照顺方向变换时、逆方向变换时的各自状态，改变或切换匹配电路。

此外，在本实施方式中，在集电极端子对输入输出IF信号和IFB信号，在基极端子对输入输出RF信号和RFB信号，由此，在顺方向变换中从RF信号变换为IF信号，在逆方向变换中，从IF信号变换为RF信号，但是，还可以通过在集电极端子输入输出RF信号和与其具有180度的相位差的RFB信号，在基极端子输入输出IF信号和与其具有180度的相位差的IFB信号，由此，在顺方向变换中，从IF信号变换为RF信号，在逆方向变换中，从RF信号变换为IF信号。此外，还可以通过在集电极端子输入输出第一中间频率信号(IF1信号)，在基极端子输入输出第二中间频率信号(IF2信号)，由此，在顺方向变换中，从IF2信号变换为IF1信号，在逆方向变换中，从IF1信号变换为IF2信号。

此外，在本实施方式中，在顺方向变换和逆方向变换中使用了相同频率的LO信号，但也可以在顺方向变换和逆方向变换时使用各自不同频率的LO信号。

此外，在本实施方式中，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与通用电压供给源连接，但也可以与实施方式1的双向频率变换器相同，准备各自不同的电源开关以及电压供给源与集电极一侧电阻和基极偏置电阻连接。图15表示此时的双向频率变换器的电路图。或者，还可以与实施方式3的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的可变电压供给源连接。图19表示此时的双向频率变换器。此外，基极偏置可以通过其它的基极偏置结构由可变电压供给源施加。

此外，在本实施方式中，作为双平衡双向频率变换器进行了说明，但也可以使用两个该双平衡双向频率变换器作为正交调制解调器使用。

(实施方式9)

在本实施方式中，对在实施方式8中说明的双平衡双向频率变换器中附加了调整逆方向变换时输出的相位的功能的双平衡双向频率变换进行说明。

图9是本发明实施方式9的双平衡双向频率变换器430的电路图。本实施方式的双平衡双向频率变换器具有电力分配器20和控制部22，在这一点上与实施方式8不同。

电力分配器20与RF端子13、13a连接，分配在RF端子13、13a输入或者输出的RF信号的电力的一部分。

控制部22与电力分配器20、可变发射极一侧电阻18以及可变集电极一侧电阻19连接，把与从电力分配器20分配的信号对应的控制信号输出给可变发射极一侧电阻18、可变集电极一侧电阻19，来变更它们的电阻值。

以下对如此构成的双向频率变换器的动作进行说明。

首先，对顺方向变换时的动作进行说明。在顺方向变换时，电源开关23、24接通。RF信号从RF端子13输入，与RF信号具有180度的相位差的RFB信号从RF端子13b输入。在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入与LO信号具有180相位差的LOB信号。由此，在IF端子9a输出的信号和在IF端子9b输出的信号成为具有180度的相位差的平衡输出。因此，通过差动合成这些IF信号和IFB信号得到更高的变换增益。

此外，分别对合成输出的双向变频变换器411和双向变频变换器413输入的LO信号和LOB信号具有180度的相位差，所以在IF端子9a相互抵消，可以抑制LO信号以及LOB信号向IF端子9a的泄漏。同样地，可以抑制IF端子9b中的LO信号以及LOB信号的泄漏。

此时，由电力分配器20分配在RF端子13a和RF端子13b输入的RF信号和RFB信号的电力的一部分，并输入给控制部22。控制部22在来自电力分配器20的输入较低时，输出减小可变发射极一侧电阻18的值的控制信号，在来自电力分配器20的输入较高时，输出增大可变发射极一侧电阻18的值的控制信号。由此，可以自动地控制顺方向变换时的变换增益。

然后，对逆方向变换的动作进行说明。在逆方向变换时，电源开关11切断。在IF端子9a输入IF信号，在IF端子9b输入IFB信号。此外，在LO端子6a输入LO信号，在LO端子6b输入LOB信号。由此，通过在RF端子13a输出RF信号，在RF端子13b输出与RF信号具有180度的相位差的RFB信号，并进行差动合成，由此进一步抑制变换损失。

此外，与顺方向变换相同，可以抑制RF端子13a和RF端子13b中的LO信号以及LOB信号的泄漏。此时，由电力分配器20分配从双向频率变换器411和双向频率变换器412输出的RF信号以及从双向频率变换器413和双向频率变换器414输出的RFB信号的电力的一部分，并输入给控制部22。

控制部22在来自电力分配器20的输入较低时，输出增大可变发射极一侧电阻18的值的控制信号，在来自电力分配器20的输入较高时，输出减小可变发射极一侧电阻18的值的控制信号。由此，可以自动地控制逆方向变换时的变换损失。此外，在LO信号以及IF信号的泄漏较大时，控制部22对可变发射极一侧电阻18和可变集电极一侧电阻19输出并调整减少LO信号以及IF信号的泄漏的控制信号。

如此，通过本实施方式的双向频率变换器，与实施方式8相比，电力分配器检测输入信号电平、或者输出信号电平来变更负载阻抗的阻抗值，所以可以自动地调整变换增益，进一步将输出保持在规定的电平。

此外，在本实施方式中，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与通用电压供给源连接，但也可以与实施方式1的双向频率变换器相同，准备各自不同的电源开关以及电压供给源与集电极一侧电阻和基极偏置电阻连接。或者，还可以与实施方式3的双向频率变换器相同，集电极一侧电阻和基极偏置电阻与各自不同的可变电压供给源连接。此外，基极偏置可以通过其它的基极偏置结构由可变电压供给源施加。

此外，在本实施方式中，作为双平衡双向频率变换器进行了说明，但也可以使用两个该双平衡双向频率变换器作为正交调制解调器使用。

(实施方式10)

在本实施方式中，对使用了在实施方式1至9中说明的双向频率变换器的无线器进行说明。

图10是本发明实施方式10的无线器500的框图。在图10中，天线30与双向放大器31连接，双向放大器31与在实施方式1至9中说明的双向频率变换器中的任意一个双向频率变换器440连接，双向频率变换器440、LO信号振荡器32以及IF端子33连接。天线30、双向放大器31、双向频率变换器440在收发中公用。

以下，对如此构成的无线器的动作进行说明。

本实施方式的无线器在接收时，通过双向放大器31对由天线30接收到的接收RF信号进行放大，并输出给双向频率变换器440。双向频率变换器440把从LO信号振荡器32输出的LO信号与接收RF信号进行混合，将接收IF信号输出给IF端子33。此外，在发送时，双向频率变换器440把从IF端子33输入的发送IF信号和LO信号进行混合，将发送RF信号输出给双向放大器31。然后，双向放大器31对发送RF信号进行放大，并输出给天线30向空中发射。

如上所述，通过本实施方式的无线器，不使用信号路径切换开关等外部电路，可以通过一个频率变换器实现从IF信号向RF信号的变换和从RF信号向IF信号的变换，所以可以实现无线部的简单化，小型化以及低成本。此外，对于接收系统的频率变换，可以得到变换增益，所以可以减轻其他增益段的负担。由此，放大器设置位置的制约减少，可以提高整个无线部的系统设计柔性，使结构设计变得容易。

此外，在本实施方式中，设双向频率变换器的频率变换为从RF信号向IF信号，从IF信号向RF信号的变换，但也可以是从RF信号向基带信号，从基带信号向RF信号的变换。

(实施方式11)

本实施方式表示通过两个放大器和一个三端子开关构成实施方式10的无线器中的双向放大器的例子。

图11是本发明实施方式11的无线器510的方框图。在图11中，天线30与开关34的公共端子相连接。开关34的一个连接端子与放大器35的输入端连接，另一个连接端子与放大器36的输出端连接。此外，放大器35的输出端和放大器36的输入端与双向频率变换器440连接。除此之外的结构与实施方式10相同。此外，放大器35、36分别相当于本发明的第一放大器和第二放大器。

下面，对如此构成的无线器的动作进行说明。

本实施方式的无线器在接收时，开关34使天线30和放大器35为接通状态，通过放大器35对由天线30接收到的接收RF信号进行放大。然后，输出给双向频率变换器440。在双向频率变换器440中，把从LO信号振荡器32输出的LO信号与接收RF信号进行混合，将接收IF信号输出给IF端子33。此外，本实施方式的无线器在发送时，开关34使天线30和放大器36为接通状态。然后，放大器36对从双向频率变换器440输出的RF信号进行放大，并输出给天线30向空中发射。

如上所述，根据本实施方式的无线器，可以通过广泛使用的电子部件和涉及本发明的一个频率变换器构成，所以可以使无线器的设计变得更加容易。

此外，在本实施方式中，将双向频率变换器作为第一段频率变换器使用，但也可以作为第二段频率变换器使用，进行从第一IF信号向第二IF信号，从第二IF信号向第一IF信号的变换。-

此外，在本实施方式中，使用开关34切换收发路径，但也可以使用双工器。

(实施方式12)

本实施方式表示了进一步放大输出实施方式11的无线器的RF信号的结构。

图12是本发明实施方式12的无线器520的框图。在图12中，天线30、2端子开关37的连接端子以及放大器38的输出端连接，2端子开关37的另一个连接端子与功率放大器38的输入端以及双向放大器31连接。除此之外的结构与实施方式10相同。

对如此构成的无线器的动作进行说明。

本实施方式的无线器在接收时，2端子开关37接通使天线30和双向放大器31为接通状态，通过双向放大器31对由天线30接收到的接收RF信号进行放大，输出给双向频率变换器440。此外，在发送时，2端子开关37切断使天线30和功率放大器38为接通状态。然后，功率放大器38对由双向放大器31放大后的发送RF信号进一步放大，并输出给天线30向空中发射。

如上所述，根据本实施方式的无线器，还可以实现仅发送为高输出的无线器。

此外，在本实施方式中，将双向频率变换器作为第一段频率变换器使用，但也可以作为第二段频率变换器使用，进行从第一IF信号向第二IF信号，从第二IF信号向第一IF信号的变换。-

此外，在本实施方式中，使用开关切换收发的路径，但也可以使用双工器。

产业上的使用

本发明的双向频率变换器用于无线通信装置的无线部电路，适于变换信号的频率。

Claims (22)

1.一种双向频率变换器，其特征在于，

具有：双极晶体管；

与所述双极晶体管的集电极端子连接的负载阻抗；

对所述双极晶体管的基极端子提供偏置的偏置部；

接通切断向所述偏置部的电源供给的第一开关；

与所述双极晶体管的发射极端子连接的发射极阻抗；

在所述第一开关接通供给偏置时，从与所述基极端子连接的第一信号端子输出的第一频率的输入信号以及从与所述发射极端子连接的第三信号端子输入的局部振荡信号混合后的第二频率的输出信号，从与所述集电极端子连接的第二信号端子输出，

在所述第一开关切断时，从所述第二信号端子输入的第二频率的输入信号与从所述第三信号端子输入的局部振荡信号混合后的第一频率的输出信号，从所述第一信号端子输出。

2.根据权利要求1所述的双向频率变换器，其特征在于，

还具有接通切断向所述负载阻抗的电源的供给的第二开关，第二开关与所述第一开关同步地接通切断。

3.根据权利要求1或2所述的双向频率变换器，其特征在于，

在所述第一频率为无线频率时，所述第二频率为中间频率；在所述第一频率为中间频率时，所述第二频率为无线频率。

4.一种双向频率变换器，其特征在于，

具有一对权利要求3所述的双向频率变换器，

将所述一对双向频率变换器的第一信号端子之间进行连接来作为新的第一信号端子，并向所述一对双向频率变换器的第三信号端子输入差动的局部振荡信号，由此做成单平衡结构。

5.一种双向频率变换器，其特征在于，

具有四个权利要求3所述的双向频率变换器，

将所述四个双向频率变换器中的第一双向频率变换器与第二双向频率变换器的第一信号端子之间连接，并将第三双向频率变换器与第四双向频率变换器的第一信号端子之间连接来构成一对新的第一信号端子对，

将所述第一双向频率变换器与所述第四双向频率变换器的第二信号端子之间连接，并将所述第二双向频率变换器与所述第三双向频率变换器的第二信号端子之间连接来构成一对新的第二信号端子对，

将所述第一双向频率变换器与所述第三双向频率变换器的第三信号端子之间连接，并将所述第二双向频率变换器与所述第四双向频率变换器的第三信号端子之间连接来构成一对新的第三信号端子对，

对所述第三信号端子对输入差动的局部振荡信号，由此做成双平衡结构。

6.一种双向频率变换器，其特征在于，

具有：双极晶体管；

与所述双极晶体管的集电极端子连接的负载阻抗；

经由所述负载阻抗向所述双极晶体管的集电极端子供给电源的第一可变电压源；

与所述双极晶体管的基极端子连接供给偏置的偏置部；

向所述偏置部供给电源的第二可变电压源；

与所述双极晶体管的发射极端子连接的发射极阻抗；

当在与所述发射极端子连接的第三信号端子输入局部振荡信号、所述第一可变电压源对所述集电极端子供给第一电压、所述第二可变电压源向所述基极端子供给第二电压时，把从与所述基极端子连接的第一信号端子输入的第一频率的输入信号与局部振荡信号进行混合后得到的第二频率的输出信号，由与所述集电极端子连接的第二信号端子输出；当在所述第三信号端子输入局部振荡信号。所述第一可变电压源对所述集电极端子供给第三电压，且所述第二可变电压源对所述基极端子供给第四电压时，把从所述第二信号端子输入的第二频率的输入信号与所述局部振荡信号进行混合后得到的第一频率的输出信号，由所述第一信号端子输出。

7.根据权利要求6所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述第三电压和所述第四电压为双极晶体管不导通的电压。

8.根据权利要求6所述的双向频率变换器，其特征在于，

在所述第一频率为无线频率时，所述第二频率为中间频率；在所述第一频率为中间频率时，所述第二频率为无线频率。

9.一种双向频率变换器，其特征在于，

具有一对权利要求8所述的双向频率变换器，

公用所述一对双向频率变换器的所述第一可变电压源作为新的第一可变电压源，公用所述第二可变电压源作为新的第二可变电压源，连接所述一对双向频率变换器的第一信号端子作为新的第一信号端子，向所述一对双向频率变换器的第三信号端子输入差动的局部振荡信号，由此做成单平衡结构。

10.一种双向频率变换器，其特征在于，

具有四个权利要求8所述的双向频率变换器，

所述四个双向频率变换器，公用各自的所述第一可变电压源作为新的第一可变电压源，分别公用所述第二可变电压源作为新的第二可变电压源，将所述四个双向频率变换器的第一双向频率变换器与第二双向频率变换器的第一信号端子之间连接，并将第三双向频率变换器与第四双向频率变换器的第一信号端子之间连接来构成一对新的第一信号端子对，将所述第一双向频率变换器与所述第四双向频率变换器的第二信号端子之间连接，并将所述第二双向频率变换器与所述第三双向频率变换器的第二信号端子之间连接来构成一对新的第二信号端子对，将所述第一双向频率变换器与所述第三双向频率变换器的第三信号端子之间连接，并将所述第二双向频率变换器与所述第四双向频率变换器的第三信号端子之间连接来构成一对新的第三信号端子对，对所述第三信号端子对将差动的局部振荡信号作为输入，由此做成双平衡结构。

11.根据权利要求3所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述负载阻抗为负载电阻或负载电感器。

12.根据权利要求3所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述负载阻抗为可变负载阻抗，

通过变更所述可变负载阻抗的阻抗值控制从所述第一信号端子得到的输出信号的相位，控制从所述第二信号端子得到的输出信号的增益。

13.根据权利要求3所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述发射极阻抗为发射极电阻或发射极电感器。

14.根据权利要求3所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述发射极阻抗为可变发射极阻抗，

通过变更所述可变发射机阻抗的阻抗值，控制从所述第一信号端子得到的输出信号的相位，控制从所述第二信号端子得到的输出信号的增益。

15.根据权利要求4所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述一对双向频率变换器的发射极阻抗为可变发射极阻抗，负载阻抗为可变负载阻抗，

还具备：

分配在所述新的第一信号端子输入输出的信号的电力的电力分配器；和

输出与由所述电力分配器分配的信号对应的控制信号的控制部；

根据所述控制信号改变可变发射极阻抗和可变负载阻抗的阻抗值来控制输出信号的相位。

16.根据权利要求5所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述四个双向频率变换器的发射极阻抗为可变发射极阻抗，负载阻抗为可变负载阻抗，

还具备：

分配在所述新的第一信号端子输入输出的信号的电力的电力分配器；和

输出与由所述电力分配器分配的信号对应的控制信号的控制部；

根据所述控制信号改变所述可变发射极阻抗和可变负载阻抗的阻抗值来控制输出信号的相位。

17.根据权利要求3所述的双向频率变换器，其特征在于，

使用FET来代替所述双极晶体管，将所述基极端子作为所述FET的栅极端子，将所述发射极端子作为所述FET的源极端子，将所述集电极端子作为所述FET的漏极端子。

18.一种无线器，其特征在于，

具有：

天线；

与所述天线连接的双向放大器；

经由所述双向放大器与所述天线连接的在权利要求1至权利要求17的任意一项中所记载的双向频率变换器；和

连接成给所述双向频率变换器输入局部振荡信号的局部振荡器。

19.根据权利要求18所述的无线器，其特征在于，

所述双向频率变换器，由3端子开关、将输入端与所述3端子开关的一个连接端子连接的第一放大器、将输出端与所述3端子开关的另一连接端子连接的第二放大器构成，

所述天线与所述三端子开关的公共端子连接，所述第一放大器的输出端与所述第二放大器的输入端与所述频率变换器连接。

20.根据权利要求18所述的无线器，其特征在于，

在所述天线和所述双向放大器之间还具有功率放大器和2端子开关，

所述功率放大器的输出端和所述2端子开关的一个端子与所述天线连接，

所述功率放大器的输入端和所述2端子开关的另一端子与所述双向放大器连接。

21.根据权利要求9所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述一对双向频率变换器的发射极阻抗为可变发射极阻抗，负载阻抗为可变负载阻抗，

还具有：

分配在所述新的第一信号端子输入输出的信号的电力的电力分配器；和

输出与由所述电力分配器分配的信号对应的控制信号的控制部；

根据所述控制信号改变所述可变发射极阻抗和可变负载阻抗的阻抗值来控制输出信号的相位。

22.根据权利要求10所述的双向频率变换器，其特征在于，

所述四个双向频率变换器的发射极阻抗为可变发射极阻抗，负载阻抗为可变负载阻抗，

还具有：

分配在所述新的第一信号端子所输入输出的信号的电力的电力分配器；和

输出与由所述电力分配器分配的信号对应的控制信号的控制部；

根据所述控制信号改变所述可变发射极阻抗和可变负载阻抗的阻抗值来控制输出信号的相位。

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