CN1090839C - 放大器电路和多级放大器电路 - Google Patents

放大器电路和多级放大器电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1090839C
CN1090839C CN97103122A CN97103122A CN1090839C CN 1090839 C CN1090839 C CN 1090839C CN 97103122 A CN97103122 A CN 97103122A CN 97103122 A CN97103122 A CN 97103122A CN 1090839 C CN1090839 C CN 1090839C
Authority
CN
China
Prior art keywords
fet
amplifier circuit
grid
voltage
gate bias
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN97103122A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1170988A (zh
Inventor
川合贵久
冈本逸雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of CN1170988A publication Critical patent/CN1170988A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1090839C publication Critical patent/CN1090839C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/306—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in junction-FET amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
    • H03G1/0029—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier using FETs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
    • H03G1/007—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using FET type devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/15—Indexing scheme relating to amplifiers the supply or bias voltage or current at the drain side of a FET being continuously controlled by a controlling signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/18—Indexing scheme relating to amplifiers the bias of the gate of a FET being controlled by a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/211—Indexing scheme relating to amplifiers the input of an amplifier can be attenuated by a continuously controlled transistor attenuator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/405—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising more than three power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/54—Two or more capacitor coupled amplifier stages in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/75—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier stage being a common source configuration MOSFET

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

放大器电路包括：一个第一增强型FET，有一个栅极，加有输入信号及一个栅偏置电压，和一个漏极，通过它输出放大的输出信号，以及一个第二增强型FET，有一个漏极同漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极相连，和一个栅极，加有提供给第一FET控制漏极电压的控制信号。

Description

放大器电路和多级放大器电路
本发明涉及使用场效应晶体管(FET)的放大器电路。
图1是一个通常的便携式电话机的一部分的框图。该便携式电话机包括一个输入/输出电路部分1，一个基带电路部分2，一个高频电路部分3，一个天线4和一个电源部分5。
输入/输出电路部分1包含一个键盘，一个显示部分，一个麦克风和一个喇叭。基带电路部分2将从输入/输出电路部分1的麦克风来的模拟语音信号转换成数字信号。然后，基带电路部分2进行语音编码，信道编码，加密和数字调制过程。最后，基带电路部分2将处理过的数字信号转换为用于高频电路部分3的模拟信号。并且，基带电路2将一个由高频电路部分3提供的模拟信号转换成数字信号。然后，基带电路2将高频电路部分3来的模拟信号转换成数字信号。然后基带电路2进行数字解调，解密，信道解码和语音解码操作。然后，基带电路部分2将模拟语音信号作为结果提供给输入/输出电路部分1的喇叭。
高频电路部分3调制基带电路部分2来的模拟信号并对调制信号进行功率放大。同时，高频电路部分3放大通过天线4接收的信号并解调放大信号。电源部分5给输入/输出电路部分1、基带电路部分2和高频电路部分3供电。
图2是高频电路部分3的构成电路图。高频电路部分3包含一个发送电路部分7，一个接收电路部分8和一个开关电路9。开关电路9在发送信号时将发送电路部分7的一个输出端7A同天线4相连，在接收信号时将接收电路部分8的一个输入端同天线相连。
发送电路部分7包括一个调制器10，一个压控振荡器(VCO)11，一个乘法器12，一个放大器13，一个声表面波(SAW)滤波器14，和一个功率放大器15。调制器10调制从基带电路部分2来的信号。VCO11产生一个对调制器10输出的信号的上变频操作必须的信号。乘法器12以从VCO11来的信号乘以从调制器10来的信号以使被调制的信号变成一个高频信号。放大器13放大从乘法器12输出的高频信号。SAW滤波器14作为一个带通滤波器滤波放大的高频信号。功率放大器15对放大的高频信号的进行功率放大。
接收电路部分8包括一个放大器16，一个SAW滤波器17，一个VCO18，一个放大器19，一个乘法器20和一个解调器21。放大器16放大通过天线4接收的信号。SAW滤波器17作为一个带通滤波器并滤波放大的接收信号。VCO18产生一个将SAW滤波器17的信号进行下变频操作必须的信号。放大器19放大VCO18输出的信号。乘法器以从放大器19来的放大信号乘以SAW滤波器17来的信号以便恢复接收的基带信号。解调器10解调乘法器20的输出信号并重新产生原始信号。
图3是功率放大器15的电路图。功率放大器15集成在一个单片微波集成电路(MMIC)，包括两个放大器电路24和25，一个输入端23和一个输出端26。一个输入信号IN用于输入端23，一个输出信号OUT通过输出端26输出。
放大器电路24包含一个损耗型肖特基栅场效应管(因此称D型MESFET)27，其功能相当一个放大元件，和一个电容元件(电容器)28阻止直流分量进入放大器电路25。放大器电路24包含一个漏极电压输入端29，输入从漏极电压源来的正漏极电压VDD1。例如电压VDD1为+4V。放大器电路24包含一个栅极偏置电路30，以负栅极偏置电压VGB1提供给D型MESFET27的栅极，VGB1举例为-1.5V。放大器电路24包括一个栅极偏置源极电压输入端31，输入栅极偏置源来的负栅极偏置电压VGG1VGB1。例如电压VGG1为-4.0V。放大器电路24包含电阻32和33，它们将栅极偏置源电压VGG1分压从而产生栅极偏置电压VGB1。
放大器电路25包括一个D型MESFET34，其功能为一个放大元件，和一个电容元件(电容器)35阻止直流分量流入输出端26。放大器电路25包含一个漏极电压输入端36提供一个从漏极电压源来的正漏极电压VDD2。例如VDD2为+5.8V。放大器电路25包含一个栅极偏置电路37，其提供一个负栅极偏指源电压VGG2给D型MESFET34，VGG2举例为-4.0v。放大器电路25包含电阻39和40，它们将栅极偏置源电压VGG2分压以便产生栅极偏置电压VGB2。
如上所述的便携式电话机使用高频电路部分3的发送电路部分7的功率放大器15，功率放大器15使用D型MESFETs27和34。这种结构要求正电压源分别作为D型MESFETs 27和34的漏极电压源，负电压源独立作为D型MESFETs27和34的栅极偏置源。
实际中，一个DC-DC转换器用于实现正负电源。这样改善了生产费用并阻止减小体积。
本发明的一个基本目的是消除上述缺点。
本发明的一个更特别的目标是提供仅需要一个正电源而不需要任何负电源的一个放大器电路和一个多级放大器电路。
本发明的上述目标可由一个放大器电路实现，包括：一个第一增强型FET，有一个栅极，加有输入信号和栅极偏置电压，和一个放大的输出信号输出的漏极；和一个第二增强型FET，有一个漏极与漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极相连，和一个加有控制第一FET的漏极电压的控制信号的栅极。
根据上述的放大器电路，第一和第二FET是增强型FET，其中漏极电压和控制信号(电压)是正电压，不需要负电源。
可以改变第一FET的漏极电压，这样可通过在激活状态下改变控制信号的电平控制放大器电路的增益。
也可省略第二FET，没有第二FET的放大器电路的增益可通过改变第一FET的栅极偏置电压得到改变。然而，在这种情况，如果输入信号有一个大的幅度或第一FET没有一个高的阈值电压，就不能获得一个大的改变范围以控制增益，这样即使第一FET的栅极偏置电压减小到接近于0V第一FET也不能被设置为接近关状态。这样，需要大大衰减输入信号，而上述的设置不能提供这样大的信号衰减。
另一方面，根据上面所述的发明，第二FET可以将第一FET的漏极电压减少到0V或接近0V，这样可大改变范围地控制增益并且输入信号可大大衰减。
上述的放大器电路可构成为第一FET的栅极偏置电压的增加和减少可控。例如，如果需要减少第一FET的漏极电压，第一FET的栅极偏置电压就被减少。这样可实现一个大增益改变范围。
放大器电路可构成为第二FET的栅极的控制信号可作为第一FET的栅极偏置电压送给第一FET的栅极。这样可简化提供第一和第二FET的栅极偏置电压的栅极偏置电路。
放大器电路可构成为第一FET的栅极偏置电压是一个由电阻对控制信号的分压得到的电压。这样即使控制信号的下限不能设为0V也可使第一FET的栅极电压的下限接近于0V。这样，使进一步增加可变增益的范围成为可能。
放大器电路可构成为第二FET的栅极是通过一个电阻提供控制信号的，以进一步减少第二FET的栅极电压，这样第一FET的漏极电压可控制信号更容易被设为0V或接近0V。
放大器电路可构成为第二FET的源极通过一个电感元件同第一FET的漏极相连。可阻止第一FET放大的信号被通过第二FET发送到漏极电压源，并且这样可有效地发送通过第一FET放大的信号到下一级电路。
放大器电路可构成为第二FET的源极通过一个电容元件接地。该电容元件用于将频率低于第一FET放大的信号的频率的信号和漏极电压产生的噪声一起接入地。这样，那些不需要的成分不会被送入下一级电路。
放大器电路可构成为第二FET的源极通过一个谐振频率为被第一FET放大的信号的频率的并联谐振电路同第一FET的漏极相连。并联谐振电路阻止除被第一FET放大的信号外的别的信号被发送到下一级电路。这样可加强选择性。
放大器电路还可包括一个第三增强型FET，它有一个漏极同第一FET的栅极偏置源相连，一个加有控制信号的栅极，和一个源极，其中的从第三FET的源极得到的源极电压提供给第一FET的栅极作为第一FET的栅极偏置电压。第三FET可使第一FET的下限接近0V，即使控制信号的下限不能被设为0V。
放大器电路可构成为这样第一FET的栅极偏置电压是一个由电阻对第三FET的源电压分压得到的电压。这样即使控制电压的下限不能被设为0V，也可使第一FET的栅极电压下限接近0V。
放大器电路可构成为第二FET的栅极通过一个电阻提供控制信号。
放大器电路可构成为还包括一个增强型的第三FET，它有一个漏极同第一FET的栅极偏置源相连，一个栅极有控制信号输入，和一个源极，其中一个由第三FET的源极获得的源极电压加于第一FET的栅极和第二FET的栅极。第三FET可使第一FET的下限接近0V，即使控制信号的下限不能设为0V。
放大器电路可构成为第一FET的栅极偏置电压是一个由电阻对第三FET的源电压分压得到的电压。
放大器电路可构成为第三FET的源电压由一个电阻提供给第二FET的栅极。
以上所述的本发明的目的也可由一个放大器电路完成，它包括：一个增强型第一FET，有一个加有输入信号和栅极偏置电压的栅极，一个供放大的输出信号输出的漏极，一个从栅极到源极的电流通道形成；一个增强型的第二FET，有一个漏极同第一FET的栅极偏置电压源相连，一个栅极被提供控制信号，和一个供控制信号控制的源电压输出的源极，该源电压被作为栅极偏置电压用于第一FET的栅极；和一个电阻元件有一个第一端同第二FET的源极和第一FET的栅极相连，和一个第二端接地。根据上述的放大器电路，第一和第二FET是增强型的，其中漏极电压和控制电压是正的。仅需要一个正电压源，不需要负电源。
可改变第一FET的栅极偏置电压从而通过改变在激活状态下的控制信号的电平控制放大电路的增益。
可省略第二FET构成放大器电路，这样控制信号作为栅极偏置电压被提供给第一FET的栅极。在这种情况，希望减少电阻元件的阻值以便产生一个比流入第一FET的栅极大得多的电流到电阻元件，因为如果大电流流入第一FET的栅极就可减少栅极电压，从而减少输出电平。然而，上述情况增加了在非激活状态能量消耗。
按照有上述结构的本发明，第二FET有加有控制信号控制的栅极。这样由于第二FET的作用即使在激活状态流入电阻元件的电流增加以便阻止在非激活状态第一FET的栅极偏置电压减少或控制信号不能设为0也可减少电阻元件中的电流并设置第一FET的栅极偏置电压接近0V。因此，第一FET的漏电流将减少，这使能量消耗减少。
放大器电路还可构成为第一FET的栅极偏置电压由电阻对第二FET的源电源分压得到。这样可设置第一FET的栅极偏置电压接近0V并可进一步减少能量损耗。
本发明的上述目标也可用一个多级放大器电路完成，它包括：一个第一级放大器电路，其包含一个增强型第一FET，有一个栅极加有输入信号和栅极偏置电压，和一个供放大信号输出的漏极，和一个增强型的第二FET，有一个漏极同漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极和一个加有控制第一FET漏极电压的控制信号的栅极相连；和一个第二级放大器电路放大第一级放大器电路的输出信号。第一级放大器电路仅使用增强型FET。如果第二级放大器电路仅使用增强型FET，漏极电压和控制信号是正电压。这样，多级放大器电路仅需要一个正电源，不需要负电源。
而且，放大器电路的增益可通过改变控制信号的电平从而改变第一FET的漏电压控制。
也可形成没有第二FET的第一级放大器电路。这种情况，第一FET的栅极偏置电压是可改变的这样放大器电路的增益可控制。然而，如果即使减少第一FET的栅极偏置电压接近0V输入信号依然很大或第一FET的阈值电压不能增加并且第一FET不能被设为接近关状态，获得一个大的增益改变范围是不可能。这样，输入信号不能在第一级放大器电路中被大幅衰减。
这时，根据本发明上述的构成，第二FET的功能是减少第一FET漏极电压到0V或接近0V。这样，第一级放大器电路有一个大的可变增益范围，可大大衰减第一级放大器的输入信号。
多级放大器电路在第一级放大器电路和第二级放大器电路之间还可包括一个电容元件。
多级放大器电路可构成为使另一个控制第二级放大器电路的增益的控制信号被施于第二级放大器电路。
多级放大器电路还可构成为使提供给第二FET的栅极的控制信号和上述的另一控制信号作为通用信号提供。
多级放大器电路还可构成为在第二FET的栅极和施加了通用信号的第二级放大器电路的输入端之间有一个阻抗元件。
多级放大器电路还包括从第二FET的源极到第一FET的漏极之间连接的电感元件。
多级放大器电路还包括将第二FET的源极接地的电容元件。
多级放大器还包括一个并联谐振电路，谐振在要由第一FET放大的信号的频率，该并联谐振电路在第二FET的源极和第一FET的漏极间。
本发明上述的目的也可由一个多级放大器电路完成，它包括：一个第一级放大器电路，放大输入信号；和一个第二级放大器电路，包含一个增强型第一FET，有一个栅极，加有输入信号和栅极偏置电压，和一个供输出放大输出信号的漏极；一个从栅极到源极的电流通道被形成；一个增强型第二FET，有同第一FET的栅极偏置源相连的漏极，一个加有控制信号的栅极，和一个能把控制信号控制的源电压输出的源极，源电压用于作为栅极偏置电压提供给第一FET的栅极；和一个有同第二FET的源极及第一FET的栅极相连的第一端的电阻元件，其第二端接地。
放大器电路的第二级放大器电路仅使用增强型FET。这样，如果第一级放大器电路仅由增强型FET构成，漏极电压和控制信号是正电压，可由一个正电压源产生。也就是说不需要负电压源。
也可以形成没有第二FET的第二级放大器电路，这样控制信号作为栅极偏置信号提供给第一FET的栅极。然而，这种情况，需要减少电阻元件的电阻值以便产生一个比流入第一FET的栅极大得多的电流流入电阻元件，因为如果一个大的电流流入第一FET的栅极，会使栅极电压减少并使输出电平减少。然而，上述情况在非激活状态增加了能量消耗。
根据有上述结构的本发明，提供了具有加有控制信号的栅极的第二FET。这样由于第二FET的作用即使电阻元件中的电流在激活状态减小以便阻止第一FET的栅极偏置电压减小或在非激活状态控制信号不能被设为0V也可减小电阻元件中的电流并设置第一FET的栅极偏置电压接近0V。因此，第一FET的漏极电流可减少并且能量消耗减少。
多级放大器还可包括一个电容元件，位于第一级放大器电路和第二级放大器电路之间。
多级放大器电路可构成为使控制第二级放大器电路的增益的另一控制信号被加于第二级放大器电路。
多级放大器电路可构成为使加于第二FET的栅极的控制信号和上述另一控制信号作为通用信号。
多级放大器电路还可包括一个在第二FET的栅极和一个被加了通用信号的第二级放大器电路的输入端之间的阻抗元件。
本发明的上述目标可由一个多级放大器电路完成，它包括：一个第一级放大器电路包含一个增强型第一FET，有一个加有输入信号和一个第一栅极偏置电压的栅极，和一个供第一放大输出信号输出的漏极，和一个增强型第二FET，有一个漏极同第一漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极和加有控制用于第一FET的第一漏极电压的第一控制信号的栅极相连；和一个第二级放大器电路，包含一个增强型第三FET，有一个加有从第一级放大器电路来的第一放大的输出信号和一个第一栅极偏置电压的栅极，和一个供第二放大输出信号输出的漏极，一个从栅极到源极的电流通路被形成；一个增强型第四FET，有一个漏极同用于第三FET的第二栅极偏置电压源相连，一个栅极，加有第二控制信号，和一个供由第二控制信号控制的源极电压输出的源极，该源极电压作为第一栅极偏置电压加于第一FET的栅极；和一个电阻元件其第一端同第二FET的源极和第一FET的栅极相连，第二端接地。上述的多级放大器电路有上述的优点和特点。
多级放大器电路可以进一步包括一个电容元件，位于第一级放大器电路和第二级放大器电路之间。
多级放大器电路还可构成为使提供给第二FET的栅极的第一控制信号和第二控制信号作为通用信号提供。
多级放大器电路还可包括一个在第二FET的栅极和第四FET的栅极之间的阻抗元件。
多级放大器电路还包括一个将第二FET的源极同第一FET的漏极相连的电感元件。
多级放大器电路还包括一个将第二FET的源极接地的电容元件。
多级放大器电路还包括一个并联谐振电路，其谐振频率为被第一FET放大的信号的频率，并联谐振电路连在第二FET的源极和第一FET的漏极之间。
上述放大器电路中，第一和第二FET可以是MESFET，例如，使用了混合半导体元件。
本发明的其他目的、特征和优点将在下面的详细描述中结合图例更显而易见，其中：
图1是一个通常的便携电话机的必须部分的框图；
图2是图1所示的高频电路部分的电路图；
图3是图1所示的功率放大器的电路图；
图4是根据本发明的第一实施例的放大器电路的电路图；
图5是解释图4所示的电路的功能和效果的电路图；
图6是图5所示的放大器电路的输出电平漏极电压的曲线图；
图7是根据本发明的第二实施例的放大器电路的电路图；
图8是根据本发明的第三实施例的放大器电路的电路图；
图9是根据本发明的第四实施例的放大器电路的电路图；
图10是根据本发明的第五实施例的放大器电路的电路图；
图11是根据本发明的第六实施例的放大器电路的电路图；
图12是根据本发明的第七实施例的放大器电路的电路图；
图13是根据本发明的第八实施例的放大器电路的电路图；
图14是解释图13所示的放大器109、110和111的输出电平的改变范围图；及
图15是图5所示的放大器电路的输入/输出特性图。
图4是根据本发明的第一实施例的一个放大器电路的电路图。如图4所示的放大器电路包括一个信号输入端42，一个信号输出端43，和一个漏极电压输入端44。一个输入信号IN提供给信号输入端42。一个输出信号通过信号输出端43输出。一个正漏极电压VDD3提供给漏极电压输入端44。
图4所示的放大器电路包含一个增强型肖特基场效应晶体管(称为E型MESFET)45，其功能是一个放大元件。放大器电路还包括一个控制E型MESFET45的漏电压的E型MESFET46，和一个电容元件(电容器)47阻止直流分量被送入输出端43。E型MESFET45的栅极同信号输出端42相连，因此漏极同E型MESFET46的源极和信号输出端42通过电容元件47相连。E型MESFET45的源极接地。E型MESFET46的漏极同漏极电压输入端44相连。
图4所示的放大器电路包括一个栅极偏置电路48，它相应提供E型MESFET45和46的栅极偏置电压VGB3A和VGB3B。放大器电路包括一个栅极偏置控制电压输入端49，一个可变的正栅极偏置控制电压Vcontrol1作为控制信号提供给它。电路48包含电阻50，51和52，它们对栅极偏置控制电压Vcontrol1分压产生栅极偏置电压VGB3A和VGB3B。
本发明的第一实施例假设输出栅极偏置控制电压Vcontrol1的栅极偏置控制电压源不能产生0V和Vcontrol1的下限电压等于，如0.2V。
电阻50、51和52串联在栅极偏置控制电压输入端49和地之间。电阻50和51之间的结点同E型MESFET46的栅极相连，电阻51和52之间的结点54同E型MESFET45的栅极相连。
根据本发明的第一实施例构成的放大器电路可通过在激活时改变栅极偏置控制电压Vcontrol1控制增益。而且，例如当栅极偏置控制电压Vcontrol1的电压值增加时，栅极偏置电压VGB3B增加，E型MESFET46的通路电阻减少。而且，E型MESFET45的漏极电压增加，栅极偏置电压VGB3A增加。这样，输出电平增加。
由于栅极偏置控制电压Vcontrol1的值减少，栅极偏置电压VGB3B减少，并且E型MESFET46的通路电阻增加。此外，E型MESFET45的漏极电压增加，并且栅极偏置电压VGB3A增加。因此，输出电平减少。
考虑上述原因，本发明的第一实施例确定漏极电压VDD3的值、E型MESFET46的特性和电阻50、51和52的值以便响应栅极偏置控制电压Vcontrol1的变化，E型MESFET45的漏极电压在4V到0V之间变化，栅极偏置电压VGB3A在0.4V和0V之间变化。
需指出放大器电路可构成没有E型MESFET46。这时，增益由通过变E型MESFET45的栅极偏置电压VGB3A控制。然而，这样可能增加E型MESFET45的阈值电压。这样，即使E型MESFET45的栅极偏置电压VGB3A减少到约等于0V，也可能将E型MESFET45设置为开路状态或接近开路状态。这样，就不能获得一个大的可变增益范围。如果需要大大衰减输入信号IN，上述构成不能达到要求。
相反的，本发明的第一实施例可实现大的可变增益范围并大大衰减输入信号IN。这是因为E型MESFET46可改变栅极偏置控制电压Vcontrol1的值，从而改变E型MESFET45的漏极电压使得E型MESFET45的漏极电压减少到0V。
图5是解释根据本发明的第一实施例的放大器电路的功能和效果的图。在图5中，参数56指示使用输入信号IN的信号输入端。参数57指示输出信号OUT输出的信号输出端。参数58指示正漏极电压VDD4输入的漏极电压输入端，。参数59指示E型MESFE，其功能为一个放大元件。参数60指示阻止直流分量进入信号输出端57的电容元件。
参数61表示栅极偏置电路，以栅极偏置电压VGB4提供给E型MESFT59的栅极。参数62表示栅极偏置源电压输入端，输入正栅极偏置电压VGG4。参数63和64表示电阻，将栅极偏置源电压VGG4分压产生栅极偏置电压VGB4。
图6是输出电平(Pout)漏极电压(VDD4)按如下条件获得的特征曲线图：VGG4＝4.0V，输入信号的频率为902.5MHz，输入电平Pin等于+5dBm。从图6中可见图5中所示的放大器电路有一个特征，输出电平Pout可通过在4V到0V间改变漏极电压VDD4被改变30dBc。
另一方面，根据本发明的第一实施例，E型MESFET45的漏极电压可在4V和0V之间通过改变栅极偏置控制电压Vcontrol1得到改变。而且，输出电平Pout可改变超过30dBc，因为栅极偏置电压VGB3A可在0.4V到0V之间改变。
当根据本发明的电压实施例的放大器电路未激活时，栅极偏置控制电压Vcontrol1减小到下限，E型MESFET45的漏极电压和栅极偏置电压VGB3A设置为0V。这样，即即使输入信号IN提供给栅极也可阻止漏极电流流入E型MESFE45。
如上所述，根据本发明的第一实施例，仅有正电压如漏极电压VDD3和栅极偏置控制电压Vcontrol1，不需任何负电压，因为仅使用E型MESFET。这样，仅需要提供一个正电源，而不需负电源。
而且，可在激活状态通过改变E型MESFET45的漏极电压和改变栅极偏置控制电压Vcontrol1大大衰减输入信号IN。在非激活状态可通过减少栅极偏置控制电压Vcintroll到下限并固定E型MESFET45的漏极电压和栅极偏置电压VGB3A到0V阻止漏电  流流入E型MESFET45。这样，就不必提供开关元件(开关模块)控制关闭漏极电压源和漏极电压输入端44之间的漏电流。这样，能量消耗可减少并且不需要开关元件。
可以省略栅极偏置控制电压输入端49和E型MESFET46的栅极之间的电阻50。
现在将参考图7描述按照本发明的第二实施例的放大器电路。在图7中，同前面已描述过的图相同的部分给予相同的参考编号。在图7的放大器电路中，E型MESFET46的源极通过电感元件67耦合到E型MESFET46的漏极。如图7所示的放大器电路的其他部分同按照本发明的第一实施例的放大器电路相同。
电感元件67的功能是阻止由E型MESFET45放大的信号通过E型MESFET46泄漏到漏极电压源端。在直流状态，E型MESFET46的源是短路的同E型MESFET45的漏极相连。
本发明的第二实施例同第一实施例的效果相同，并另有一个优点是由E型MESFET45放大的信号可阻止通过E型MESFET46泄漏到漏极电压源并可有效地发送到下一级电路。
可以省略栅极偏置控制电压输入端49和E型MESFET46的栅极之间的电阻50。
现在参考图8描述按照本发明的第三实施例提供的放大器电路。在图8中，同前面描述的图相同的部分给予相同的参考号码。根据本发明的第三实施例，E型MESFET46的源极通过电容元件68接地。本发明的第三实施例的其他电路部分同在图7中所示的电路相同。
电容器件68使得低于被E型MESFET45放大信号频率的信号及由漏极电压源通过漏极电压输入端44产生的噪声导入地。
本发明的第三实施例的构成除具备第二实施例的优点外还有一个优点是可阻止信号中低于被E型MESFET45放大的信号频率和通过漏极电压输入端44从漏极电压源来的噪声被发送到下一级电路。
可省略栅极偏置控制电压输入端49和E型MESFET46的栅极之间的电阻50。
现在参考图9描述按照本发明的第四实施例的放大器电路。在图9中，同前面描述的图相同的部分给予相同的参考号码。根据本发明的第四实施例，E型MESFET的源极通过一个并联谐振电路69同E型MESFET45的漏极相耦合。图9中所示的另外电路部分同按照本发明的第一实施例的电路相同。
并联谐振电路69由电感元件70和电容元件71构成，谐振在被E型MESFET45放大的信号频率上。
本发明的第四实施例有同第一实施例相同的优点，另外的优点是信号中超出E型MESFET45的放大的信号频率的频率信号被阻止发送到下一级电路，这样改善了可选择性。
可省略栅极偏置控制电压输入端49和E型MESFET46的栅极之间的电阻50。
现在参考图10描述按照本发明的第五实施例的放大器电路。在图10中，同前面描述的图相同的部分给予相同的参考号码。本发明的第五实施例包含一个同本发明的第一实施例的栅极偏置电路48不同构成的栅极偏置电路73。本发明的第五实施例的其他电路部分同第一实施例的相同。
栅极偏置电路73包含一个栅极偏置源极电压输入端74，一个栅极偏置控制电压输入端75，一个E型MESFET76，和电阻77、78和79。从栅极偏置源来的一个正栅极偏置源电压VGG3提供给栅极偏置源电压输入端74。控制栅极偏置电压VGB3A和VGB3B的正栅极偏置控制电压Vcontrol2提供给栅极偏置控制电压输入端75。控制电压Vcontrol2是控制栅极偏置电压VGB3A和VGB3B的可变电压。E型MESFET76控制栅极偏置电压VGB3A和VGB3B。
本发明的第五实施例是假设栅极偏置控制电压源输出的栅极偏置控制电压Vcontrol2不能产生0V，而且电压Vcontrol2的下限例如等于0.2V。
E型MESFET76有一个漏极同栅极偏置源电压输入端74相连，一个栅极同栅极偏置控制电压输入端75相连。电阻77、78和79在E型MESFET76的源极和地之间串联。电阻77和78之间的结点80同E型MESFET46的栅极相连，电阻78和79之间的结点81同E型MESFET45的栅极相连。
按照本发明的第五实施例的构成，可通过在激活状态改变栅极偏置控制电压Vcontrol2控制增益。例如，当栅极偏置控制电压Vcontrol2的值增加，E型MESFET76的ON电阻减少，流入电阻77-79的电流增加。并且，E型MESFET46的栅极偏置电压VGB3B增加，E型MESFET46的ON电阻减小。E型MESFET46的漏极电压增加而且栅极偏置电压VGB3A增加，结果输出电平增加。
由于栅极偏置控制电压Vcontrol2的值减小，E型MESFET76的ON电阻增加，流入电阻77-79的电流减少。而且，E型MESFET46的栅极偏置电压VGB3B减小，E型MESFET46的ON电阻增加。E型MESFET45的漏极电压减小，栅极偏置电压VGB3A减少。这样，输出电平减小。
考虑到上面，本发明的第五实施例确定栅极偏置源电压VGG3的值，E型MESFET46和47和电阻77、78和79的值以便响应栅极偏置控制电压Vcontrol2的变化，E型MESFET45的漏极电压在4V和0V之间变化，栅极偏置电压VGB3A在0.4V和0V之间变化。
当图10的放大器电路在非激活状态，栅极偏置控制电压Vcontrol2减小到下限，E型MESFET45的漏极电压和栅极偏置电压VGB3A锁定为0V。这样，即使输入信号IN到达E型MESFET45，漏极电流不能流入E型MESFET45。
如上所述，根据本发明的第五实施例，仅有正电压如漏极电压VDD3、栅极偏置源极电压VGG3和栅极偏置控制电压Vcontrol2，不需要任何负电压，因为仅使用E型MESFET。这样，仅需提供正电压源，不需负电压源。
而且，可在激活状态通过改变E型MESFET45的漏极电压大大衰减输入信号IN，并通过改变栅极偏置控制电压Vcontrol2衰减栅极偏置电压VGB3A。在非激活状态，可通过减小栅极偏置控制电压Vcontrol2到下限及锁定E型MESFET45的漏极电压和栅极偏置电压VGB3A到0V，阻止漏极电流流入E型MESFET45。这样，不必提供开关元件(开关模式)控制关闭漏极电压源极和漏极电压输入端44的漏电流。因此，可减小能量信号而且不需要开关元件。
可省略E型MESFET76的源极和栅极之间的电阻77。
也可以在E型MESFET46的源极和E型MESFET45的漏极之间使用一个电感元件。这样可阻止E型MESFET45放大的信号通过E型MESFET46泄漏到漏极电压源，并可有效地发送E型MESFET45放大的信号到下一级电路。
除上述电感元件外还可用一个电容元件在E型MESFET46的源极和地之间连接。在这种情况，除了从电感元件得到的优点外还有一个优点是低于被E型MESFET45放大的信号的频率的信号频率和从漏极电压源来的电压噪声可被阻止发送到下一级电路。
还可在E型MESFET46的源极和E型MESFET45的漏极之间提供一个并联谐振电路。并联谐振电路在被E型MESFET45放大的信号频率上谐振，阻止不需要的信号被发送到下一级电路。这样，可改善选择性。
现在参考图11描述按照本发明的第六实施例的放大器电路。在图11中，同前面描述的本发明第一实施例图相同的部分给予相同的参考号码。本发明的第六实施例使用同本发明的第一实施例中的栅极偏置电路48不同的栅极偏置电路83。本发明的第六实施例的其他部分同第一实施例的相同。
栅极偏置电路83包括一个栅极偏置源极电压输入端84，一个栅极偏置控制电压输入端85，一个E型MESFET86和电阻87、88和89。从栅极偏置源来的正栅极偏置源极电压VGG3用于栅极偏置源电压输入端84。正栅极偏置电压Vcontrol3用于控制栅极偏置电压VGB3A和VGB3B提供到栅极偏置控制电压输入端85。控制电压Vcontrol3是控制栅极偏置电压VGB3A和VGB3A的可变电压。E型MESFET86控制栅极偏置电压VGB3A和VGB3B。
本发明的第六实施例是假设输出栅极偏置控制电压Vcontrol2的栅极偏置控制电压源不能产生0V和Vcontrol3的下限的电压等于，如0.2V。
E型MESFET86的漏极同栅极偏置源电压输入端84相连，这样栅极同栅极偏置控制电压输入端85相连，通过电阻87同E型MESFET46的栅极相连。电阻88和89串联在E型MESFET86的源极和地之间。在电阻88和89之间的结点90同E型MESFET45的栅极相连。
根据本发明的第六实施例，可通过在激活状态改变栅极偏置控制电压Vcontrol3控制增益。例如，当栅极偏置控制电压Vcontrol3的值增加，E型MESFET46的栅极偏置VGB3B增加，E型MESFET46的ON电阻减小。而且，E型MESFET45的漏极电压增加和E型MESFET86的ON电阻减小。流入电阻88和89的电流增加，栅极偏置电压VGB3A增加。这样，输出电平增加。
当栅极偏置控制电压Vcontrol3减小，E型MESFET46的栅极偏置电压VGB3B减小，E型MESFET46的ON电阻增加。而且，E型MESFET45的漏极电压减少，E型MESFET86的ON电阻增加。这样，流入电阻88和89的电流减少，栅极偏置电压VGB3A减少。这样，输出电平减小。
根据以上考虑，本发明的第六实施例决定栅极偏置源电压VGG3的值、E型MESFET46和48的特性和电阻87、88和89的电阻值以便响应栅极偏置控制电压Vcontrol3的变化，E型MESFET45的漏极电压在4V和0V之间变化，栅极偏置电压VGB3A在0.4V由0V间变化。
当图11的放大器电路在非激活状态，栅极偏置控制电压Vcontrol3减小到下限，E型MESFET45的漏极电压和栅极偏置电压VGB3A锁定为0V。这样，即使输入信号IN提供于E型MESFET45，漏极电流不能流入E型MESFET45。
如上所述，根据本发明的第六实施例，仅需要正电压如漏极电压VDD3、栅极偏置源极电压VGG3和栅极偏置控制电压Vcontrol3，不需要任何负电压，因为仅使用E型MESFET。这样，仅需要提供正电源电压，不需负电压源。
而且，在激活状态可通过改变E型MESFET45的漏极电压大大衰减输入信号IN通过改变栅极偏置控制电压Vcontrol3衰减栅极偏置电压VGB3A。在非激活状态，可通过减小栅极偏置控制电压Vcontrol3到下限和锁定E型MESFET45的漏极电压和栅极偏置电压VGB3A到0V阻止漏极电流流入E型MESFET45。这样，不需提供开关元件(开关模式)关闭漏极电压源和漏极电压输入端44之间的漏极电流。这样，能量消耗可减少并且不需要开关元件。
可省略栅极偏置控制电压输入端85和E型MESFET46之间的电阻87。
也可在E型MESFET46的源和E型MESFET45的漏极之间使用电感元件。在这种情况，可阻止E型MESFET45放大的信号通过E型MESFET46泄漏到漏极电压源并有效发送E型MESFET45放大的信号到下一级电路。
也可在上述的电感元件外在E型MESFET46的源极和地之间使用电容元件。这时，除上述电感元件的优点外，另一个优点是低于E型MESFET45放大的信号的频率的信号和从漏极电压源来的噪声可被阻止进入下一级电路。
也可在E型MESFET46的源和E型MESFET45的漏极之间使用一个并联谐振电路。并联谐振电路谐振在E型MESFET45放大的信号频率，阻止不需要的信号被发送到下一级电路。这样，可改善选择性。
现在参考图12描述按照本发明的第七实施例的放大器电路。在图12中，同前面描述的图相同的部分给予相同的参考号码。图12的放大器包含信号输入端92，一个信号输出端93，一个漏极电压输入端94，一个E型MESFET作为一个放大器元件，电容元件96作为直流隔离。正漏极电压VDD5用于漏极电压输入端94。
E型MESFET95的栅极同信号输入端92相连，漏极通过电容元件96同漏极电压输入端94和信号输出端93相连。
图12所示的放大器电路包含一个栅极偏置电路97，提供给E型MESFET95的栅极一个正栅极偏置电压VGB5。电路97包含栅极偏置源电压输入端98，通过它提供一个正栅极偏置源电压VGG5。电路97有一个栅极偏置控制电压输入端99，一个E型MESFET100和电阻101和102。正栅极偏置控制电压Vcontrol4有一个可变电压作为控制信号控制栅极偏置电压VGB5提供给端99。E型MESFET100控制栅极偏置电压VGB5。
本发明的第七实施例是假设栅极偏置控制电压Vcontrol4的栅极偏置控制电压源不能产生0V和电压Vcontrol4的下限的电压，如0.2V。
E型MESFET100的漏极同栅极偏置源极电压输入端98相连，栅极同偏置控制电压输入端99相连。电阻101和102在E型MESFET100的源极和地之间串联。在电阻101和102之间的结点103同E型MESFET95的栅极相连。
根据本发明的第七实施例，可通过在激活状态改变栅极偏置控制电压Vcontrol4控制增益。例如，当栅极偏置控制电压Vcontrol4的值增加，E型MESFET100的ON电阻减小。流入电阻101和102的电流增加。并且，E型MESFET95的栅极偏置电压VGB5增加，输出电平增加。
当栅极偏置控制电压Vcontrol4减小，E型MESFET100的ON电阻增加，流入电阻101和102的电流减少。E型MESFET95的栅极偏置电压VGB5减少，输出电平减小。
根据以上考虑，本发明的第七实施例确定栅极偏置源电压VGG5的值、E型MESFET100的特性和电阻101、102的电阻值以便满足下列条件。栅极偏置控制电压Vcontrol4可在2.5V和0.2V之间变化。当栅极偏置控制电压Vcontrol4等于2.5V，栅极偏置电压VGB5等于0.5V。当栅极偏置控制电压Vcontrol4等于0.2V，栅极偏置电压VGB5接近0V。
当图12所示的放大器电路在非激活状态，栅极偏置控制电压Vcontrol4设为0.2V。这时，栅极偏置电压VGB5可设为接近0V，这样可设流入E型MESFET95中的漏极电流等于或低于10毫安。
为在非激活状态减小流入E型MESFET59中的漏极电流到尽可能小，需要给E型MESFET59的栅极提供比栅极限电压低得多的电压，也就是说，电压尽可能接近于0V。如果不能做到，漏极电流将增加并且能量消耗也将增加。
由于产生栅极偏置源极电压VGG4的栅极偏置源的限制，栅极偏置源极电压VGG4不能减小除非栅极偏置电压VGB4被设为0V。在这种情况，不可能减少能量信号。
按照本发明的第七实施例，即使栅极偏置控制电压Vcontrol4不能被设为0V，栅极偏置电压VGB5可通过设置栅极偏置控制电压Vcontrol4为0.2V接近0V。这样，可设置流入E型MESFET 95的漏极电流等于或低于几十微安，这样减少能量消耗。
发明者发现如图5所示的放大器电路，当流入E型MESFET59的栅极的电流IGG在饱和输出时大约为使用D型MESFET时流入电流的二到三倍。例如，当E型MESFET59是一个3W级晶体管，栅极电流IGG为10-20mA。这样，可能由于电压在栅极电流IGG4流入的电阻63中下降减小了栅极偏置电压VGB4。这时，电流将漂移到输出电平减小的状态。
如果电阻63和64足够小，栅极电流IGG4大也可减小栅极偏置电压VGB4。然而，如果电阻63和64的电阻值太小，由于栅极偏置源电流提供能力不能提供足够的电流到电阻63和64。即使栅极偏置源的电流提供能力增加，电阻63和64中的大电流也需要由栅极偏置电压VGB4提供。这样，不能降低能量消耗。
根据第七实施例，栅极偏置控制电压在非激活状态可被设为等于0.2V，即使电阻101和102的值充分减小以便允许大电流流入并阻止由于电流流入E型MESFET95的栅极产生的栅极偏置电压VGB5减小。这样，流入电阻101和102的电流减小，并且能量消耗减小。
现在考虑图5所示的用于便携电话机的发送电路的功率放大器的放大器电路，控制发送能量的自动能量控制电压Vapc替代栅极偏置源电压VGG4用于栅极偏置源电压输入端62。
通常，自动电源控制电压Vapc可在大约0.2V到2.5V的范围内改变，自动电源控制电流Iapc的上限大约等于5mA。假设当自动电源控制电压Vapc等于2.5V，提供给E型MESFET59的栅极和源的工作电压是0.5V。这时，需要电阻63的电阻值与电阻64的电阻值之比为4∶1。
电阻63和64的电阻值之和的最小值由Vapcmax/Iapcmax确定，等于500欧姆。这样，上述之和变为大于500欧姆，电阻63的电阻值大于400欧姆。
根据上述考虑，当E型MESFET59的栅极和源极电压可容忍的之间的变化值设为例如0.1V，流入E型MESFET59的栅极的电流IGG4由下面确定。由(电阻63的电阻值)×IGG4取得的值小于0.1V。这样，IGG4小于(0.1v/400欧姆)，即0.25mA。按上述，如果流入E型MESFET59的栅极和源极的电流IGG4等于或大于0.5mA，E型MEFSFET59的栅极和源极之间的电压的可容忍变化值超过0.1V。这时，按照本发明的第七实施例的构成是必要的。
本发明的第七实施例仅使用E型MESFET，这样漏极电压VDD5、栅极偏置源电压VGG5和栅极偏置控制电压Vcontrol4是正电压，可由正电源产生。也就是不需要负电源。
在激活状态，可通过改变栅极偏置控制电源Vcontrol4控制增益，这样改变E型MESFET95的栅极偏置电压VGB5。
在非激活状态，可通过减小栅极偏置控制电压Vcontrol4至下限并设置E型MESFET95的栅极偏置电压VGB5接近0V阻止漏极电流流入E型MESFET95。这样，可减少能量消耗而不需任何控制关闭漏极电压源和漏极电压输入端94之间的漏极电流的开关元件(开关模块)。
可省略E型MESFET100的源极和E型MESFET 95的栅极之间的电阻101。
现在描述按照本发明的第八实施例描述多级放大器电路。
图13是根据本发明的第八实施例的多级放大器电路的电路框图，用于便携电话机的发送电路部分的功率放大器。输入信号(高频信号)IN用于信号输入端106。输出信号(高频信号)OUT通过信号输出端OUT输出。电容元件108阻止直流部分直流隔离。有三个放大器电路109、110和111。栅极偏置控制电压产生电路112产生栅极偏置控制电压Vcontrol5提供给放大器电路109、110和111。
电路112如下所示。自动功率控制电压Vzpc用于自动功率控制电压输入端113。电压Vapc作为控制信号自动控制从便携电话机的控制电路部分(未示出)输出信号OUT的输出电平。电路112包含两个电阻114和115将自动功率控制电压Vapc分压。栅极偏置控制电压Vcontrol5在电阻114和115之间的结点116获得。栅极偏置控制电压线117同结点116相连。
放大器电路109如下形成。正漏极电压VDD6用于漏极电压输入端118。E型MESFET119作为放大器元件。E型MESFET120控制E型MESFET119的漏极电压。电容元件121用于隔直流。电感元件122用于E型MESFET120的源极和Z型MESFET119的漏极之间。
E型MESFET119的栅极通过电容元件108同信号输入端106相连，漏极通过电感元件121同E型MESFET120的源极相连并到电容元件121的一端。E型MESFET119的源极接地。E型MESFET120的漏极同漏极电压输入端118相连。
放大器电路109包含栅极偏置电路123，提供正栅极偏置电压VGB6A和VGB6B给E型MESFET119和120的栅极。电路123包含电阻124、125和126，将栅极偏置控制电压Vcontrol5分压。电阻124、125和126在栅极偏置控制电压线117和地之间串联。电阻124和125之间的结点127同E型MESFET120的栅极相连。电阻125和126之间的结点128同E型MESFET119的栅极相连。
放大器电路110构成如下。正漏极电压VDD6用于漏极电压输入端129。E型MESFET130作为放大元件。电容元件131用于隔直流。E型MESFET130的栅极同电容元件121的另一端相连，漏极同漏极电压输入端129和电容元件131的另一端相连。
放大器电路110包含栅极偏置电路132，提供正栅极偏置电压VGB6C给E型MESFET130的栅极。电路132有一个正栅极偏置源电压VGG6提供的栅极偏置源电压输入端。电路132包含一个E型MESFET134，其控制栅极偏置电压VGB6C和电阻135和136。E型MESFET134的漏极同栅极偏置源电压输入端133相连，这样栅极同栅极偏置电压线117通过电阻138相连。电阻138衰减输出到E型MESFET134的栅极的信号以便阻止发生谐振。如果E型MESFET119放大的信号通过电容元件121、电阻135和E型MESFET134的源和栅极反馈到放大器电路109，电路可能发生谐振。
电阻135和136在E型MESFET134和地之间串联。电阻135和136之间的结点同E型MESFET130的栅极相连。
放大器电路111有一个漏极电压输入端139，由正漏极电压VDD6提供，E型MESFET140作为一个放大元件，电容元件141作为隔直流。E型MESFET140的栅极同电容元件131的另一端相连，这样漏极同漏极电压输入端139和信号输出端107通过电容元件141相连。E型MESFET140的源极接地。
放大器电路111包含栅极偏置电路142，其提供正栅极偏置电压VGB6D给E型MESFET140的栅极。电路142包含一个栅极偏置源电压输入端143，由正栅极偏置源电压VGG6提供。电路142包含一个E型MESFET144控制栅极偏置电压VGB6B，和电阻145、146。E型MESFET144的漏极同栅极偏置源极电压输入端143相连，这样栅极同栅极偏置电压线117通过电阻147相连。电阻147衰减输出到E型MESFET134的栅极的信号以便阻止谐振发生。如果E型MESFET130放大的信号通过电容元件131反馈给放大器电路109和110，电阻145和E型MESFET144的源和栅极将谐振。
电阻145和146在E型MESFET144和地之间串联，电阻145和146之间的结点148同E型MESFET140的栅极相连。
需指出第一放大器电路109同本发明的第二实施例有相同的构成，第二和第三级放大器电路110和111有同本发明的第七实施例相同的构成。
根据本发明的第八实施例的多级放大器电路的构成，可提供如自动功率控制电压Vapc必要的电压以获得由便携电话机和地站间的位置关系(距离)决定的发送输出。
图14是一个解释放大器电路109、110和111的输出电平的变化范围图。图14的水平坐标表示放大器电路109、110和111的输出端的位置，垂直坐标表示输出电平。图14中，箭头151指示放大器电路109的输出电平的变化范围。箭头152指示放大器电路10的输出电平的变化范围。箭头153指示放大器111的输出电平的变化范围，即输出信号OUT。
众所周知，如果便携电话机接近地站，除非发送功率按照便携电话机和地站之间距离减小发送功率，否则地站接收的信号将失真。这样，减小发送功率的指令从地站发送到便携电话机。作为响应，自动功率控制电压Vapc改变了。需要发送输出的改变范围等于60dBc。
当第二和第三级放大器电路110和111如图13构成，需要设置第一级放大器电路109的输出电平的变化变范围大到30dBc以便获得60dBc输出信号OUT的改变范围。第一级放大器电路109有同本发明的第二实施例相同的构成。这样，可改变输出电平到大于30dBc并大大衰减输入信号IN。
可使用如图5所示结构的第一级放大器电路109。图5中的放大器电路的输入输出特性如图15所示。在图15，实线155指示E型MESFET59的栅极偏置电压VGB4为0.4V的情况，虚线156指示E型MESFET59的栅极偏置电压VGB4设为0V的情况。从图15的图可见，即使输入电平Pin从饱和电平减小20dBc仍可通过控制栅极偏置电压VGB4使得输出电平Pout的变化范围等于20dBc。这样可大大衰减输入信号IN。
如果输入电平Pin可改变，输出电平Pout的改变范围可设为大于20dBc。实际上，通常需要便携电话机的功率放大器使用固定输入电平Pin以便结构近可能简单并减少生产成本。根据这种考虑，图5中的放大器电路不适合第一级放大器电路109。
如图13所示的多级放大器电路，当便携式电话机正在接收信号或等待接收信号时提供自动功率控制电压Vapc等于0.2V。这样，放大器电路109中的E型MESFET120的栅极偏置电压VGB6B减小，E型MESFET的栅极漏极电压可被设为0V。而且，E型MESFET119的栅极偏置电压VGB6A可被减小到接近0V。这样，漏极电流没有流入E型MESFET119。
放大器电路110的E型MESFET134的栅极电压减小，这样E型MESFET130的栅极偏置电压VGB6C可被设为接近0V。结果可减少流入E型MESFET130的漏极电流到很小。
放大器电路111中的E型MESFET144的栅极电压减小，这样E型MESFET140的栅极偏置电压VGB6D可设为接近0V。因此，可减小流入E型MESFET140的漏极电流到非常小的值。
如上所述，本发明的第八实施例仅使用工作在正电压的E型MESFET，这样仅使用正漏极电压VDD6，正栅极偏置源电压VGG6和正自动功率控制电压Vapc。换言之，本发明的第八实施例不需要任何负电压。这样，可实现费用减小和便携电话机的体积减小。
第一级放大器电路109同本发明第二实施例相同的结构。这样，可使第一级放大器电路109的输出电平的变化范围大于30dBc并且使最后一级放大器电路116输出电平的变化范围大于60dBc。作为结果，可满足便携电话机的发送输出的可变范围。
第二级放大器电路110同图10所示的本发明的第七实施例的结构相同。这样，即使电阻135和136小以便使流入电阻大电流和阻止栅极偏置电压VGB6C通过流入E型MESFET130的栅极被减小也可在接收和等待信号时减小流入电阻135和136电流。这样，可减小功率消耗。
第三级放大器电路111有同本发明的第七实施例相同的结构。这样，可在接收和等待接收信号时减小E型MESFET144中的电阻145和电阻146的电压即使电阻145和146很小以便电阻中流入大电流并阻止由于电流流入E型MESFET140的栅极而使栅极偏置电压VGB6D减小。这样，可减小功率消耗。
在接收或等待信号时，漏极电流不流入E型MESFET119，很小的漏极电流流入E型MESFET130和140。从这点看，功率消耗可减小。另外，不必在接收或等待信号时使用开关模式关闭E型MESFET119、130和140的漏极电流。从这点来看，功率消耗减小和体积减小可实现。
第一级放大器电路109可构成为有同本发明的第一、第二、第三、第四、第五或第六实施例相同的构成。
可省略在自动功率控制电压输入端113和地之间串联的电阻114和115。这时，端113直接同栅极偏置控制电压线117相连。也可省略栅极偏置控制电压线117和E型MESFET120的栅极之间的电阻124。也可省略E型MESFET134和E型MESFET130之间的电阻135和E型MESFET144的源极和E型MESFET140之间的电阻145。
也可省略E型MESFET134的栅极和栅极偏置控制电压线117之间的电阻138和E型MESFET144的栅极和线117之间的电阻144。
本发明使用的MESFET是，例如使用混合半导体元件的MESFET。
本发明不限于特别公开的实施例，可进行不背离本发明的范围的改变和调整。

Claims (40)

1.一种放大器电路，包括：
一个第一增强型FET，有一个栅极，加有输入信号及一个栅极偏置电压，和一个漏极，通过它输出放大的输出信号；以及
一个第二增强型FET，有一个漏极同漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极相连，和一个栅极，加有独立于所述漏极电压源的、用于控制加到第一FET的漏极电压的控制信号，
其中第一FET的栅极偏置电压的增大和降低是由所述控制信号控制，两个增强型FET为串联结构型，栅极由串联电阻分压供电，再由控制电压控制。
2.如权利要求1所述的放大器电路，其中第一FET的栅极偏置电压的增加和降低是受控制的。
3.如权利要求2所述的放大器电路，其中提供给第二FET的栅极的控制信号作为第一FET的栅极偏置电压提供给第一FET的栅极。
4.如权利要求3所述的放大器电路，其中第一FET的栅极偏置电压是通过电阻对控制信号分压得到。
5.如权利要求5所述的放大器电路，其中第二FET的栅极是通过电阻被提供控制信号的。
6.如权利要求4所述的放大器电路，其中第二FET的源极同第一FET的漏极通过电感元件连接。
7.如权利要求6所述的放大器电路，其中第二FET的源极通过电容元件接地。
8.如权利要求1所述的放大器电路，其中第二FET的源极通过并联谐振电路同第一FET的漏极相连，并且该谐振电路谐振在要被第一FET放大的信号的频率。
9.如权利要求2所述的放大器电路，还包括第三增强型FET，它有一个漏极，同第一FET的栅极偏置源相连，一个加有控制信号的栅极，及一个源极，
其中在第三FET的源极获得的源极电压作为第一FET的栅极偏置电压施于第一FET的栅极。
10.如权利要求9所述的放大器电路，其中第一FET的栅极偏置电压是通过电阻对第三FET的源极电压分压得到的。
11.如权利要求10所述的放大器电路，其中第二FET的栅极被通过电阻施加控制信号。
12.如权利要求2所述的放大器电路，还包括第三增强型FET，它有一个漏极，同第一FET的栅极偏置源相连，一个栅极，加有控制信号，和一个源极，
其中在第三FET的源极获得的源极电压施于第一FET的栅极和第二FET的栅极。
13.如权利要求12所述的放大器电路，其中第一FET的栅极偏置电压是通过电阻对第三FET的源极电压分压得到的。
14.如权利要求13所述的放大器电路，其中第三FET的源极电压通过电阻提供给第二FET的栅极。
15.一种放大器电路，包括：
一个第一增强型FET(95)，它有一个栅极，加有输入信号和栅极偏置电压，一个漏极，通过它放大的输出信号被输出，一个从栅极到源极的电流通路被形成；
一个第二增强型FET(100)，有一个漏极，同第一FET的栅极偏置电源相连，一个栅极，加有控制信号，和一个由控制信号控制源极电压输出的源极，源极电压被提供给第一FET的栅极作为栅极偏置电压；和
电阻元件(101)和(102)，串联连接在第二增强型FET的源极和地之间，该两个电阻的结点(103)连接到第一增强型FET的栅极。
16.如权利要求15所述的放大器电路，其中第一FET的栅极由电阻对第二FET的源极电压分压得到电压作为栅极偏置电压。
17.如权利要求1的放大器电路，包括：
一个第一级放大器电路，其包含一个加有输入信号和栅极偏置电压的栅极及一个供放大输出信号输出的漏极的第一增强型FET，和一个第二增强型FET，有一个漏极，同漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极相连，和一个漏极，加有独立于所述漏极电压源的、用于控制加到第一FET的漏极电压的控制信号；以及
一个第二级放大器电路，放大第一级放大器电路的输出信号，
其中第一FET的栅极偏置电压的增大和降低是由所述控制信号控制，两个增强型FET为串联结构型，栅极由串联电阻分压供电，再由控制电压控制。
18.如权利要求17所述的放大器电路，还可包括一个在第一级放大器电路和第二级放大器电路之间的电容元件。
19.如权利要求17所述的放大器电路，其中另一个用于控制第二级放大器电路增益的控制信号被施于第二级放大器电路。
20.如权利要求19所述的放大器电路，其中被加于第二FET的栅极的控制信号和所述的另一控制信号作为一个通用信号被提供。
21.如权利要求20所述的放大器电路，还包括一个在第二FET的栅极和被施加通用信号的第二级放大器电路之间的阻抗元件。
22.如权利要求17所述的放大器电路，还包括一个同第二FET的源极和第一FET的漏极相连的电感元件。
23.如权利要求22所述的放大器电路，还包括一个将第二FET的源极接地的电容元件。
24.如权利要求17所述的放大器电路，还包括一个并联谐振电路，其谐振频率为要被第一FET放大的信号频率，该并联谐振电路连在第二FET的源极和第一FET的漏极之间。
25.如权利要求1的放大器电路，包括：
一个第一级放大器电路，用于放大输入信号，并且包含一个第一增强型FET，有一个栅极，加有输入信号及一个栅极偏置电压，和一个漏极，通过它输出放大的输出信号；以及
一个第二增强型FET，有一个漏极同漏极电压源相连，一个源极同第一FET的漏极相连，和一个栅极，加有独立于所述漏极电压源的、用于控制加到第一FET的漏极电压的控制信号，
其中第一FET的栅极偏置电压的增大和降低是由所述控制信号控制，两个增强型FET为串联结构型，栅极由串联电阻分压供电，再由控制电压控制；
一个第二级放大器电路，用于放大第级放大器电路的输出信号，并且包含一个第一增强型FET，它有一个栅极，被提供了输入信号和栅极偏置电压，和一个供放大的输出信号输出的漏极，一个从栅极指向源极的电流通路被形成，和一个有一个漏极同提供给第一FET的栅极偏置电压源相连的增强型的第二FET，有一个栅极，加有控制信号，一个被控制信号控制的源极电压从其输出的源极，该源极电压作为栅极偏置电压被加于第一FET的栅极；和
电阻元件(101)和(102)，串联连接在第二增强型FET的源极和地之间，该两个电阻的结点(103)连接到第一增强型FET的栅极。
26.如权利要求25所述的放大器电路，第一级放大器电路和第二级放大器电路之间还包括一个电容元件。
27.如权利要求26所述的放大器电路，其中用于控制第二级放大器电路的另一控制信号被加于第二级放大器电路。
28.如权利要求27所述的放大器电路，其中施于第二FET的栅极的控制信号和所述的另一控制信号作为通用信号被提供。
29.如权利要求28所述的放大器电路，还包括一个在第二FET的栅极和施加上通用信号的第二级放大器电路的输入端之间的阻抗元件。
30.一种多级放大器电路，包括：
一个第一级放大器电路，其包含一个第一增强型FET，它有一个加有输入信号和第一栅极偏置电压的栅极，和一个供第一放大的输出信号输出的漏极，和一个增强型的第二FET，有一个漏极同第一漏极电压源相连，一个源极，同第一FET的漏极相连和一个加有控制第一FET的第一漏极电压的控制信号的栅极；和
一个第二级放大器电路，其包含一个第三增强型FET，有一个栅极被提供从第一级放大器电路来的第一放大输出信号和一个第一栅极偏置电压，和一个供第二放大输出信号输出的漏极，一个从该栅极到源极的电流通路被形成，和一个第四增强型FET，有一个漏极同第三FET的第二栅极偏置供电源相连，一个栅极，被提供了第二控制信号，和一个由第二控制信号控制的源极电压输出的源极，源极电压作为第一栅极偏置电压被提供给第一FET的栅极；和
一个第一端同第二FET的源极和第一FET的栅极相连的电阻，其第二端接地。
31.权利要求30所述的多级放大器电路，还包括一个在第一级放大器电路和第二级放大器电路之间的电容元件。
32.如权利要求30所述的多级放大器电路，其中提供给第二FET的栅极的第一控制信号和第二控制信号作为通用信号被提供。
33.权利要求32所述的多级放大器电路，还包括一个在第二FET的栅极和第四FET的栅极之间的阻抗元件。
34.权利要求30所述的多级放大器电路，还包括一个连接第二FET的源极到第一FET的漏极的电感元件。
35.权利要求34所述的多级放大器电路，还包括一个将第二级FET的源极接地的电容元件。
36.如权利要求30所述的多级放大器电路，还包括一个并联谐振电路，其谐振频率为被第一FET放大的信号的频率，该并联谐振电路连接在第二FET的源极和第一FET的漏极之间。
37.如权利要求1或权利要求15所述的放大器电路，其中第一和第二FET是MESFET。
38.权利要求17、25和30任何一个所述的放大器电路，其中第一到第四FET是MESFET。
39.如权利要求1或15所述的放大器电路，其中第一和第二FET是MESFET，使用了混合半导体元件。
40.如权利要求17、25和30任何一个所述的放大器电路，其中第一到第四FET是MESFET，使用了混合半导体元件。
CN97103122A 1996-07-12 1997-03-13 放大器电路和多级放大器电路 Expired - Fee Related CN1090839C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP18291596A JP3508401B2 (ja) 1996-07-12 1996-07-12 増幅回路および多段増幅回路
JP182915/96 1996-07-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1170988A CN1170988A (zh) 1998-01-21
CN1090839C true CN1090839C (zh) 2002-09-11

Family

ID=16126617

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN97103122A Expired - Fee Related CN1090839C (zh) 1996-07-12 1997-03-13 放大器电路和多级放大器电路

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5994963A (zh)
EP (2) EP0818879B1 (zh)
JP (1) JP3508401B2 (zh)
KR (1) KR100302685B1 (zh)
CN (1) CN1090839C (zh)
DE (2) DE69738890D1 (zh)
TW (1) TW325606B (zh)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2763183A1 (fr) * 1997-05-07 1998-11-13 Philips Electronics Nv Dispositif incluant un circuit amplificateur large-bande
JP2000223960A (ja) * 1999-02-01 2000-08-11 Fujitsu Ltd 歪み補償器
US6097253A (en) * 1999-02-12 2000-08-01 Pmc-Sierra Ltd. High speed process-controlled transresistance amplifier
EP1279046B1 (en) * 2000-04-07 2007-04-04 The Chief Controller, Research and Development, Defence Research and Development Organisation of Ministry of Defence Transmit/receiver module for active phased array antenna
US6549071B1 (en) * 2000-09-12 2003-04-15 Silicon Laboratories, Inc. Power amplifier circuitry and method using an inductance coupled to power amplifier switching devices
US6323731B1 (en) * 2000-10-06 2001-11-27 Tropion, Inc. Corp. Variable bias control for switch mode RF amplifier
JP2002151982A (ja) 2000-11-15 2002-05-24 Hitachi Ltd 高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システム
DE10123395A1 (de) * 2001-05-14 2002-11-28 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung mit kaskadierten Feldeffekttransistoren
US6701138B2 (en) 2001-06-11 2004-03-02 Rf Micro Devices, Inc. Power amplifier control
US6647172B2 (en) 2001-06-29 2003-11-11 Lucent Technologies Inc. Imaging technique for use with optical MEMS devices
JP2003037454A (ja) * 2001-07-23 2003-02-07 Hitachi Ltd 高周波電力増幅回路
US6724252B2 (en) * 2002-02-21 2004-04-20 Rf Micro Devices, Inc. Switched gain amplifier circuit
US6701134B1 (en) 2002-11-05 2004-03-02 Rf Micro Devices, Inc. Increased dynamic range for power amplifiers used with polar modulation
US7177370B2 (en) 2003-12-17 2007-02-13 Triquint Semiconductor, Inc. Method and architecture for dual-mode linear and saturated power amplifier operation
US7109791B1 (en) 2004-07-09 2006-09-19 Rf Micro Devices, Inc. Tailored collector voltage to minimize variation in AM to PM distortion in a power amplifier
JP4583967B2 (ja) * 2005-02-23 2010-11-17 パナソニック株式会社 高周波電力増幅器及びその出力電力調整方法
JP4650026B2 (ja) * 2005-03-01 2011-03-16 日本電気株式会社 電力増幅器
US7336127B2 (en) * 2005-06-10 2008-02-26 Rf Micro Devices, Inc. Doherty amplifier configuration for a collector controlled power amplifier
US7330071B1 (en) 2005-10-19 2008-02-12 Rf Micro Devices, Inc. High efficiency radio frequency power amplifier having an extended dynamic range
EP2045915A1 (en) * 2007-10-03 2009-04-08 Seiko Epson Corporation Low noise amplifier and mixer front-end circuit and method for gain control
FR2942681B1 (fr) * 2009-02-27 2011-05-13 Commissariat Energie Atomique Dispositif resonant micrometrique ou nanometrique a transistors
US8666339B2 (en) * 2012-03-29 2014-03-04 Triquint Semiconductor, Inc. Radio frequency power amplifier with low dynamic error vector magnitude
DE102015107655B4 (de) * 2015-05-15 2019-06-13 Brandenburgische Technische Universität Cottbus-Senftenberg Elektrischer Signalstärker, Schaltkreisanordnung sowie Verfahren zum Verstärken eines elektrischen Signals
CN110365207B (zh) * 2018-04-10 2020-10-09 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 放大电路
US10769511B2 (en) * 2019-01-03 2020-09-08 Wiliot, Ltd Low energy transmitter
WO2023150714A2 (en) * 2022-02-04 2023-08-10 ChargeStar, Inc. High voltage multipliers

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0696845A2 (en) * 1994-08-08 1996-02-14 Oki Electric Industry Co., Ltd. Variable resistor and gain control circuit and integrated circuit having the variable resistor

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4015219A (en) * 1974-01-16 1977-03-29 Hitachi, Ltd. Electronic circuit using field effect transistor with compensation means
US3913026A (en) * 1974-04-08 1975-10-14 Bulova Watch Co Inc Mos transistor gain block
US4255716A (en) * 1977-09-10 1981-03-10 Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha Automatic gain control circuit
FR2558659B1 (fr) * 1984-01-20 1986-04-25 Thomson Csf Circuit de polarisation d'un transistor a effet de champ
US4672327A (en) * 1986-03-10 1987-06-09 Rca Corporation Self-biasing for enhancement-mode field effect transistors
US4701646A (en) * 1986-11-18 1987-10-20 Northern Telecom Limited Direct coupled FET logic using a photodiode for biasing or level-shifting
FR2623951B1 (fr) * 1987-11-27 1990-03-09 Thomson Hybrides Microondes Amplificateur lineaire hyperfrequence a tres large bande passante
DE3814041A1 (de) * 1988-04-26 1989-11-09 Standard Elektrik Lorenz Ag Steuerbarer wechselspannungsverstaerker
TW198152B (zh) * 1990-10-18 1993-01-11 Hitachi Seisakusyo Kk
JPH05267585A (ja) * 1992-03-19 1993-10-15 Mitsubishi Electric Corp 増幅器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0696845A2 (en) * 1994-08-08 1996-02-14 Oki Electric Industry Co., Ltd. Variable resistor and gain control circuit and integrated circuit having the variable resistor

Also Published As

Publication number Publication date
EP0818879A3 (en) 1999-04-07
DE69738890D1 (de) 2008-09-18
DE69726058T2 (de) 2004-08-26
DE69726058D1 (de) 2003-12-18
JP3508401B2 (ja) 2004-03-22
EP1387486A2 (en) 2004-02-04
JPH1028020A (ja) 1998-01-27
CN1170988A (zh) 1998-01-21
EP1387486B1 (en) 2008-08-06
KR980012845A (ko) 1998-04-30
EP0818879B1 (en) 2003-11-12
KR100302685B1 (ko) 2001-09-22
TW325606B (en) 1998-01-21
EP0818879A2 (en) 1998-01-14
US5994963A (en) 1999-11-30
EP1387486A3 (en) 2005-11-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1090839C (zh) 放大器电路和多级放大器电路
CN1134901C (zh) 高频放大器、发射装置、接收装置及控制放大器状态的方法
CN1280981C (zh) 功率放大器、功率放大方法和无线电通信装置
CN1309166C (zh) 高频开关装置和半导体装置
CN1610251A (zh) 高频功率放大器电路与用于高频功率放大器的电子部件
CN1268055C (zh) 能抑制接收频带的噪声功率且进行增益切换的功率放大器
CN1249918C (zh) 射频可变增益放大器件
CN1187890C (zh) 半导体放大器电路与系统
CN1692551A (zh) 差动放大器及运算放大器
CN1263228C (zh) 高频开关、高频开关·放大电路及移动体通信终端
CN1543079A (zh) 具有降低功耗的低噪音抑制变换器
CN1508982A (zh) 无线通信设备、无线通信方法、天线设备以及第一双工器
CN1643799A (zh) 低功耗高线性接收机的直接转换
CN1941639A (zh) 发射装置和用于阻抗匹配的方法
CN1692560A (zh) 发送机
CN1649254A (zh) 传输电路
CN1645746A (zh) 数据转换器和数据转换方法以及使用它们的发射机电路、通信装置和电子装置
CN1977446A (zh) 双向频率变换器以及使用它的无线器
CN1960171A (zh) 丁类放大器和使用它的红外线数据接收装置
CN1585263A (zh) 高频可变增益放大器件、控制器件及变频器件和通讯器件
CN1642001A (zh) D类放大器
CN1255939C (zh) 高频半导体器件
CN1665133A (zh) 发送电路、通信机器、音频机器、影像机器、及发送方法
CN1229911C (zh) 可变增益型差动放大电路以及乘法电路
CN1674453A (zh) 开关装置、可切换的功率放大装置以及使用其的移动通信终端装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: GR

Ref document number: 1038249

Country of ref document: HK

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20020911

Termination date: 20160313

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee