JP2002151982A - 高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システム - Google Patents
高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システムInfo
- Publication number
- JP2002151982A JP2002151982A JP2000347853A JP2000347853A JP2002151982A JP 2002151982 A JP2002151982 A JP 2002151982A JP 2000347853 A JP2000347853 A JP 2000347853A JP 2000347853 A JP2000347853 A JP 2000347853A JP 2002151982 A JP2002151982 A JP 2002151982A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- circuit
- output
- frequency power
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 62
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 26
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 78
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 78
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 claims 1
- 208000024891 symptom Diseases 0.000 claims 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 24
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 17
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 4
- 241001125929 Trisopterus luscus Species 0.000 description 2
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 125000005842 heteroatom Chemical group 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 229910000679 solder Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
- H03F1/0272—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A by using a signal derived from the output signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0233—Continuous control by using a signal derived from the output signal, e.g. bootstrapping the voltage supply
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 基地局からのパワーコントロール信号を使用
せずパワー制御する。 【解決手段】 送信用の高周波電力増幅回路と、高周波
電力増幅回路の出力を検出する検出手段と、検出手段に
よって得た情報を用いて高周波電力増幅回路の出力を制
御する自動出力制御回路とを有する無線通信機であっ
て、高周波電力増幅回路は、入力端子と出力端子との間
に接続された複数個の増幅段を有する増幅系と、各増幅
段のトランジスタにバイアスを供給するバイアス回路と
を有し、最終増幅段を除く増幅段にバイアスを供給する
バイアス回路は、複数の抵抗素子で構成され、入力され
るパワー制御信号を複数の抵抗により分圧して形成した
分圧電圧を増幅段の制御端子に供給し、バイアス電圧が
ローパワーモード用の線形特性を示し、最終増幅段にバ
イアスを供給するバイアス回路はバイアス電圧がハイパ
ワーモード用の非線形特性を示す回路を示すものとな
る。
せずパワー制御する。 【解決手段】 送信用の高周波電力増幅回路と、高周波
電力増幅回路の出力を検出する検出手段と、検出手段に
よって得た情報を用いて高周波電力増幅回路の出力を制
御する自動出力制御回路とを有する無線通信機であっ
て、高周波電力増幅回路は、入力端子と出力端子との間
に接続された複数個の増幅段を有する増幅系と、各増幅
段のトランジスタにバイアスを供給するバイアス回路と
を有し、最終増幅段を除く増幅段にバイアスを供給する
バイアス回路は、複数の抵抗素子で構成され、入力され
るパワー制御信号を複数の抵抗により分圧して形成した
分圧電圧を増幅段の制御端子に供給し、バイアス電圧が
ローパワーモード用の線形特性を示し、最終増幅段にバ
イアスを供給するバイアス回路はバイアス電圧がハイパ
ワーモード用の非線形特性を示す回路を示すものとな
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波電力増幅回路
（高周波回路モジュール）及びその高周波回路モジュー
ルを組み込んだ無線通信機並びに無線通信システムに関
し、特に高周波電力増幅器（パワーアンプ）の出力を高
精度に制御して安定した出力で通信する無線通信技術に
適用して有効な技術に関する。
（高周波回路モジュール）及びその高周波回路モジュー
ルを組み込んだ無線通信機並びに無線通信システムに関
し、特に高周波電力増幅器（パワーアンプ）の出力を高
精度に制御して安定した出力で通信する無線通信技術に
適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話，携帯電話機等の無線通信機
（移動通信機）の送信機の送信側出力段には、ＭＯＳＦ
ＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Trans
istor）やＧａＡｓ−ＭＥＳ（Metal Semiconductor）Ｆ
ＥＴ等を多段に組み込んだ増幅器（パワーアンプ）が組
み込まれている。
（移動通信機）の送信機の送信側出力段には、ＭＯＳＦ
ＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Trans
istor）やＧａＡｓ−ＭＥＳ（Metal Semiconductor）Ｆ
ＥＴ等を多段に組み込んだ増幅器（パワーアンプ）が組
み込まれている。
【０００３】一般に、携帯電話機（携帯端末）では使用
環境に合わせて基地局からのパワーコントロール信号に
よって周囲環境に適応するように出力を変えて通話を行
い、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないような
システムが構築されている。
環境に合わせて基地局からのパワーコントロール信号に
よって周囲環境に適応するように出力を変えて通話を行
い、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないような
システムが構築されている。
【０００４】高周波電力増幅器（高周波パワーアンプ）
については、日経ＢＰ社発行「日経エレクトロニクス」
1997年１月27日号、P115〜P126に記載されている。この
文献には、北米の９００ＭＨｚ帯のセルラ方式携帯電話
の標準方式や欧州のＧＳＭ（Global System for Mobile
Communications）方式について記載されている。
については、日経ＢＰ社発行「日経エレクトロニクス」
1997年１月27日号、P115〜P126に記載されている。この
文献には、北米の９００ＭＨｚ帯のセルラ方式携帯電話
の標準方式や欧州のＧＳＭ（Global System for Mobile
Communications）方式について記載されている。
【０００５】また、日立評論社発行「日立評論」Vol.7
9,No.11(1997)、Ｐ63〜Ｐ68には「ディジタルセルラ規
格“ＧＳＭ／ＥＧＳＭ”用高周波部アナログ信号処理Ｉ
Ｃ」について記載されている。この文献には方向性結合
器（カップラ）によるパワー検出信号によってパワーア
ンプモジュールを制御するブロック図が開示されてい
る。
9,No.11(1997)、Ｐ63〜Ｐ68には「ディジタルセルラ規
格“ＧＳＭ／ＥＧＳＭ”用高周波部アナログ信号処理Ｉ
Ｃ」について記載されている。この文献には方向性結合
器（カップラ）によるパワー検出信号によってパワーア
ンプモジュールを制御するブロック図が開示されてい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】デジタル携帯電話シス
テム（セルラ電話システム）では、図１７に示すよう
に、他との混信を避けるため、基地局１のアンテナ２か
ら移動端末（携帯電話機）３のアンテナ４に向かって、
発信パワーを交信に必要な最小限の出力となるようにパ
ワーコントロール信号が送られる。このパワーコントロ
ール信号は、ハイレベルパワー信号５やローレベルパワ
ー信号６で構成される。
テム（セルラ電話システム）では、図１７に示すよう
に、他との混信を避けるため、基地局１のアンテナ２か
ら移動端末（携帯電話機）３のアンテナ４に向かって、
発信パワーを交信に必要な最小限の出力となるようにパ
ワーコントロール信号が送られる。このパワーコントロ
ール信号は、ハイレベルパワー信号５やローレベルパワ
ー信号６で構成される。
【０００７】移動端末では、上記コントロール信号に基
づいて動作する自動出力制御（ＡＰＣ：Automatic Powe
r Control）回路によって、送信側出力段の高周波パワ
ーアンプの制御端子に印加するパワー制御信号Ｖapcを
変化させて出力（パワー）を調整している。
づいて動作する自動出力制御（ＡＰＣ：Automatic Powe
r Control）回路によって、送信側出力段の高周波パワ
ーアンプの制御端子に印加するパワー制御信号Ｖapcを
変化させて出力（パワー）を調整している。
【０００８】携帯電話機は高出力利得、高効率と同時に
低出力時の消費電流の低減が望まれている。しかし、全
ての出力レベル範囲に亘ってこれらを満足することは難
しい。このため、現在は高周波パワーアンプの特性を外
部制御部により出力レベル２９ｄＢｍ付近を境にしてロ
ーパワーモードとハイパワーモードに切替え、低出力時
の消費電流低減と効率の向上を実現している。
低出力時の消費電流の低減が望まれている。しかし、全
ての出力レベル範囲に亘ってこれらを満足することは難
しい。このため、現在は高周波パワーアンプの特性を外
部制御部により出力レベル２９ｄＢｍ付近を境にしてロ
ーパワーモードとハイパワーモードに切替え、低出力時
の消費電流低減と効率の向上を実現している。
【０００９】図１８及び図１９は３個のトランジスタ
（ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor Field Ef
fect Transistor）を順次従属接続した３段増幅構成の
高周波パワーアンプを示す回路図である。各増幅段を構
成するトランジスタ、即ち、初段トランジスタ（１stＴ
ｒ），２段トランジスタ（２ndＴｒ）及び３段トランジ
スタ（３rdＴｒ）はいずれもＮチャンネルトランジスタ
（ＮＭＯＳ）で構成される。
（ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor Field Ef
fect Transistor）を順次従属接続した３段増幅構成の
高周波パワーアンプを示す回路図である。各増幅段を構
成するトランジスタ、即ち、初段トランジスタ（１stＴ
ｒ），２段トランジスタ（２ndＴｒ）及び３段トランジ
スタ（３rdＴｒ）はいずれもＮチャンネルトランジスタ
（ＮＭＯＳ）で構成される。
【００１０】高周波入力信号ＲＦinが供給される入力端
子１０は接合容量（容量素子）Ｃ１０を介して１stＴｒ
のゲート端子に接続され、１stＴｒの出力端子となるド
レイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１１を介して２nd
Ｔｒのゲート端子に接続され、２ndＴｒの出力端子とな
るドレイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１２を介して
３rdＴｒ（最終段トランジスタ）のゲート端子に接続さ
れ、３rdＴｒのドレイン端子は出力端子１１に接続さ
れ、出力端子１１から高周波出力信号ＲＦoutを出力す
る構成になっている。
子１０は接合容量（容量素子）Ｃ１０を介して１stＴｒ
のゲート端子に接続され、１stＴｒの出力端子となるド
レイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１１を介して２nd
Ｔｒのゲート端子に接続され、２ndＴｒの出力端子とな
るドレイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１２を介して
３rdＴｒ（最終段トランジスタ）のゲート端子に接続さ
れ、３rdＴｒのドレイン端子は出力端子１１に接続さ
れ、出力端子１１から高周波出力信号ＲＦoutを出力す
る構成になっている。
【００１１】パワー制御信号Ｖapcはコントロール端子
１２から各段のトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３
rdＴｒ）の制御端子となるゲート端子に供給される。各
トランジスタのゲート端子に印加されるバイアス電圧
は、１stＴｒではパワー制御信号電圧Ｖapcを抵抗（抵
抗素子）Ｒ１と抵抗（抵抗素子）Ｒ２の分圧比によって
得た分圧電圧を印加し、２ndＴｒではパワー制御信号電
圧Ｖapcを抵抗（抵抗素子）Ｒ３と抵抗（抵抗素子）Ｒ
４の分圧比によって得た分圧電圧を印加する。
１２から各段のトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３
rdＴｒ）の制御端子となるゲート端子に供給される。各
トランジスタのゲート端子に印加されるバイアス電圧
は、１stＴｒではパワー制御信号電圧Ｖapcを抵抗（抵
抗素子）Ｒ１と抵抗（抵抗素子）Ｒ２の分圧比によって
得た分圧電圧を印加し、２ndＴｒではパワー制御信号電
圧Ｖapcを抵抗（抵抗素子）Ｒ３と抵抗（抵抗素子）Ｒ
４の分圧比によって得た分圧電圧を印加する。
【００１２】３rdＴｒでは、パワー制御信号電圧Ｖapc
を抵抗（抵抗素子）Ｒ５（例えば、１０ｋΩ）と抵抗
（抵抗素子）Ｒ６（例えば、３０ｋΩ）の分圧比によっ
て得た電圧を印加するが、二つのトランジスタＱ１１，
Ｑ１２を組み込んでさらに制御する回路構成になってい
る。スイッチトランジスタとなるトランジスタＱ１１は
ソース端子がグランドに接地され、ドレイン端子が上記
抵抗Ｒ６に接続される。トランジスタＱ１２はゲート端
子がトランジスタＱ１１のドレイン端子に接続され、ド
レイン端子が３rdＴｒのゲート端子に接続され、ソース
端子がグランド（ＧＮＤ）に接地される。
を抵抗（抵抗素子）Ｒ５（例えば、１０ｋΩ）と抵抗
（抵抗素子）Ｒ６（例えば、３０ｋΩ）の分圧比によっ
て得た電圧を印加するが、二つのトランジスタＱ１１，
Ｑ１２を組み込んでさらに制御する回路構成になってい
る。スイッチトランジスタとなるトランジスタＱ１１は
ソース端子がグランドに接地され、ドレイン端子が上記
抵抗Ｒ６に接続される。トランジスタＱ１２はゲート端
子がトランジスタＱ１１のドレイン端子に接続され、ド
レイン端子が３rdＴｒのゲート端子に接続され、ソース
端子がグランド（ＧＮＤ）に接地される。
【００１３】各段のトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴ
ｒ，３rdＴｒ）のドレイン端子は第１基準電圧端子（電
源電圧端子）１３に接続され、電源電圧Ｖddが供給され
るようになっている。
ｒ，３rdＴｒ）のドレイン端子は第１基準電圧端子（電
源電圧端子）１３に接続され、電源電圧Ｖddが供給され
るようになっている。
【００１４】そして、基地局１からハイレベルパワー信
号（Ｈレベル）が送られてくると、このハイレベルパワ
ー信号によってトランジスタＱ１１が動作し、トランジ
スタＱ１２のゲート端子はグランド電位になるため、図
３に示すように非線形特性となるＶg3high-mode特性を
示す。
号（Ｈレベル）が送られてくると、このハイレベルパワ
ー信号によってトランジスタＱ１１が動作し、トランジ
スタＱ１２のゲート端子はグランド電位になるため、図
３に示すように非線形特性となるＶg3high-mode特性を
示す。
【００１５】これに対して、基地局１からローレベルパ
ワー信号（Ｌレベル）が送られてくると、このローレベ
ルパワー信号によってトランジスタＱ１１は動作しない
ため、トランジスタＱ１２のゲート端子は抵抗Ｒ５と抵
抗Ｒ６の分圧点の電位となり、トランジスタＱ１２はＯ
Ｎする。この結果、３rdＴｒゲート電位は、図３に示す
ように、飽和形の特性（非線形特性）となるＶg3low-mo
de特性を示す。
ワー信号（Ｌレベル）が送られてくると、このローレベ
ルパワー信号によってトランジスタＱ１１は動作しない
ため、トランジスタＱ１２のゲート端子は抵抗Ｒ５と抵
抗Ｒ６の分圧点の電位となり、トランジスタＱ１２はＯ
Ｎする。この結果、３rdＴｒゲート電位は、図３に示す
ように、飽和形の特性（非線形特性）となるＶg3low-mo
de特性を示す。
【００１６】図３の特性図において、領域Ａはローレベ
ルパワー信号６に基づくローパワーモード時の電位領域
であり、領域Ｂはハイレベルパワー信号５に基づくハイ
パワーモード時の電位領域である。
ルパワー信号６に基づくローパワーモード時の電位領域
であり、領域Ｂはハイレベルパワー信号５に基づくハイ
パワーモード時の電位領域である。
【００１７】そこで、本発明者は、高周波パワーレベル
が２９ｄＢｍ近辺となる部分、即ち、パワー制御信号Ｖ
apcが１．２５Ｖ程度の部分で３rdＴｒゲート電圧がＶg
3low-mode（ローパワーモード）からＶg3high-mode（ハ
イパワーモード）に移行するような特性をバイアス回路
で形成することを思い立ち本発明をなした。
が２９ｄＢｍ近辺となる部分、即ち、パワー制御信号Ｖ
apcが１．２５Ｖ程度の部分で３rdＴｒゲート電圧がＶg
3low-mode（ローパワーモード）からＶg3high-mode（ハ
イパワーモード）に移行するような特性をバイアス回路
で形成することを思い立ち本発明をなした。
【００１８】本発明の目的は、基地局から送られて来る
パワーコントロール信号を使用することなくハイパワー
モードとローパワーモードの制御が自動的に行える高周
波電力増幅回路及び無線通信機を提供することにある。
パワーコントロール信号を使用することなくハイパワー
モードとローパワーモードの制御が自動的に行える高周
波電力増幅回路及び無線通信機を提供することにある。
【００１９】本発明の他の目的は、出力特性を高精度に
制御することができる高周波電力増幅回路を提供するこ
とにある。
制御することができる高周波電力増幅回路を提供するこ
とにある。
【００２０】本発明の他の目的は、出力特性を高精度に
制御し、安定した通信を行うことができる無線通信機を
提供することにある。
制御し、安定した通信を行うことができる無線通信機を
提供することにある。
【００２１】本発明の前記ならびにそのほかの目的と新
規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきら
かになるであろう。
規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきら
かになるであろう。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。
【００２３】（１）送信用の高周波電力増幅回路と、上
記高周波電力増幅回路の出力を検出する検出手段と、上
記検出手段によって得た情報を用いて上記高周波電力増
幅回路の出力を制御する出力制御回路（自動出力制御回
路）とを有する無線通信機であって、上記高周波電力増
幅回路は、入力端子と出力端子との間に接続された複数
個の増幅段を有する増幅系と、上記各増幅段のトランジ
スタにバイアスを供給するバイアス回路とを有し、上記
複数個の増幅段のうち上記出力端子に結合されている第
１増幅段（最終増幅段）を除く増幅段にバイアスを供給
するバイアス回路は、複数の抵抗素子で構成され、入力
されるパワー制御信号を複数の抵抗素子により分圧して
形成した分圧電圧を増幅段の制御端子に供給し、バイア
ス電圧がローパワーモード用の線形特性を示し、上記第
１増幅段（最終増幅段）にバイアスを供給するバイアス
回路はバイアス電圧がハイパワーモード用の非線形特性
を示す回路を示すものとなる。
記高周波電力増幅回路の出力を検出する検出手段と、上
記検出手段によって得た情報を用いて上記高周波電力増
幅回路の出力を制御する出力制御回路（自動出力制御回
路）とを有する無線通信機であって、上記高周波電力増
幅回路は、入力端子と出力端子との間に接続された複数
個の増幅段を有する増幅系と、上記各増幅段のトランジ
スタにバイアスを供給するバイアス回路とを有し、上記
複数個の増幅段のうち上記出力端子に結合されている第
１増幅段（最終増幅段）を除く増幅段にバイアスを供給
するバイアス回路は、複数の抵抗素子で構成され、入力
されるパワー制御信号を複数の抵抗素子により分圧して
形成した分圧電圧を増幅段の制御端子に供給し、バイア
ス電圧がローパワーモード用の線形特性を示し、上記第
１増幅段（最終増幅段）にバイアスを供給するバイアス
回路はバイアス電圧がハイパワーモード用の非線形特性
を示す回路を示すものとなる。
【００２４】上記最終増幅段のバイアス回路は、上記パ
ワー制御信号における電圧を分圧して形成した分圧電圧
を上記最終増幅段の制御端子に供給する分圧回路と、制
御端子が上記分圧回路の分圧点に接続され、第２端子が
グランドに接続され、第１端子が上記分圧点よりも電位
が低くなる側に設けられた上記抵抗素子に接続される制
御トランジスタからなる。
ワー制御信号における電圧を分圧して形成した分圧電圧
を上記最終増幅段の制御端子に供給する分圧回路と、制
御端子が上記分圧回路の分圧点に接続され、第２端子が
グランドに接続され、第１端子が上記分圧点よりも電位
が低くなる側に設けられた上記抵抗素子に接続される制
御トランジスタからなる。
【００２５】基地局を介して無線通信機間で無線通信を
行う無線通信システムであって、上記基地局は上記各無
線通信機にパワーコントロール信号を送信する設備を持
たず、上記各無線通信機は上記パワーコントロール信号
によることなくパワーモードを制御するパワーモード制
御手段を有している。パワーモード制御手段は、上記高
周波電力増幅回路の上記最終増幅段に供給するバイアス
回路によって構成されている。
行う無線通信システムであって、上記基地局は上記各無
線通信機にパワーコントロール信号を送信する設備を持
たず、上記各無線通信機は上記パワーコントロール信号
によることなくパワーモードを制御するパワーモード制
御手段を有している。パワーモード制御手段は、上記高
周波電力増幅回路の上記最終増幅段に供給するバイアス
回路によって構成されている。
【００２６】即ち、上記無線通信機は送信用の高周波電
力増幅回路と、上記高周波電力増幅回路の出力を検出す
る検出手段と、上記検出手段によって得た情報を用いて
上記高周波電力増幅回路の出力を制御する自動出力制御
回路とを有し、上記高周波電力増幅回路は、入力端子
と、出力端子と、パワー制御信号を受けるコントロール
端子と、上記入力端子と上記出力端子との間に接続され
た複数個の増幅段を有する増幅系と、上記コントロール
端子に接続され、上記コントロール端子に供給されるパ
ワー制御信号に対して非線形特性を示すバイアスを上記
最終増幅段に供給するバイアス回路を有し、上記最終増
幅段に供給するバイアス回路によって上記パワーモード
制御手段が構成されている。
力増幅回路と、上記高周波電力増幅回路の出力を検出す
る検出手段と、上記検出手段によって得た情報を用いて
上記高周波電力増幅回路の出力を制御する自動出力制御
回路とを有し、上記高周波電力増幅回路は、入力端子
と、出力端子と、パワー制御信号を受けるコントロール
端子と、上記入力端子と上記出力端子との間に接続され
た複数個の増幅段を有する増幅系と、上記コントロール
端子に接続され、上記コントロール端子に供給されるパ
ワー制御信号に対して非線形特性を示すバイアスを上記
最終増幅段に供給するバイアス回路を有し、上記最終増
幅段に供給するバイアス回路によって上記パワーモード
制御手段が構成されている。
【００２７】（２）上記（１）の構成において、最終増
幅段のバイアス回路は、上記パワー制御信号電圧を複数
の抵抗素子により分圧して形成した分圧電圧を上記最終
増幅段の制御端子に供給する分圧回路と、制御端子が上
記分圧回路の分圧点に接続され、第２端子がグランドに
接続され、第１端子が上記分圧点よりも電位が低くなる
側に設けられた上記抵抗素子に接続される制御トランジ
スタと、上記最終増幅段のトランジスタの制御端子に制
御端子が接続され、第１端子からカレントセンス電圧を
出力するカレントセンス用トランジスタとからなってい
る。
幅段のバイアス回路は、上記パワー制御信号電圧を複数
の抵抗素子により分圧して形成した分圧電圧を上記最終
増幅段の制御端子に供給する分圧回路と、制御端子が上
記分圧回路の分圧点に接続され、第２端子がグランドに
接続され、第１端子が上記分圧点よりも電位が低くなる
側に設けられた上記抵抗素子に接続される制御トランジ
スタと、上記最終増幅段のトランジスタの制御端子に制
御端子が接続され、第１端子からカレントセンス電圧を
出力するカレントセンス用トランジスタとからなってい
る。
【００２８】前記（１）の手段によれば、（ａ）高周波
電力増幅回路においては、最終増幅段のバイアス回路の
パワー制御信号Ｖapcに対する３rdＴｒゲート電圧が
１．２５Ｖ付近で非線形から線形特性に変化する。これ
は、あたかも基地局からパワーコントロール信号を受け
てローパワーモードからハイパワーモードに出力が切り
替わるのと同様な作用となる。
電力増幅回路においては、最終増幅段のバイアス回路の
パワー制御信号Ｖapcに対する３rdＴｒゲート電圧が
１．２５Ｖ付近で非線形から線形特性に変化する。これ
は、あたかも基地局からパワーコントロール信号を受け
てローパワーモードからハイパワーモードに出力が切り
替わるのと同様な作用となる。
【００２９】（ｂ）上記（ａ）から、基地局から受ける
パワーコントロール信号の処理部が不要となり、無線通
信機における部品点数の削減が可能になる。
パワーコントロール信号の処理部が不要となり、無線通
信機における部品点数の削減が可能になる。
【００３０】（ｃ）従来の高周波電力増幅回路では、高
周波電力増幅回路を構成する半導体チップにおいて、パ
ワーモード切り替えスイッチ部は、高周波電力増幅回路
を構成する半導体チップにモノリシックに形成されてい
るが、本発明の高周波電力増幅回路ではパワーコントロ
ール信号（パワーモード制御信号）の受入れが不要にな
ることから、半導体チップ上のスイッチトランジスタと
その入力信号用端子（パッド）が不要となり、半導体チ
ップのチップ面積の削減が可能となる。
周波電力増幅回路を構成する半導体チップにおいて、パ
ワーモード切り替えスイッチ部は、高周波電力増幅回路
を構成する半導体チップにモノリシックに形成されてい
るが、本発明の高周波電力増幅回路ではパワーコントロ
ール信号（パワーモード制御信号）の受入れが不要にな
ることから、半導体チップ上のスイッチトランジスタと
その入力信号用端子（パッド）が不要となり、半導体チ
ップのチップ面積の削減が可能となる。
【００３１】（ｄ）上記（ｃ）により、半導体チップの
チップ面積の削減が可能となることから、半導体チップ
の小型化が達成できる。
チップ面積の削減が可能となることから、半導体チップ
の小型化が達成できる。
【００３２】（ｅ）上記（ｄ）により、高周波電力増幅
回路を構成する半導体チップの小型化が達成できること
から、一枚の半導体基板（ウエハ）から取得する半導体
チップ数の数量の増大を図ることができ、歩留りの向上
が図れるとともに、半導体チップの低コスト化が達成で
きる。
回路を構成する半導体チップの小型化が達成できること
から、一枚の半導体基板（ウエハ）から取得する半導体
チップ数の数量の増大を図ることができ、歩留りの向上
が図れるとともに、半導体チップの低コスト化が達成で
きる。
【００３３】（ｆ）パワーモード切り替えが不要となる
ことから、無線通信システムにおいて、全ての携帯電話
機をパワーモード切り替え不要型とすることにより、基
地局にはパワーコントロール信号を送信する設備が不要
となり、基地局側の負担が軽減できる。
ことから、無線通信システムにおいて、全ての携帯電話
機をパワーモード切り替え不要型とすることにより、基
地局にはパワーコントロール信号を送信する設備が不要
となり、基地局側の負担が軽減できる。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、発明の実施の形態を
説明するための全図において、同一機能を有するものは
同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
施の形態を詳細に説明する。なお、発明の実施の形態を
説明するための全図において、同一機能を有するものは
同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
【００３５】（実施形態１）図１乃至図７は本発明の一
実施形態（実施形態１）である高周波電力増幅回路（高
周波回路モジュール）及び無線通信機に係わる図であ
る。高周波回路モジュールとは、本明細書では少なくと
も高周波電力増幅器（高周波パワーアンプ：ＰＡ）を含
むモジュールである。
実施形態（実施形態１）である高周波電力増幅回路（高
周波回路モジュール）及び無線通信機に係わる図であ
る。高周波回路モジュールとは、本明細書では少なくと
も高周波電力増幅器（高周波パワーアンプ：ＰＡ）を含
むモジュールである。
【００３６】高周波回路モジュール（高周波電力増幅回
路）は、図示はしないが、配線基板の上面にキャップが
重ねられ、外観的には偏平な矩形体構造になっている。
また、配線基板の下面から側面に亘って外部電極端子が
それぞれ設けられ、表面実装型となっている。外部電極
端子は、入力端子，出力端子，コントロール端子，第１
基準電圧端子（電源電圧端子），第２基準電圧端子（グ
ランド：ＧＮＤ）等からなる。上記配線基板には、トラ
ンジスタ等を形成した半導体チップ，チップ抵抗（抵抗
素子）及びチップコンデンサ（容量素子）等が搭載さ
れ、所定の電極と配線はソルダーまたはワイヤで接続さ
れている。
路）は、図示はしないが、配線基板の上面にキャップが
重ねられ、外観的には偏平な矩形体構造になっている。
また、配線基板の下面から側面に亘って外部電極端子が
それぞれ設けられ、表面実装型となっている。外部電極
端子は、入力端子，出力端子，コントロール端子，第１
基準電圧端子（電源電圧端子），第２基準電圧端子（グ
ランド：ＧＮＤ）等からなる。上記配線基板には、トラ
ンジスタ等を形成した半導体チップ，チップ抵抗（抵抗
素子）及びチップコンデンサ（容量素子）等が搭載さ
れ、所定の電極と配線はソルダーまたはワイヤで接続さ
れている。
【００３７】また、高周波回路モジュールは単一の増幅
系を有する構成または複数の通信システムに対応できる
ように複数の増幅系を組み込んだ構成になっている。複
数の増幅系を有する構成あるいは機能を追加した構成で
は、外部電極端子の種類は当然にして増大する。このよ
うな高周波回路モジュールは無線通信機、例えば携帯電
話機（携帯端末：移動端末）に組み込まれてセルラ電話
システムで使用される。
系を有する構成または複数の通信システムに対応できる
ように複数の増幅系を組み込んだ構成になっている。複
数の増幅系を有する構成あるいは機能を追加した構成で
は、外部電極端子の種類は当然にして増大する。このよ
うな高周波回路モジュールは無線通信機、例えば携帯電
話機（携帯端末：移動端末）に組み込まれてセルラ電話
システムで使用される。
【００３８】図１は本発明に係わる高周波電力増幅回路
の等価回路図である。本実施形態１の高周波電力増幅回
路２０は、３個のトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を順次
従属接続した３段増幅構成の高周波パワーアンプとなっ
ている。各増幅段を構成するトランジスタ、即ち、初段
トランジスタ（１stＴｒ），２段トランジスタ（２ndＴ
ｒ）及び３段トランジスタ（３rdＴｒ）はいずれもＮチ
ャンネルトランジスタ（ＮＭＯＳ）で構成されている。
の等価回路図である。本実施形態１の高周波電力増幅回
路２０は、３個のトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を順次
従属接続した３段増幅構成の高周波パワーアンプとなっ
ている。各増幅段を構成するトランジスタ、即ち、初段
トランジスタ（１stＴｒ），２段トランジスタ（２ndＴ
ｒ）及び３段トランジスタ（３rdＴｒ）はいずれもＮチ
ャンネルトランジスタ（ＮＭＯＳ）で構成されている。
【００３９】高周波入力信号ＲＦinが供給される入力端
子１０は接合容量（容量素子）Ｃ１０を介して１stＴｒ
のゲート端子に接続され、１stＴｒの出力端子となるド
レイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１１を介して２nd
Ｔｒのゲート端子に接続され、２ndＴｒの出力端子とな
るドレイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１２を介して
３rdＴｒ（最終段トランジスタ）のゲート端子に接続さ
れ、３rdＴｒのドレイン端子は出力端子１１に接続さ
れ、出力端子１１から高周波出力信号ＲＦoutを出力す
る構成になっている。
子１０は接合容量（容量素子）Ｃ１０を介して１stＴｒ
のゲート端子に接続され、１stＴｒの出力端子となるド
レイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１１を介して２nd
Ｔｒのゲート端子に接続され、２ndＴｒの出力端子とな
るドレイン端子は接合容量（容量素子）Ｃ１２を介して
３rdＴｒ（最終段トランジスタ）のゲート端子に接続さ
れ、３rdＴｒのドレイン端子は出力端子１１に接続さ
れ、出力端子１１から高周波出力信号ＲＦoutを出力す
る構成になっている。
【００４０】パワー制御信号Ｖapcはコントロール端子
１２から各段のトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３
rdＴｒ）の制御端子となるゲート端子に供給される。各
トランジスタのゲート端子に印加されるバイアス電圧
は、１stＴｒではパワー制御信号電圧Ｖapcを抵抗（抵
抗素子）Ｒ１と抵抗（抵抗素子）Ｒ２の分圧比によって
得た分圧電圧を印加し、２ndＴｒではパワー制御信号電
圧Ｖapcを抵抗（抵抗素子）Ｒ３と抵抗（抵抗素子）Ｒ
４の分圧比によって得た分圧電圧を印加する。
１２から各段のトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３
rdＴｒ）の制御端子となるゲート端子に供給される。各
トランジスタのゲート端子に印加されるバイアス電圧
は、１stＴｒではパワー制御信号電圧Ｖapcを抵抗（抵
抗素子）Ｒ１と抵抗（抵抗素子）Ｒ２の分圧比によって
得た分圧電圧を印加し、２ndＴｒではパワー制御信号電
圧Ｖapcを抵抗（抵抗素子）Ｒ３と抵抗（抵抗素子）Ｒ
４の分圧比によって得た分圧電圧を印加する。
【００４１】３rdＴｒでは、パワー制御信号電圧Ｖapc
を抵抗（抵抗素子）Ｒ７（例えば、８ｋΩ）と抵抗（抵
抗素子）Ｒ８（例えば、１５ｋΩ）の分圧比によって得
た分圧電圧を印加するが、トランジスタＱ１５を組み込
んでさらに制御する回路構成になっている。トランジス
タＱ１５はゲート端子（制御端子）が抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ
８の分圧点と接続され、ドレイン端子（第１端子）が抵
抗Ｒ８に接続され、ソース端子（第２端子）がグランド
（ＧＮＤ）に接続されている。
を抵抗（抵抗素子）Ｒ７（例えば、８ｋΩ）と抵抗（抵
抗素子）Ｒ８（例えば、１５ｋΩ）の分圧比によって得
た分圧電圧を印加するが、トランジスタＱ１５を組み込
んでさらに制御する回路構成になっている。トランジス
タＱ１５はゲート端子（制御端子）が抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ
８の分圧点と接続され、ドレイン端子（第１端子）が抵
抗Ｒ８に接続され、ソース端子（第２端子）がグランド
（ＧＮＤ）に接続されている。
【００４２】各段のトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴ
ｒ，３rdＴｒ）のドレイン端子は第１基準電圧端子（電
源電圧端子）１３に接続され、電源電圧Ｖddが供給され
るようになっている。
ｒ，３rdＴｒ）のドレイン端子は第１基準電圧端子（電
源電圧端子）１３に接続され、電源電圧Ｖddが供給され
るようになっている。
【００４３】このような高周波電力増幅回路２０は、図
２のグラフに示すように、パワー制御信号Ｖapcが１．
１Ｖ程度までは３rdＴｒゲート電圧はＶg3low-mode特性
と同じ特性を示すが、１．１Ｖ程度から３rdＴｒゲート
電圧の増加傾向が大きくなり、１．２５Ｖ程度からゲー
ト電圧は所定電圧低いがＶg3high-mode特性に類似する
特性を示す。
２のグラフに示すように、パワー制御信号Ｖapcが１．
１Ｖ程度までは３rdＴｒゲート電圧はＶg3low-mode特性
と同じ特性を示すが、１．１Ｖ程度から３rdＴｒゲート
電圧の増加傾向が大きくなり、１．２５Ｖ程度からゲー
ト電圧は所定電圧低いがＶg3high-mode特性に類似する
特性を示す。
【００４４】図２の領域Ａは、基地局から移動端末に向
けて送られるパワーコントロール信号によって選択され
るローパワーモードでのゲート電圧状態を示すものであ
るが、本実施形態１の高周波電力増幅回路２０では、基
地局から移動端末に向けて送られるパワーコントロール
信号がなくても、バイアス回路によってローパワーモー
ド時の出力を出せることになる。このことは領域Ｂのハ
イパワーモード域においても同様であり、基地局から移
動端末に向けて送られるパワーコントロール信号がなく
ても、バイアス回路によってハイパワーモード時の出力
を出せることになる。
けて送られるパワーコントロール信号によって選択され
るローパワーモードでのゲート電圧状態を示すものであ
るが、本実施形態１の高周波電力増幅回路２０では、基
地局から移動端末に向けて送られるパワーコントロール
信号がなくても、バイアス回路によってローパワーモー
ド時の出力を出せることになる。このことは領域Ｂのハ
イパワーモード域においても同様であり、基地局から移
動端末に向けて送られるパワーコントロール信号がなく
ても、バイアス回路によってハイパワーモード時の出力
を出せることになる。
【００４５】図３は３rdＴｒの電流〔Ａ〕とパワー制御
信号Ｖapc〔Ｖ〕との相関を示すグラフ、図４はパワー
制御信号Ｖapc〔Ｖ〕と高周波電力増幅回路２０の出力
〔ｄＢｍ〕と相関を示すグラフ、図５は高周波電力増幅
回路２０の出力〔Ｐout：ｄＢｍ〕と効率〔％〕との相
関を示すグラフである。
信号Ｖapc〔Ｖ〕との相関を示すグラフ、図４はパワー
制御信号Ｖapc〔Ｖ〕と高周波電力増幅回路２０の出力
〔ｄＢｍ〕と相関を示すグラフ、図５は高周波電力増幅
回路２０の出力〔Ｐout：ｄＢｍ〕と効率〔％〕との相
関を示すグラフである。
【００４６】図４に示すように、０ｄＢｍ出力のときの
Ｖapcは１Ｖ程度になる。Ｖapcが１Ｖのときのハイモー
ド時の３rdＴｒ電流は、図３に示すように、２５０ｍＡ
程度であるが、本発明による高周波電力増幅回路では１
００ｍＡ程度と大幅に低下し、消費電流の低減を図るこ
とができる。
Ｖapcは１Ｖ程度になる。Ｖapcが１Ｖのときのハイモー
ド時の３rdＴｒ電流は、図３に示すように、２５０ｍＡ
程度であるが、本発明による高周波電力増幅回路では１
００ｍＡ程度と大幅に低下し、消費電流の低減を図るこ
とができる。
【００４７】図２のグラフではＡ領域の特性（３rdＴｒ
電流）は、本発明の場合ではＶg3high-modeよりも低い
が、図４に示すように、パワーには悪い影響がなく、パ
ワーはＨigh-mode（Ｖg3high-mode）と略同じ程度にな
る。効率は、図５に示すように、Ｈigh-modeよりも高く
なる。
電流）は、本発明の場合ではＶg3high-modeよりも低い
が、図４に示すように、パワーには悪い影響がなく、パ
ワーはＨigh-mode（Ｖg3high-mode）と略同じ程度にな
る。効率は、図５に示すように、Ｈigh-modeよりも高く
なる。
【００４８】図６は本実施形態１のようなパワーモード
制御手段を有し、かつ増幅系を二つ有するデュアルバン
ド用高周波電力増幅回路２０ａを組み込んだ携帯電話機
（移動端末）の一部のブロック図である。図６のブロッ
ク図はベースバンド信号処理部からアンテナまでの部分
を示す図である。
制御手段を有し、かつ増幅系を二つ有するデュアルバン
ド用高周波電力増幅回路２０ａを組み込んだ携帯電話機
（移動端末）の一部のブロック図である。図６のブロッ
ク図はベースバンド信号処理部からアンテナまでの部分
を示す図である。
【００４９】図６において、デュアルバンド用高周波電
力増幅回路２０ａの外部電極端子は図示しないが、送信
系ｄの入力端子，出力端子及び増幅系ｊの３段の増幅段
ｊ１，ｊ２，ｊ３の出力コントロールを行うためのパワ
ー制御信号Ｖapcを供給するコントロール端子を有す
る。また、外部電極端子として送信系ｅの入力端子，出
力端子及び増幅系ｋの３段の増幅段ｋ１，ｋ２，ｋ３の
出力コントロールを行うためのパワー制御信号Ｖapcを
供給するコントロール端子を有する。また、両増幅系
ｊ，ｋの共通外部電極端子として電源電圧端子とグラン
ド端子を有する。
力増幅回路２０ａの外部電極端子は図示しないが、送信
系ｄの入力端子，出力端子及び増幅系ｊの３段の増幅段
ｊ１，ｊ２，ｊ３の出力コントロールを行うためのパワ
ー制御信号Ｖapcを供給するコントロール端子を有す
る。また、外部電極端子として送信系ｅの入力端子，出
力端子及び増幅系ｋの３段の増幅段ｋ１，ｋ２，ｋ３の
出力コントロールを行うためのパワー制御信号Ｖapcを
供給するコントロール端子を有する。また、両増幅系
ｊ，ｋの共通外部電極端子として電源電圧端子とグラン
ド端子を有する。
【００５０】増幅段ｊ１，ｊ２，ｊ３及び増幅段ｋ１，
ｋ２，ｋ３はそれぞれトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴ
ｒ，３rdＴｒ）で構成されている。そして、増幅系ｊ，
ｋはそれぞれ図１に示す回路構成になっている。
ｋ２，ｋ３はそれぞれトランジスタ（１stＴｒ，２ndＴ
ｒ，３rdＴｒ）で構成されている。そして、増幅系ｊ，
ｋはそれぞれ図１に示す回路構成になっている。
【００５１】携帯電話機３は、図６に示すように、ベー
スバンド信号処理部２５を有する。ベースバンド信号処
理部２５には高周波信号処理部２６が接続されている。
また、アンテナ４はデュプレクサ（duplexer）３５に接
続されている。そして、ベースバンド信号処理部２５と
デュプレクサ３５との間に２系統の通信系（送信系ｄと
受信系ｆ、送信系ｅと受信系ｇ）を有し、二つの通信シ
ステム（デュアルバンド通信方式）に使用できるもので
ある。
スバンド信号処理部２５を有する。ベースバンド信号処
理部２５には高周波信号処理部２６が接続されている。
また、アンテナ４はデュプレクサ（duplexer）３５に接
続されている。そして、ベースバンド信号処理部２５と
デュプレクサ３５との間に２系統の通信系（送信系ｄと
受信系ｆ、送信系ｅと受信系ｇ）を有し、二つの通信シ
ステム（デュアルバンド通信方式）に使用できるもので
ある。
【００５２】一方の通信システムは送信系ｄと受信系ｆ
で構成される。送信系ｄは高周波信号処理部２６に接続
されるデュアルバンド用高周波電力増幅回路２０ａの増
幅系ｊ（増幅段ｊ１，ｊ２，ｊ３）、増幅系ｊに接続さ
れるフィルタ２８ｄ、フィルタ２８ｄとデュプレクサ３
５との間に接続配置されるスイッチ２９ｄを有する。ま
た、増幅系ｊの出力を検出するために、検出手段として
カップラ２７ｄが増幅系ｊの出力側の線路に設けられて
いる。このカップラ２７ｄの出力は自動出力制御回路
（ＡＰＣ）３０ｄに入力される。また、このＡＰＣ３０
ｄにはベースバンド信号処理部２５から基準信号が入力
されるようになっている。そして、比較によって得られ
た出力が増幅系ｊの各増幅段ｊ１，ｊ２，ｊ３のトラン
ジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３rdＴｒ）のゲート端子
（制御端子）に供給されるようになっている。
で構成される。送信系ｄは高周波信号処理部２６に接続
されるデュアルバンド用高周波電力増幅回路２０ａの増
幅系ｊ（増幅段ｊ１，ｊ２，ｊ３）、増幅系ｊに接続さ
れるフィルタ２８ｄ、フィルタ２８ｄとデュプレクサ３
５との間に接続配置されるスイッチ２９ｄを有する。ま
た、増幅系ｊの出力を検出するために、検出手段として
カップラ２７ｄが増幅系ｊの出力側の線路に設けられて
いる。このカップラ２７ｄの出力は自動出力制御回路
（ＡＰＣ）３０ｄに入力される。また、このＡＰＣ３０
ｄにはベースバンド信号処理部２５から基準信号が入力
されるようになっている。そして、比較によって得られ
た出力が増幅系ｊの各増幅段ｊ１，ｊ２，ｊ３のトラン
ジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３rdＴｒ）のゲート端子
（制御端子）に供給されるようになっている。
【００５３】受信系ｆはスイッチ２９ｄに接続されるフ
ィルタ３１ｆと、このフィルタ３１ｆに接続され高周波
信号処理部２６に出力する低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２
ｆを有する。
ィルタ３１ｆと、このフィルタ３１ｆに接続され高周波
信号処理部２６に出力する低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２
ｆを有する。
【００５４】他方の通信システムは送信系ｅと受信系ｇ
で構成される。送信系ｅは高周波信号処理部２６に接続
されるデュアルバンド用高周波電力増幅回路２０ａの増
幅系ｋ（増幅段ｋ１，ｋ２，ｋ３）、増幅系ｋに接続さ
れるフィルタ２８ｅ、フィルタ２８ｅとデュプレクサ３
５との間に接続配置されるスイッチ２９ｅを有する。ま
た、増幅系ｋの出力を検出するために、検出手段として
カップラ２７ｅが増幅系ｋの出力側の線路に設けられて
いる。このカップラ２７ｅの出力は自動出力制御回路
（ＡＰＣ）３０ｅに入力される。また、このＡＰＣ３０
ｅにはベースバンド信号処理部２５から基準信号が入力
されるようになっている。そして、比較によって得られ
た出力が増幅系ｋの各増幅段ｋ１，ｋ２，ｋ３のトラン
ジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３rdＴｒ）のゲート端子
（制御端子）に供給されるようになっている。
で構成される。送信系ｅは高周波信号処理部２６に接続
されるデュアルバンド用高周波電力増幅回路２０ａの増
幅系ｋ（増幅段ｋ１，ｋ２，ｋ３）、増幅系ｋに接続さ
れるフィルタ２８ｅ、フィルタ２８ｅとデュプレクサ３
５との間に接続配置されるスイッチ２９ｅを有する。ま
た、増幅系ｋの出力を検出するために、検出手段として
カップラ２７ｅが増幅系ｋの出力側の線路に設けられて
いる。このカップラ２７ｅの出力は自動出力制御回路
（ＡＰＣ）３０ｅに入力される。また、このＡＰＣ３０
ｅにはベースバンド信号処理部２５から基準信号が入力
されるようになっている。そして、比較によって得られ
た出力が増幅系ｋの各増幅段ｋ１，ｋ２，ｋ３のトラン
ジスタ（１stＴｒ，２ndＴｒ，３rdＴｒ）のゲート端子
（制御端子）に供給されるようになっている。
【００５５】受信系ｇはスイッチ２９ｅに接続されるフ
ィルタ３１ｇと、このフィルタ３１ｇに接続され高周波
信号処理部２６に出力する低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２
ｇを有する。
ィルタ３１ｇと、このフィルタ３１ｇに接続され高周波
信号処理部２６に出力する低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２
ｇを有する。
【００５６】デュプレクサ３５による切り替えによって
二つの通信システムのうち一方、または他方の通信シス
テムが選択されて通信が行われる。また、それぞれの通
信システムにおいては、送信受信切替スイッチ信号によ
ってスイッチ２９ｄまたはスイッチ２９ｅが動作して、
送信または受信が選択される。
二つの通信システムのうち一方、または他方の通信シス
テムが選択されて通信が行われる。また、それぞれの通
信システムにおいては、送信受信切替スイッチ信号によ
ってスイッチ２９ｄまたはスイッチ２９ｅが動作して、
送信または受信が選択される。
【００５７】このような携帯電話機では、基地局からの
パワーコントロール信号を使用しなくても、バイアス回
路によって、例えば、２９ｄＢｍ付近を境として大きい
領域（領域Ｂ）では出力パワーはハイパワーモードとな
り、小さい領域（領域Ａ）では出力パワーはローパワー
モードとなる。
パワーコントロール信号を使用しなくても、バイアス回
路によって、例えば、２９ｄＢｍ付近を境として大きい
領域（領域Ｂ）では出力パワーはハイパワーモードとな
り、小さい領域（領域Ａ）では出力パワーはローパワー
モードとなる。
【００５８】従って、特に図示して説明はしないが、基
地局を介して無線通信機間で無線通信を行う無線通信シ
ステムにおいて、各携帯電話機に上記のようなパワーモ
ードを制御するパワーモード制御手段を設けておけば、
基地局は各無線通信機にパワーコントロール信号を送信
する設備を設けなくてもよいことになり、基地局の設備
の軽減が図れることになる。
地局を介して無線通信機間で無線通信を行う無線通信シ
ステムにおいて、各携帯電話機に上記のようなパワーモ
ードを制御するパワーモード制御手段を設けておけば、
基地局は各無線通信機にパワーコントロール信号を送信
する設備を設けなくてもよいことになり、基地局の設備
の軽減が図れることになる。
【００５９】本実施形態１によれば以下の効果を有す
る。
る。
【００６０】（１）高周波電力増幅回路２０において
は、最終増幅段を構成するトランジスタのバイアス回路
のパワー制御信号Ｖapcに対する３rdＴｒゲート電圧が
１．２５Ｖ付近で非線形から線形特性に変化する。これ
は、あたかも基地局からパワーコントロール信号を受け
てローパワーモードからハイパワーモードに出力が切り
替わるのと同様な作用となる。
は、最終増幅段を構成するトランジスタのバイアス回路
のパワー制御信号Ｖapcに対する３rdＴｒゲート電圧が
１．２５Ｖ付近で非線形から線形特性に変化する。これ
は、あたかも基地局からパワーコントロール信号を受け
てローパワーモードからハイパワーモードに出力が切り
替わるのと同様な作用となる。
【００６１】（２）上記（１）から、携帯電話機（無線
通信機）においては、基地局から受けるパワーコントロ
ール信号の処理部が不要となり、携帯電話機における部
品点数の削減が可能になる。従って、携帯電話機の小型
化が図れるとともに、コストの低減が達成できる。
通信機）においては、基地局から受けるパワーコントロ
ール信号の処理部が不要となり、携帯電話機における部
品点数の削減が可能になる。従って、携帯電話機の小型
化が図れるとともに、コストの低減が達成できる。
【００６２】（３）従来の高周波電力増幅回路では、高
周波電力増幅回路を構成する半導体チップにおいて、パ
ワーモード切り替えスイッチ部は、高周波電力増幅回路
を構成する半導体チップにモノリシックに形成されてい
るが、本発明の高周波電力増幅回路ではパワーコントロ
ール信号（パワーモード制御信号）の受入れが不要にな
ることから、半導体チップ上のスイッチトランジスタと
その入力信号用端子（パッド）が不要となり、半導体チ
ップのチップ面積の削減が可能となる。
周波電力増幅回路を構成する半導体チップにおいて、パ
ワーモード切り替えスイッチ部は、高周波電力増幅回路
を構成する半導体チップにモノリシックに形成されてい
るが、本発明の高周波電力増幅回路ではパワーコントロ
ール信号（パワーモード制御信号）の受入れが不要にな
ることから、半導体チップ上のスイッチトランジスタと
その入力信号用端子（パッド）が不要となり、半導体チ
ップのチップ面積の削減が可能となる。
【００６３】（４）上記（３）により、半導体チップの
チップ面積の削減が可能となることから、半導体チップ
の小型化が達成できる。
チップ面積の削減が可能となることから、半導体チップ
の小型化が達成できる。
【００６４】（５）上記（４）により、高周波電力増幅
回路を構成する半導体チップの小型化が達成できること
から、一枚の半導体基板（ウエハ）から取得する半導体
チップ数の数量の増大を図ることができ、歩留りの向上
が図れるとともに、半導体チップの低コスト化が達成で
きる。
回路を構成する半導体チップの小型化が達成できること
から、一枚の半導体基板（ウエハ）から取得する半導体
チップ数の数量の増大を図ることができ、歩留りの向上
が図れるとともに、半導体チップの低コスト化が達成で
きる。
【００６５】（６）パワーモード切り替えが不要となる
ことから、無線通信システムにおいて、全ての携帯電話
機をパワーモード切り替え不要型とすることにより、基
地局にはパワーコントロール信号を送信する設備が不要
となり、基地局側の負担が軽減できる。
ことから、無線通信システムにおいて、全ての携帯電話
機をパワーモード切り替え不要型とすることにより、基
地局にはパワーコントロール信号を送信する設備が不要
となり、基地局側の負担が軽減できる。
【００６６】（実施形態２）図７及び図８は本発明の他
の実施形態（実施形態２）に係わる図である。本実施形
態２は、実施形態１において、高周波電力増幅回路の出
力を検出する検出手段がカップラと異なる検出手段とな
っている点が異なる。即ち、本実施形態２では、高周波
電力増幅回路（高周波回路モジュール）については、実
施形態１と同様の回路構成からなる高周波電力増幅回路
２０ｂにカレントセンス回路４０を設けた点が異なる。
の実施形態（実施形態２）に係わる図である。本実施形
態２は、実施形態１において、高周波電力増幅回路の出
力を検出する検出手段がカップラと異なる検出手段とな
っている点が異なる。即ち、本実施形態２では、高周波
電力増幅回路（高周波回路モジュール）については、実
施形態１と同様の回路構成からなる高周波電力増幅回路
２０ｂにカレントセンス回路４０を設けた点が異なる。
【００６７】カレントセンス回路４０は、最終段トラン
ジスタ（３rdＴｒ）と、この３rdＴｒを形成する半導体
チップにモノリシックに形成するカレントセンス用トラ
ンジスタＱ１７とによって構成されている。即ち、カレ
ントセンス用トランジスタＱ１７のゲート端子は３rdＴ
ｒのゲート端子に接続され、ソース端子はグランドに接
地され、ドレイン端子は検出電流を高周波電力増幅回路
の外部電極端子に出力する構成になっている。また、カ
レントセンス用トランジスタＱ１７は３rdＴｒの１／Ｎ
の大きさになっている。従って、カレントセンス用トラ
ンジスタＱ１７には３rdＴｒと相関のとれたドレイン電
流が流れる。
ジスタ（３rdＴｒ）と、この３rdＴｒを形成する半導体
チップにモノリシックに形成するカレントセンス用トラ
ンジスタＱ１７とによって構成されている。即ち、カレ
ントセンス用トランジスタＱ１７のゲート端子は３rdＴ
ｒのゲート端子に接続され、ソース端子はグランドに接
地され、ドレイン端子は検出電流を高周波電力増幅回路
の外部電極端子に出力する構成になっている。また、カ
レントセンス用トランジスタＱ１７は３rdＴｒの１／Ｎ
の大きさになっている。従って、カレントセンス用トラ
ンジスタＱ１７には３rdＴｒと相関のとれたドレイン電
流が流れる。
【００６８】携帯電話機では、図７に示すように、自動
出力制御回路（ＡＰＣ）３０を有している。本実施形態
２では電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路４５を設
け、このＩ−Ｖ変換回路４５の出力信号をＡＰＣ３０に
入力し、ＡＰＣ３０に入力されるパワー指定信号との差
分をパワー制御信号Ｖapcと出力するようになってい
る。
出力制御回路（ＡＰＣ）３０を有している。本実施形態
２では電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路４５を設
け、このＩ−Ｖ変換回路４５の出力信号をＡＰＣ３０に
入力し、ＡＰＣ３０に入力されるパワー指定信号との差
分をパワー制御信号Ｖapcと出力するようになってい
る。
【００６９】Ｉ−Ｖ変換回路４５はドレイン端子がいず
れも電源電圧Ｖddに接続され、ゲート端子同士が相互に
接続されたカレントミラー構成の二つのＰＭＯＳからな
るトランジスタＱ２１，Ｑ２２と、抵抗（抵抗素子）Ｒ
１５とによって構成されている。トランジスタＱ２２の
ドレイン端子はカレントセンス用トランジスタＱ１７の
ドレイン端子に接続されている。トランジスタＱ２１の
ドレイン端子はトランジスタＱ２１のゲート端子に接続
されるとともに、ＡＰＣ３０に接続されている。また、
トランジスタＱ２１のドレイン端子は抵抗Ｒ１５を介し
てグランドに接続されている。
れも電源電圧Ｖddに接続され、ゲート端子同士が相互に
接続されたカレントミラー構成の二つのＰＭＯＳからな
るトランジスタＱ２１，Ｑ２２と、抵抗（抵抗素子）Ｒ
１５とによって構成されている。トランジスタＱ２２の
ドレイン端子はカレントセンス用トランジスタＱ１７の
ドレイン端子に接続されている。トランジスタＱ２１の
ドレイン端子はトランジスタＱ２１のゲート端子に接続
されるとともに、ＡＰＣ３０に接続されている。また、
トランジスタＱ２１のドレイン端子は抵抗Ｒ１５を介し
てグランドに接続されている。
【００７０】この結果、３rdＴｒにＤＣ信号（バイアス
電圧）とＡＣ信号が掛かると、カレントセンス用トラン
ジスタＱ１７のゲート端子にも電圧が掛かり、カレント
センス用トランジスタＱ１７に３rdＴｒに対応したドレ
イン電流が流れる。このドレイン電流はＩ−Ｖ変換回路
４５の抵抗Ｒ１５によって電圧に変換されてＡＰＣ３０
にフィードバックされる。
電圧）とＡＣ信号が掛かると、カレントセンス用トラン
ジスタＱ１７のゲート端子にも電圧が掛かり、カレント
センス用トランジスタＱ１７に３rdＴｒに対応したドレ
イン電流が流れる。このドレイン電流はＩ−Ｖ変換回路
４５の抵抗Ｒ１５によって電圧に変換されてＡＰＣ３０
にフィードバックされる。
【００７１】従って、３rdＴｒの電流変化に対応するパ
ワー制御信号ＶapcがＡＰＣ３０から出力され、高周波
電力増幅回路を構成する各増幅段のトランジスタが制御
され、実施形態１の場合と同様に図２に示すような本発
明による特性を得ることができる。
ワー制御信号ＶapcがＡＰＣ３０から出力され、高周波
電力増幅回路を構成する各増幅段のトランジスタが制御
され、実施形態１の場合と同様に図２に示すような本発
明による特性を得ることができる。
【００７２】図８は本実施形態２によるデュアルバンド
用の携帯電話機の一部を示すブロック図である。図８の
ブロック図は図６のブロック図において、カップラが不
要になり、高周波電力増幅回路２０ｂの各増幅系ｊ，ｋ
が直接フィルタ２８ｄ，２８ｅに接続される構成になる
とともに、増幅系ｊ，ｋの最終増幅段ｊ３，ｋ３のトラ
ンジスタ３rdＴｒのゲート端子にゲート端子が接続され
るカレントセンス用トランジスタＱ１７ｊ，Ｑ１７ｋの
ドレイン電流が電圧に変換されてＡＰＣ３０ｄ，３０ｅ
にフィードバックされる点が異なる。
用の携帯電話機の一部を示すブロック図である。図８の
ブロック図は図６のブロック図において、カップラが不
要になり、高周波電力増幅回路２０ｂの各増幅系ｊ，ｋ
が直接フィルタ２８ｄ，２８ｅに接続される構成になる
とともに、増幅系ｊ，ｋの最終増幅段ｊ３，ｋ３のトラ
ンジスタ３rdＴｒのゲート端子にゲート端子が接続され
るカレントセンス用トランジスタＱ１７ｊ，Ｑ１７ｋの
ドレイン電流が電圧に変換されてＡＰＣ３０ｄ，３０ｅ
にフィードバックされる点が異なる。
【００７３】このような携帯電話機３によれば、基地局
から送られてくるパワーコントロール信号を使用しなく
ても、自動的にパワーコントロールができ、消費電力を
節約しつつ良好な通話ができるようになる。
から送られてくるパワーコントロール信号を使用しなく
ても、自動的にパワーコントロールができ、消費電力を
節約しつつ良好な通話ができるようになる。
【００７４】ここでカレントセンス方式について検討し
た結果について、図９〜図１５を参照しながら説明す
る。図９（ａ），（ｂ）は検波器の数の違いによる３rd
Ｔｒの出力（パワー）と検波電流との相関を示す特性図
である。図９（ａ）は、検波器を二つ用意して、パワー
に応じて検波器を選択して使用する例である。これに対
して、図９（ｂ）は一つの検波器で３rdＴｒのパワーを
検出する例である。
た結果について、図９〜図１５を参照しながら説明す
る。図９（ａ），（ｂ）は検波器の数の違いによる３rd
Ｔｒの出力（パワー）と検波電流との相関を示す特性図
である。図９（ａ）は、検波器を二つ用意して、パワー
に応じて検波器を選択して使用する例である。これに対
して、図９（ｂ）は一つの検波器で３rdＴｒのパワーを
検出する例である。
【００７５】検波器を二つ用意して、パワーに対応して
検波器を使用する構成では、電流変化ΔＩの変化率が大
きく、検波電流を高精度に検出することができる。
検波器を使用する構成では、電流変化ΔＩの変化率が大
きく、検波電流を高精度に検出することができる。
【００７６】本発明によるパワーモード制御手段を有す
る携帯電話機では、図１０に示すように、検波器が二つ
の場合を合わせた特性になっている。検波感度的には、
小パワー時検波器が二つある場合に及ばないが、検波感
度が急激には低下せず実用可能な範囲である。従って、
パワーにより検波器を切り替える必要はなくなる。
る携帯電話機では、図１０に示すように、検波器が二つ
の場合を合わせた特性になっている。検波感度的には、
小パワー時検波器が二つある場合に及ばないが、検波感
度が急激には低下せず実用可能な範囲である。従って、
パワーにより検波器を切り替える必要はなくなる。
【００７７】ばらつきについて考察してみると、ばらつ
きが関係してくるのは、ハイパワーモード及びローパワ
ーモードがある場合と、本発明による自動切替時を比較
した時である。ハイパワーモード時は、図１１に示すよ
うに、ゲート電位はＶapc電位を抵抗分割したものが加
わっているため、温度等により閾電圧値Ｖthが変化する
と、それがそのままドレイン電流Ｉｄの変化になり検波
電流も同様に変化する。パワー大時はトランジスタ（３
rdＴｒ）が飽和しているため、図１２に示すように、検
波電流変動が小さくなる。ローパワーモード時は、図１
３に示すように、３rdＴｒ及びトランジスタＱ１５並び
にカレントセンス用トランジスタＱ１７はカレントミラ
ー回路を構成するので、３rdＴｒのドレイン電流Ｉｄ及
びカレントセンス用トランジスタＱ１７のドレイン電流
Ｉsence共、温度変化によるＶthばらつきの影響は、図
１４に示すように小さい。
きが関係してくるのは、ハイパワーモード及びローパワ
ーモードがある場合と、本発明による自動切替時を比較
した時である。ハイパワーモード時は、図１１に示すよ
うに、ゲート電位はＶapc電位を抵抗分割したものが加
わっているため、温度等により閾電圧値Ｖthが変化する
と、それがそのままドレイン電流Ｉｄの変化になり検波
電流も同様に変化する。パワー大時はトランジスタ（３
rdＴｒ）が飽和しているため、図１２に示すように、検
波電流変動が小さくなる。ローパワーモード時は、図１
３に示すように、３rdＴｒ及びトランジスタＱ１５並び
にカレントセンス用トランジスタＱ１７はカレントミラ
ー回路を構成するので、３rdＴｒのドレイン電流Ｉｄ及
びカレントセンス用トランジスタＱ１７のドレイン電流
Ｉsence共、温度変化によるＶthばらつきの影響は、図
１４に示すように小さい。
【００７８】図１４はローパワーモード時のパワーと検
波電流との相関を示すものである。特性曲線は平行な２
本の線で示してあるが、これは変動は零ではないので微
小間隔の２本の線で示してある。
波電流との相関を示すものである。特性曲線は平行な２
本の線で示してあるが、これは変動は零ではないので微
小間隔の２本の線で示してある。
【００７９】本発明による自動切替の場合の検波電流変
動は、図１５に示すような特性を示す。この特性図にお
いても、変動は零ではないことから２本線で示してあ
る。
動は、図１５に示すような特性を示す。この特性図にお
いても、変動は零ではないことから２本線で示してあ
る。
【００８０】以上のことから、検波感度においては、本
発明のように自動切替構成にすると、検波感度が急激に
低下しないため検波器を切り替えない構成でもよいこと
が分かる。また、検波電流ばらつきにおいては、本発明
のような自動切替構成にすると、３rdＴｒのドレイン電
流Ｉｄの変動が小さいため、カレントセンス用トランジ
スタＱ１７のドレイン電流Ｉsenceの変動も小さい。
発明のように自動切替構成にすると、検波感度が急激に
低下しないため検波器を切り替えない構成でもよいこと
が分かる。また、検波電流ばらつきにおいては、本発明
のような自動切替構成にすると、３rdＴｒのドレイン電
流Ｉｄの変動が小さいため、カレントセンス用トランジ
スタＱ１７のドレイン電流Ｉsenceの変動も小さい。
【００８１】図１６は本実施形態２の変形例であるＩ−
Ｖ変換回路を含む回路図である。Ｉ−Ｖ変換回路４５ａ
は差動増幅器４６と、この差動増幅器４６の差動２入力
端子間に抵抗（抵抗素子）Ｒ２５を接続した構成になっ
ている。差動２入力端子のうちの高電位側の端子は電源
電圧Ｖddに接続され、低電位側の端子はカレントセンス
用トランジスタＱ１７のドレイン端子に接続されてい
る。差動増幅器４６の出力端にはフィードバック電圧が
出力され、このフィードバック電圧は図示しないＡＰＣ
に入力される。
Ｖ変換回路を含む回路図である。Ｉ−Ｖ変換回路４５ａ
は差動増幅器４６と、この差動増幅器４６の差動２入力
端子間に抵抗（抵抗素子）Ｒ２５を接続した構成になっ
ている。差動２入力端子のうちの高電位側の端子は電源
電圧Ｖddに接続され、低電位側の端子はカレントセンス
用トランジスタＱ１７のドレイン端子に接続されてい
る。差動増幅器４６の出力端にはフィードバック電圧が
出力され、このフィードバック電圧は図示しないＡＰＣ
に入力される。
【００８２】この変形例においても前記実施形態２と同
様にパワー制御信号Ｖapcの変動に伴って、あたかも基
地局からパワーコントロール信号を受けてローパワーモ
ードからハイパワーモードに出力が切り替わるのと同様
に自動切替を行うことができる。
様にパワー制御信号Ｖapcの変動に伴って、あたかも基
地局からパワーコントロール信号を受けてローパワーモ
ードからハイパワーモードに出力が切り替わるのと同様
に自動切替を行うことができる。
【００８３】以上本発明者によってなされた発明を実施
形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形
態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範
囲で種々変更可能であることはいうまでもない、たとえ
ば、実施形態では増幅段を構成トランジスタとして電界
効果トランジスタを用いた例について説明したが、トラ
ンジスタとしては、シリコンバイポーラトランジスタ，
ＳｉＧｅＦＥＴトランジスタ，ＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥ
Ｔ，高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ），ヘテロバ
イポーラトランジスタ（ＨＢＴ）等他のトランジスタで
も同様に適用でき、同様の効果を得ることができる。
形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形
態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範
囲で種々変更可能であることはいうまでもない、たとえ
ば、実施形態では増幅段を構成トランジスタとして電界
効果トランジスタを用いた例について説明したが、トラ
ンジスタとしては、シリコンバイポーラトランジスタ，
ＳｉＧｅＦＥＴトランジスタ，ＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥ
Ｔ，高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ），ヘテロバ
イポーラトランジスタ（ＨＢＴ）等他のトランジスタで
も同様に適用でき、同様の効果を得ることができる。
【００８４】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。
【００８５】（１）基地局から送られて来るパワーコン
トロール信号を使用することなくハイパワーモードとロ
ーパワーモードの制御が自動的に行える高周波電力増幅
回路及び無線通信機を提供することができる。即ち、携
帯電話機においては、基地局から受けるパワーコントロ
ール信号の処理部が不要となり、携帯電話機における部
品点数の削減が可能になる。従って、携帯電話機の小型
化が図れるとともに、コストの低減が達成できる。
トロール信号を使用することなくハイパワーモードとロ
ーパワーモードの制御が自動的に行える高周波電力増幅
回路及び無線通信機を提供することができる。即ち、携
帯電話機においては、基地局から受けるパワーコントロ
ール信号の処理部が不要となり、携帯電話機における部
品点数の削減が可能になる。従って、携帯電話機の小型
化が図れるとともに、コストの低減が達成できる。
【００８６】（２）出力特性を高精度に制御できる小型
でかつ安価な高周波電力増幅回路を提供することができ
る。
でかつ安価な高周波電力増幅回路を提供することができ
る。
【００８７】（３）出力特性を高精度に制御し、安定し
た通信を行うことができる無線通信機を提供することが
できる。
た通信を行うことができる無線通信機を提供することが
できる。
【００８８】（４）パワーモード切り替えが不要となる
ことから、無線通信システムにおいて、全ての携帯電話
機をパワーモード切り替え不要型とすることにより、基
地局にはパワーコントロール信号を送信する設備が不要
となり、基地局側の負担が軽減できる。
ことから、無線通信システムにおいて、全ての携帯電話
機をパワーモード切り替え不要型とすることにより、基
地局にはパワーコントロール信号を送信する設備が不要
となり、基地局側の負担が軽減できる。
【図１】本発明の一実施形態（実施形態１）である高周
波電力増幅回路の等価回路図である。
波電力増幅回路の等価回路図である。
【図２】パワー制御信号Ｖapcと３rdＴｒゲート電圧と
の相関を示すグラフである。
の相関を示すグラフである。
【図３】パワー制御信号Ｖapcと３rdＴｒの電流との相
関を示すグラフである。
関を示すグラフである。
【図４】パワー制御信号Ｖapcと高周波電力増幅回路２
０の出力との相関を示すグラフである。
０の出力との相関を示すグラフである。
【図５】高周波電力増幅回路の出力（Ｐout）と効率と
の相関を示すグラフである。
の相関を示すグラフである。
【図６】本実施形態１のようなパワーモード制御手段を
有し、かつ増幅系を二つ有する高周波電力増幅回路を組
み込んだ携帯電話機（移動端末）の一部のブロック図で
ある。
有し、かつ増幅系を二つ有する高周波電力増幅回路を組
み込んだ携帯電話機（移動端末）の一部のブロック図で
ある。
【図７】本発明の他の実施形態（実施形態２）である高
周波電力増幅回路の等価回路図である。
周波電力増幅回路の等価回路図である。
【図８】本実施形態２による携帯電話機の一部を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図９】検波器の数の違いによる３rdＴｒの出力（パワ
ー）と検波電流との相関を示す特性図である。
ー）と検波電流との相関を示す特性図である。
【図１０】本発明によるパワーモード制御手段を有する
例を含むパワーと検波電流との相関を示すグラフであ
る。
例を含むパワーと検波電流との相関を示すグラフであ
る。
【図１１】ハイパワーモード時の３rdＴｒのバイアス部
分を含む等価回路図である。
分を含む等価回路図である。
【図１２】ハイパワーモード時のＶthばらつきによる検
波電流変動のグラフである。
波電流変動のグラフである。
【図１３】ローパワーモード時の３rdＴｒのバイアス部
を含む等価回路図である。
を含む等価回路図である。
【図１４】ローパワーモード時のＶthばらつきによる検
波電流変動のグラフである。
波電流変動のグラフである。
【図１５】ローパワーモード時のＶthばらつきによる検
波電流変動のグラフである。
波電流変動のグラフである。
【図１６】本実施形態２の変形例であるＩ−Ｖ変換回路
を含む回路図である。
を含む回路図である。
【図１７】基地局と移動端末を含む無線通信システムを
示す模式図である。
示す模式図である。
【図１８】スイッチトランジスタにハイレベルパワー信
号が供給された状態の従来の高周波電力増幅回路の等価
回路図である。
号が供給された状態の従来の高周波電力増幅回路の等価
回路図である。
【図１９】スイッチトランジスタにローレベルパワー信
号が供給された状態の従来の高周波電力増幅回路の等価
回路図である。
号が供給された状態の従来の高周波電力増幅回路の等価
回路図である。
１…基地局、２…アンテナ、３…移動端末（携帯電話
機）、４…アンテナ、５…ハイレベルパワー信号、６…
ローレベルパワー信号、１０…入力端子、１１…出力端
子、１２…コントロール端子、１３…第１基準電圧端子
（電源電圧端子）、２０…高周波電力増幅回路、２０
ａ，２０ｂ…デュアルバンド用高周波電力増幅回路、２
５…ベースバンド信号処理部、２６…高周波信号処理
部、２７ｄ，２７ｅ…カップラ、２８ｄ，２８ｅ…フィ
ルタ、２９ｄ，２９ｅ…スイッチ、３０ｄ，３０ｅ…自
動出力制御回路（ＡＰＣ）、３１ｆ，３１ｇ…フィル
タ、３２ｆ，３２ｇ…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３５…
デュプレクサ、４０…カレントセンス回路、４５，４５
ａ…Ｉ−Ｖ変換回路、４６…差動増幅器。
機）、４…アンテナ、５…ハイレベルパワー信号、６…
ローレベルパワー信号、１０…入力端子、１１…出力端
子、１２…コントロール端子、１３…第１基準電圧端子
（電源電圧端子）、２０…高周波電力増幅回路、２０
ａ，２０ｂ…デュアルバンド用高周波電力増幅回路、２
５…ベースバンド信号処理部、２６…高周波信号処理
部、２７ｄ，２７ｅ…カップラ、２８ｄ，２８ｅ…フィ
ルタ、２９ｄ，２９ｅ…スイッチ、３０ｄ，３０ｅ…自
動出力制御回路（ＡＰＣ）、３１ｆ，３１ｇ…フィル
タ、３２ｆ，３２ｇ…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３５…
デュプレクサ、４０…カレントセンス回路、４５，４５
ａ…Ｉ−Ｖ変換回路、４６…差動増幅器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 古屋 冨男 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 安達 徹朗 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 赤嶺 均 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 松平 信洋 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町180番地 日 立通信システム株式会社内 Ｆターム(参考） 5J069 AA01 AA41 CA00 CA87 CA92 FA10 HA06 HA10 HA11 HA12 HA24 HA25 HA29 HA32 HA38 KA00 KA02 KA09 KA12 KA27 KA28 KA41 KA55 KA68 MA08 MA21 SA14 TA01 TA02 5J091 AA01 AA41 CA00 CA87 CA92 FA10 HA06 HA10 HA11 HA12 HA24 HA25 HA29 HA32 HA38 KA00 KA02 KA09 KA12 KA27 KA28 KA41 KA55 KA68 MA08 MA21 SA14 TA01 TA02 UW08 5J100 AA02 AA24 BA03 BB02 BC02 CA02 CA05 CA21 DA07 EA02 FA01 5K060 HH06 HH11 JJ02 JJ04 JJ08 JJ16 KK06 LL01 LL25
Claims (19)
- 【請求項１】入力端子と、 出力端子と、 パワー制御信号を受けるコントロール端子と、 上記入力端子と上記出力端子との間に接続された複数個
の増幅段を有する増幅系と、 上記コントロール端子に接続され、上記コントロール端
子に供給されるパワー制御信号に対して非線形特性を示
すバイアスを、上記複数個の増幅段のうち上記出力端子
に結合されている第１増幅段に供給するバイアス回路を
有する高周波電力増幅回路。 - 【請求項２】上記バイアス回路は、 上記パワー制御信号の絶対値電圧が所定の値より小さい
領域では少なくとも一部で非線形特性を示し、 上記所定パワー制御信号の絶対値電圧が上記所定の値よ
り大きい領域では線形特性を示すことを特徴とする請求
項１に記載の高周波電力増幅回路。 - 【請求項３】上記バイアス回路は、 上記パワー制御信号における電圧を複数の抵抗素子によ
り分圧比して形成した分圧電圧を上記第１増幅段の制御
端子に供給する分圧回路と、 制御端子が上記分圧回路の分圧点に接続され、第２端子
がグランドに接続され、第１端子が上記分圧点よりも電
位が低くなる側に設けられた抵抗素子に接続される制御
トランジスタとを含むことを特徴とする請求項１に記載
の高周波電力増幅回路。 - 【請求項４】上記バイアス回路は、 上記パワー制御信号における電圧を分圧して形成した分
圧電圧を上記第１増幅段の制御端子に供給する分圧回路
と、 制御端子が上記分圧回路の分圧点に接続され、第２端子
がグランドに接続され、第１端子が上記分圧点よりも電
位が低くなる側に設けられた抵抗素子に接続される制御
トランジスタと、 上記第１増幅段のトランジスタの制御端子にその制御端
子が接続され、その第１端子からカレントセンス電圧を
出力するカレントセンス用トランジスタとを含むことを
特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。 - 【請求項５】上記第１増幅段を除く増幅段のバイアス
は、複数の抵抗素子を有し、上記パワー制御信号におけ
る電圧を上記複数の抵抗素子による分圧で形成された分
圧電圧であることを特徴とする請求項１に記載の高周波
電力増幅回路。 - 【請求項６】上記増幅系が複数設けられていることを特
徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。 - 【請求項７】送信用の高周波電力増幅回路と、 上記高周波電力増幅回路の出力を検出する検出手段と、 上記検出手段によって得た情報を用いて上記高周波電力
増幅回路の出力を制御する出力制御回路とを有し、 上記高周波電力増幅回路は、 入力端子と、 出力端子と、 パワー制御信号を受けるコントロール端子と、 上記入力端子と上記出力端子との間に接続された複数個
の増幅段を有する増幅系と、 上記コントロール端子に接続され、上記コントロール端
子に供給されるパワー制御信号に対して非線形特性を示
すバイアスを、上記複数個の増幅段のうち上記出力段に
結合される第１増幅段に供給するバイアス回路を有する
ことを特徴とする無線通信機。 - 【請求項８】上記検出手段は上記高周波電力増幅回路の
出力を検出するカップラを有し、該カップラの出力信号
が上記出力制御回路に供給されることを特徴とする請求
項７に記載の無線通信機。 - 【請求項９】上記検出手段は上記高周波電力増幅回路の
上記第１増幅段に含まれるトランジスタの制御端子にそ
の制御端子が接続されるカレントセンス用トランジスタ
を含み、該カレントセンス用トランジスタの出力電流は
電圧変換されて上記出力制御回路に供給されることを特
徴とする請求項７に記載の無線通信機。 - 【請求項１０】上記高周波電力増幅回路の上記バイアス
回路は、 上記パワー制御信号の絶対値電圧が所定値よりも小さい
領域では少なくとも一部で非線形特性を示し、 上記パワー制御信号の絶対値電圧が上記所定値よりも大
きい領域では線形特性を示すことを特徴とする請求項７
に記載の無線通信機。 - 【請求項１１】上記高周波電力増幅回路の上記バイアス
回路は、 上記パワー制御信号における電圧を複数の抵抗素子によ
り分圧して形成した分圧電圧を上記第１増幅段の制御端
子に供給する分圧回路と、 その制御端子が上記分圧回路の分圧点に接続され、その
第２端子がグランドに接続され、その第１端子が上記分
圧点よりも電位が低くなる側に設けられた抵抗素子に接
続される制御トランジスタとを含むことを特徴とする請
求項７に記載の無線通信機。 - 【請求項１２】上記高周波電力増幅回路の上記第１増幅
段のバイアス回路は、 上記パワー制御信号における電圧を複数の抵抗素子によ
り分圧して形成した分圧電圧を上記第１増幅段の制御端
子に供給する分圧回路と、 その制御端子が上記分圧回路の分圧点に接続され、その
第２端子がグランドに接続され、その第１端子が上記分
圧点よりも電位が低くなる側に設けられた抵抗素子に接
続される制御トランジスタと、 上記第１増幅段のトランジスタの制御端子にその制御端
子が接続され、その第１端子からカレントセンス電流を
出力するカレントセンス用トランジスタとを含むことを
特徴とする請求項７に記載の無線通信機。 - 【請求項１３】上記高周波電力増幅回路の上記第１増幅
段を除く増幅段のバイアスは、複数の抵抗素子を含み、
上記パワー制御信号における電圧を上記複数の抵抗素子
により形成した分圧電圧であることを特徴とする請求項
７に記載の無線通信機。 - 【請求項１４】上記増幅系が複数設けられていることを
特徴とする請求項７に記載の無線通信機。 - 【請求項１５】基地局を介して無線通信機間で無線通信
を行う無線通信システムであって、上記基地局は上記各
無線通信機にパワーコントロール信号を送信する設備を
持たず、上記各無線通信機は上記パワーコントロール信
号によることなくパワーモードを制御するパワーモード
制御手段を有していることを特徴とする無線通信システ
ム。 - 【請求項１６】上記無線通信機は送信用の高周波電力増
幅回路と、 上記高周波電力増幅回路の出力を検出する検出手段と、 上記検出手段によって得た情報を用いて上記高周波電力
増幅回路の出力を制御する出力制御回路とを有し、 上記高周波電力増幅回路は、 入力端子と、 出力端子と、 パワー制御信号を受けるコントロール端子と、 上記入力端子と上記出力端子との間に接続された複数個
の増幅段を有する増幅系と、 上記コントロール端子に接続され、上記コントロール端
子に供給されるパワー制御信号に対して非線形特性を示
すバイアスを上記複数個のの増幅段のうち上記出力端子
に結合される第１増幅段へ供給するバイアス回路を有
し、 上記第１増幅段に供給するバイアス回路によって上記パ
ワーモード制御手段を構成することを特徴とする請求項
１５に記載の無線通信システム。 - 【請求項１７】上記検出手段は上記高周波電力増幅回路
の出力を検出するカップラを有し、該カップラの出力信
号が上記出力制御回路に入力することを特徴とする請求
項１６に記載の無線通信システム。 - 【請求項１８】上記検出手段は上記高周波電力増幅回路
の第１増幅段に含まれるトランジスタの制御端子にその
制御端子が接続されるカレントセンス用トランジスタを
含み、該カレントセンス用トランジスタの出力電流は電
圧変換され上記出力制御回路に供給されることを特徴と
する請求項１６に記載の無線通信システム。 - 【請求項１９】上記増幅系が複数設けられていることを
特徴とする請求項１５に記載の無線通信システム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000347853A JP2002151982A (ja) | 2000-11-15 | 2000-11-15 | 高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システム |
| US09/984,800 US6605999B2 (en) | 2000-11-15 | 2001-10-31 | High-frequency power amplifier, wireless communication apparatus and wireless communication system |
| KR1020010070641A KR20020038498A (ko) | 2000-11-15 | 2001-11-14 | 고주파 전력 증폭 회로 및 무선 통신기와 무선 통신 시스템 |
| TW090128354A TWI240481B (en) | 2000-11-15 | 2001-11-15 | High frequency power amplifier, wireless communication apparatus and wireless communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000347853A JP2002151982A (ja) | 2000-11-15 | 2000-11-15 | 高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002151982A true JP2002151982A (ja) | 2002-05-24 |
Family
ID=18821524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000347853A Pending JP2002151982A (ja) | 2000-11-15 | 2000-11-15 | 高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6605999B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002151982A (ja) |
| KR (1) | KR20020038498A (ja) |
| TW (1) | TWI240481B (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20040022254A (ko) * | 2002-09-03 | 2004-03-12 | (주)나리지 온 | 전력 제어 수단을 포함한 전력 증폭 장치 |
| WO2004023649A1 (ja) * | 2002-09-05 | 2004-03-18 | Renesas Technology Corp. | 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム |
| JP2008148214A (ja) * | 2006-12-13 | 2008-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 検波回路 |
| JP2013070426A (ja) * | 2012-12-19 | 2013-04-18 | Renesas Electronics Corp | Ｒｆパワーモジュール |
| US9628039B2 (en) | 2015-04-30 | 2017-04-18 | Murata Manufacturing Co., Ltd | Power amplification module |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002111415A (ja) * | 2000-09-29 | 2002-04-12 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅装置及び無線通信機 |
| GB0028689D0 (en) * | 2000-11-24 | 2001-01-10 | Qualcomm Uk Ltd | Amplifier circuit |
| JP2003037454A (ja) * | 2001-07-23 | 2003-02-07 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅回路 |
| JP2004140518A (ja) * | 2002-10-16 | 2004-05-13 | Renesas Technology Corp | 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム |
| JP2004140633A (ja) * | 2002-10-18 | 2004-05-13 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム |
| JP2004319550A (ja) * | 2003-04-11 | 2004-11-11 | Hitachi Ltd | 半導体装置 |
| JP2004328107A (ja) * | 2003-04-22 | 2004-11-18 | Renesas Technology Corp | 高周波電力増幅用半導体集積回路および高周波電力増幅用電子部品並びに無線通信システム |
| DE10339055B4 (de) * | 2003-08-25 | 2012-10-31 | Infineon Technologies Ag | Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung |
| JP2005184409A (ja) * | 2003-12-19 | 2005-07-07 | Renesas Technology Corp | 通信用半導体集積回路およびそれを搭載した電子部品 |
| US7522892B2 (en) * | 2003-12-22 | 2009-04-21 | Black Sand Technologies, Inc. | Power amplifier with serial interface and associated methods |
| US7502601B2 (en) * | 2003-12-22 | 2009-03-10 | Black Sand Technologies, Inc. | Power amplifier with digital power control and associated methods |
| US7803158B2 (en) * | 2004-03-26 | 2010-09-28 | Depuy Products, Inc. | Navigated pin placement for orthopaedic procedures |
| DE102004017528A1 (de) * | 2004-04-08 | 2005-11-03 | Infineon Technologies Ag | Sendeanordnung und Verfahren zum Betreiben eines Verstärkers in einer Sendeanordnung |
| US7268626B2 (en) * | 2004-04-30 | 2007-09-11 | Broadcom Corporation | Compensating a power amplifier based on operational-based changes |
| GB0418991D0 (en) * | 2004-08-25 | 2004-09-29 | Nujira Ltd | High efficiency variable voltage supply |
| US7180367B2 (en) * | 2005-01-07 | 2007-02-20 | U.S. Monolithics, L.L.C. | Systems, methods and devices for differential active bias of multi-stage amplifiers |
| US7940833B2 (en) * | 2006-06-21 | 2011-05-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Transmitter with intelligent preconditioning of amplifier signal |
| TWI332749B (en) * | 2006-08-14 | 2010-11-01 | Realtek Semiconductor Corp | Power amplifier circuit having a bias signal inputted into an input terminal and method thereof |
| JP2008161453A (ja) * | 2006-12-28 | 2008-07-17 | Aruze Corp | シンボルのコンビネーションで賞を付与するゲームマシン |
| US7643800B2 (en) * | 2007-01-30 | 2010-01-05 | Broadcom Corporation | Transmit power management for a communication device and method for use therewith |
| US8890616B2 (en) * | 2010-12-05 | 2014-11-18 | Rf Micro Devices (Cayman Islands), Ltd. | Power amplifier system with a current bias signal path |
| KR101653903B1 (ko) * | 2015-01-12 | 2016-09-02 | 숭실대학교산학협력단 | 비선형 증폭단을 이용한 선형 증폭기 |
| JP2016208305A (ja) * | 2015-04-23 | 2016-12-08 | 株式会社村田製作所 | 電力増幅モジュール |
| TWI639299B (zh) * | 2017-08-02 | 2018-10-21 | 立積電子股份有限公司 | 電流補償電路 |
| US10411661B1 (en) * | 2018-06-01 | 2019-09-10 | Beijing Huntersun Electronic Co., Ltd. | Apparatus, system and method for power amplifier control |
| US10985712B2 (en) | 2019-03-13 | 2021-04-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplification module |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3508401B2 (ja) | 1996-07-12 | 2004-03-22 | 富士通株式会社 | 増幅回路および多段増幅回路 |
| US6259901B1 (en) * | 1998-07-03 | 2001-07-10 | Mobile Communications Tokyo Inc. | Radio-frequency power amplifier of mobile communication equipment |
| US6172567B1 (en) * | 1998-08-31 | 2001-01-09 | Hitachi, Ltd. | Radio communication apparatus and radio frequency power amplifier |
-
2000
- 2000-11-15 JP JP2000347853A patent/JP2002151982A/ja active Pending
-
2001
- 2001-10-31 US US09/984,800 patent/US6605999B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-14 KR KR1020010070641A patent/KR20020038498A/ko not_active Application Discontinuation
- 2001-11-15 TW TW090128354A patent/TWI240481B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20040022254A (ko) * | 2002-09-03 | 2004-03-12 | (주)나리지 온 | 전력 제어 수단을 포함한 전력 증폭 장치 |
| WO2004023649A1 (ja) * | 2002-09-05 | 2004-03-18 | Renesas Technology Corp. | 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム |
| US7139538B2 (en) | 2002-09-05 | 2006-11-21 | Renesas Technology Corp. | Electronic component for amplifying high frequency power and radio communication system |
| JP2008148214A (ja) * | 2006-12-13 | 2008-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 検波回路 |
| JP4689591B2 (ja) * | 2006-12-13 | 2011-05-25 | 三菱電機株式会社 | 検波回路 |
| JP2013070426A (ja) * | 2012-12-19 | 2013-04-18 | Renesas Electronics Corp | Ｒｆパワーモジュール |
| US9628039B2 (en) | 2015-04-30 | 2017-04-18 | Murata Manufacturing Co., Ltd | Power amplification module |
| US10097148B2 (en) | 2015-04-30 | 2018-10-09 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplification module |
| US10615762B2 (en) | 2015-04-30 | 2020-04-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplification module |
| US10778169B2 (en) | 2015-04-30 | 2020-09-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplification module |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TWI240481B (en) | 2005-09-21 |
| KR20020038498A (ko) | 2002-05-23 |
| US6605999B2 (en) | 2003-08-12 |
| US20020057131A1 (en) | 2002-05-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002151982A (ja) | 高周波電力増幅回路及び無線通信機並びに無線通信システム | |
| US6586993B2 (en) | Impedance matching low noise amplifier having a bypass switch | |
| US6288612B1 (en) | Radio communication apparatus and radio frequency power amplifier | |
| US7276973B2 (en) | Automatic bias control circuit for linear power amplifiers | |
| US7224228B2 (en) | Semiconductor integrated circuit for high frequency power amplifier, electronic component for high frequency power amplifier, and radio communication system | |
| CN101515784B (zh) | 放大器、衰减模块以及用来衰减射频信号之方法 | |
| US7439805B1 (en) | Enhancement-depletion Darlington device | |
| TW548894B (en) | High frequency power amplifying method and wireless communication apparatus | |
| US20030048132A1 (en) | High frequency power amplifier, high frequency power amplifier module, and portable telephone | |
| JP2002094331A (ja) | 高周波電力増幅装置及び無線通信機 | |
| JP2000151310A (ja) | 半導体増幅回路および無線通信装置 | |
| US20020113656A1 (en) | Amplifier | |
| US8264272B2 (en) | Digital control interface in heterogeneous multi-chip module | |
| US6658243B2 (en) | High frequency power amplifying apparatus having amplifying stages with gain control signals of lower amplitudes applied to earlier preceding stages | |
| US6509798B2 (en) | Variable gain amplifier | |
| JP2005020383A (ja) | 高周波電力増幅回路および無線通信システム | |
| JP2006093773A (ja) | 高周波電力増幅モジュール | |
| EP1122883A2 (en) | Circuit for linearizing the power control profile of a BiCMOS power amplifier | |
| US6259323B1 (en) | Gain control for low noise amplifier | |
| JP2003188653A (ja) | 無線通信用電子部品および通信用半導体集積回路 | |
| JPH11298269A (ja) | 増幅器および半導体装置 | |
| US7541876B2 (en) | Amplifier and method for operating the same | |
| Morkner et al. | A 1.7 mA low noise amplifier with integrated bypass switch for wireless 0.05-6 GHz portable applications | |
| JPH0738404A (ja) | 出力切替増幅装置 | |
| JP2002271146A (ja) | 高周波電力増幅器、高周波電力出力方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040226 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050726 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060704 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20061031 |