JP2005184409A - 通信用半導体集積回路およびそれを搭載した電子部品 - Google Patents

Abstract

【課題】 高調波抑圧特性の劣化を抑制しつつ送信信号を差動−シングル変換して出力する機能を有しかつ小型化を図ることが可能な通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）およびそれを実装した電子部品（高周波モジュール）を提供する。
【解決手段】 変調およびアップコンバートされた送信信号を増幅してパワーアンプに供給するリミッタを備えた通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、リミッタを構成する差動トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）のコレクタもしくはドレインを出力端子に接続し、該トランジスタと並列に、いずれか一方のトランジスタが入力信号に応じてオフ状態にされる際にも出力端子に電流を流し続けるあるいはオフ側のトランジスタのインピーダンスを低減する例えば差動ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）からなるような不平衡化低減手段を設けるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）における送信回路さらには送信信号の出力回路に適用して有効な技術に関し、特に携帯電話機において送受信信号を周波数変換し増幅して出力する回路を内蔵した通信用半導体集積回路およびそれを搭載した電子部品（モジュール）に利用して有効な技術に関する。

近年の携帯電話機は、一般に、送信すべき音声信号やデータ信号を基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号に変換したり復調された受信Ｉ，Ｑ信号を音声信号やデータ信号に変換するなどのベースバンド処理を行なうベースバンド部（ベースバンドＩＣ）、ベースバンド部からのＩ，Ｑ信号に対し直交変調やアップコンバートをしたり受信信号に対しダウンコンバートや直交復調をしたりする高周波ＩＣやフィルタ、インピーダンス整合回路を含む高周波モジュール、送信信号を電力増幅してアンテナより出力するパワーアンプやインピーダンス整合回路を含むパワーモジュール、送受信切替えスイッチを含むフロントエンドモジュールなどにより構成されている。

また、送信用パワーアンプをフロントエンドに取り込んだモジュールの実用化も進められている。ただし、ベースバンド部はデジタル信号処理が主な役割であり、高周波部への不要波や干渉の影響を避けるため、ベースバンド部と高周波部は、今後とも別個のチップないしはモジュールの形態を取るものと予想される。ところで、携帯電話機は小型、軽量化に対する要求が高いため、上記各モジュールの小型化が重要である。

一方、従来提案されている携帯電話機には、例えば９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と１８００ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば８５０ＭＨｚ帯のＧＳＭや１９００ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるクォッドバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。そのため、このような複数のバンドに対応できる携帯電話機に使用されるワンチップの高周波ＩＣやワンモジュールの高周波電子部品の開発も行なわれている。

かかる複数バンドに対応可能な携帯電話機を構成する高周波モジュールにおいては、モジュールの小型化を図る上で部品点数の削減や部品そのものの小型化が重要である。
特開２０００−１５１３１０号

高周波ＩＣの送信出力は次段に接続されるパワーアンプを効率よく動作させるため、０〜＋５ｄＢｍ程度の出力レベルが要求される。また、送信出力に関しては、送信スペクトラムやスプリアス（不要波）などの特性が規格によって決められている。そこで、他の回路からの干渉を減らすため、高周波ＩＣの送信出力は差動形式の信号として出力されるように構成されることが多い。

一方、従来のパワーアンプは一般にシングル入力として構成されている。そのため、高周波ＩＣの出力とパワーアンプの入力との間に、容量とインダクタとからなるバランと呼ばれる差動−シングル変換回路を設けたものが提供されている。バランは高調波抑圧特性が良好であるため、バランを用いることによりＳＡＷフィルタが不要になるので、小型化にとっても有利であった。しかしながら、現在提供されているバランは、ＳＡＷフィルタに比べて面積は小さいものの高さが大きいため、これを高周波モジュールに実装すると、モジュールの体積がかえって大きくなってしまい、携帯電話機の小型化を困難にするという不具合がある。

そこで、本発明者らは、バランを使用せずに、送信信号を増幅して出力するリミッタとして、図１０に示すような回路について検討した。図１０の回路は、バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と電流源Ｉ０とからなるオープンコレクタの差動回路１１のコレクタ側にインダクタＬ１，Ｌ２と容量Ｃ１とからなる共振回路１２を負荷として接続してなるアンプであり、このアンプの一方の出力をインダクタＬ３と容量Ｃ２とからなるインピーダンス整合回路１３を通してシングルつまり単相の信号として出力するようにしたものである。

かかるアンプをリミッタとして動作させた場合の入出力特性を図示すると、図２に一点鎖線Ｄで示すようになる。図２より、図１０のリミッタは、入力電圧に対する出力電流の変化が急峻であり、振幅制限動作で振幅ノイズを除去することができるためＣＮ比（搬送波対雑音比）が良好であることが分かる。

しかし、差動回路１１の一方のトランジスタが完全にオフの状態となり差動出力の片側にのみ電流が流れる状態になった時に、共振型負荷回路１２の出力インピーダンスが不平衡となり、図３に示すように、３次や５次などの奇数次数の高調波の他に２次や４次などの偶数次数の高調波が出力に含まれるようになって、高調波抑圧特性が劣化するという不具合があることが明らかとなった。なお、図１０の回路において、図９のようなインピーダンス整合回路１３とその後段のバランを設けて、カレントコンバイナ１２からシングルでなく差動で信号を取り出してバランで差動−シングル変換するように構成した場合には、図３における２次高調波と４次高調波のレベルをほぼ「０」に抑えることができる。

この発明の目的は、送信信号を差動−シングル変換して出力する機能を有しかつ小型化を図ることが可能な通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）およびそれを実装した電子部品（高周波モジュール）を提供することにある。
この発明の他の目的は、高調波抑圧特性の劣化を抑制しつつ送信信号を差動−シングル変換して出力する機能を有しかつ小型化を図ることが可能な通信用半導体集積回路およびそれを実装した高性能の電子部品を提供することにある。
この発明のさらに他の目的は、システムの小型化が可能であるとともに高機能で汎用性の高い通信用半導体集積回路およびそれを実装した電子部品を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、変調およびアップコンバートされた送信信号を増幅してパワーアンプに供給するリミッタを備えた通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、リミッタを構成する差動トランジスタのコレクタもしくはドレインを出力端子に接続してオープンコレクタもしくはオープンドレインとし、該トランジスタと並列に、いずれか一方のトランジスタが入力信号に応じてオフ状態にされる際にも出力端子に電流を流し続けるあるいはオフ側のトランジスタのインピーダンスを低減する不平衡化低減手段を設けるようにしたものである。ここで、不平衡化低減手段としては例えば前記差動トランジスタがバイポーラ・トランジスタである場合、該トランジスタと並列に接続したＭＯＳトランジスタが考えられる。

上記した手段によれば、リミッタを構成する差動トランジスタが接続された出力端子に、チップ外部にて共振型負荷回路を接続することで、バランを用いることなく差動−シングル変換するようにしても、高調波抑圧特性の劣化を抑制しつつ送信信号を増幅して出力することができる通信用電子部品（高周波モジュール）を実現することが可能になる。

また、上記リミッタと並列に利得制御可能な増幅回路を設けるようにする。これにより、ＧＭＳＫ変調のような位相変調された信号を増幅して出力する場合にはリミッタを動作させることでＣＮ比の良好な送信信号を出力することができるとともに、ＥＤＧＥ変調のような位相変調および振幅変調がされた信号を増幅して出力する場合には利得制御可能な増幅回路を動作させることで送信信号を所望のレベルまで増幅して出力することができる。その結果、複数の変調方式に対応した高機能で汎用性の高い高周波ＩＣおよび高周波モジュールを実現することができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、嵩の高いバランを用いることなく差動−シングル変換することができる通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を実現し、これによって該高周波ＩＣを実装した通信用電子部品（高周波モジュール）の小型化を達成することができ、さらに、該モジュールを使用した携帯電話機等のシステムを小型化することができるようになる。

また、バランを用いなくても、高調波抑圧特性の劣化を抑制しつつ送信信号を増幅してシングルの信号として出力することができる通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を実現できるため、小型で高性能の通信用電子部品（高周波モジュール）を実現することができる。

さらに、本発明に従うと、複数の通信方式に対応可能な高機能で汎用性の高い通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）および通信用電子部品（高周波モジュール）を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。

図１には、携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおける変調後の送信信号を出力する回路に適用して好適なリミッタの回路構成例が示されている。
この実施例のリミッタは、エミッタ同士が結合された差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と、該差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと接地点との間に接続された定電流源Ｉ０ｂと、上記差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ端子にドレイン端子が接続された互いのソース端子同士が結合された差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２と、該ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソースと接地点との間に接続された定電流源Ｉ０ｍとからなる差動回路１１が半導体チップ２１０内に形成されている。差動バイポーラ・トランジスタＱ１と差動ＭＯＳトランジスタＭ１は、Ｑ１のコレクタ端子とＭ１のドレイン端子が結合されて外部出力端子ＯＵＴＢに、また差動バイポーラ・トランジスタＱ２と差動ＭＯＳトランジスタＭ２は、同じくＱ２のコレクタ端子とＭ２のドレイン端子が結合されてチップの外部出力端子ＯＵＴにそれぞれ接続されている。

上記外部出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴには、電源電圧端子Ｖｃｃとの間にそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２が接続されているとともに、外部出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴ間には容量Ｃ１が接続され、インダクタＬ１，Ｌ２と容量Ｃ１とで共振型負荷回路（以下、カレントコンバイナと称する）１２が構成されている。そして、このカレントコンバイナ１２の後段には、上記外部出力端子ＯＵＴと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続されたインダクタＬ３と、外部出力端子ＯＵＴとモジュールの出力端子ＭＯＵＴとの間に接続された容量Ｃ２とからなるインピーダンス整合回路１３が設けられ、チップの外部出力端子ＯＵＴ側の信号がリミッタのシングル出力としてモジュールの外へ取り出されるように構成されている。つまり、カレントコンバイナ１２により差動−シングル変換回路が構成されている。

この実施例のリミッタは、負荷回路として、一般的な差動増幅回路における抵抗性負荷の代わりに共振型負荷であるカレントコンバイナを用いているため、電源電圧Ｖｃｃを中心として出力を変動させることができるため、抵抗性負荷を用いる場合に比べて、振幅中心を高くして振幅レベルを大きくすることができるという利点がある。なお、インダクタＬ１，Ｌ２および容量Ｃ１からなる共振回路は、その共振点が送信したい信号の周波数と一致するように各素子の値が選択される。

上記インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３および容量Ｃ１，Ｃ２は、この実施例では、各々ディスクリートの部品で構成され、これらの部品間はモジュールの基板上に形成された配線パターンにより電気的に接続される。インピーダンス整合回路１３は必ずしもモジュール内に設けられる必要はなく、モジュールの外部に設けられた素子により構成されていても良い。また、インピーダンス整合回路１３を、容量Ｃ２のみで構成することも可能である。この実施例では、半導体チップの外部出力端子ＯＵＴとモジュールの出力端子ＭＯＵＴとの間に接続された容量Ｃ２は、出力の直流成分を遮断する容量としても機能する。さらに、カレントコンバイナ１２およびインピーダンス整合回路１３を構成するインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３および容量Ｃ１，Ｃ２は、ディスクリートの部品でなく、モジュール基板の表面および内部に形成された導電材料からなるパターンにより構成するようにしても良い。

差動回路１１の定電流源Ｉ０ｂとＩ０ｍは、トータルの電流が例えば１０ｍＡの場合、６ｍＡと４ｍＡの比率になるように設定される。なお、この電流の比率はあくまでも一例であって、リミッタに要求される特性に応じて任意に設定することができる。

次に、本実施例のリミッタの特性について説明する。
図２には、本実施例のリミッタの入力端子ＩＮ，ＩＮＢ間に入力オフセット電圧Ｖoffを与え、それを変化させた場合にインダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２の変化の様子を示す。図２において、点線Ｂは差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２による入力オフセット電圧Ｖoffと電流Ｉ１，Ｉ２の変化を、また破線Ｃは差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２による入力オフセット電圧Ｖoffと電流Ｉ１，Ｉ２の変化を、さらに実線Ａは差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の両方による電流Ｉ１，Ｉ２の変化つまり点線Ｂと破線Ｃを加えた電流の変化を示す。なお、一点鎖線Ｄは、本実施例のリミッタにおいて定電流源Ｉ０ｂの電流を１０ｍＡ、定電流源Ｉ０ｍの電流を０ｍＡとしたとき、つまり図１０のようなバイポーラ・トランジスタのみからなるリミッタにおいて、本実施例の定電流源Ｉ０ｂとＩ０ｍのトータルの電流に等しい電流１０ｍＡを流したときの出力電流Ｉ１，Ｉ２の変化を示す。

図２より、バイポーラ・トランジスタのみの方が、入力オフセット電圧Ｖoffの変化に対する出力電流Ｉ１，Ｉ２の変化が急峻でありＣＮ特性は良好であるが、入力ダイナミックレンジすなわち出力電流Ｉ１，Ｉ２が変化する入力オフセット電圧Ｖoffの範囲は、差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２を併用した本実施例のリミッタの方が広くなる。

つまり、差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のみの場合には、入力オフセット電圧Ｖoffが±０．０７５Ｖを超えると片側の電流「０」になるが、本実施例のリミッタの場合には、入力オフセット電圧Ｖoffが±０．１５ｍＶまで両方の電流が流れることが分かる。これにより、バイポーラのみのリミッタに比べて本実施例のリミッタの方が片側の出力電流が流れなくなる期間が短くなり、バランを使用せずに負荷に共振型のカレントコンバイナを用いて差動−シングル変換した出力を取り出すようにした場合における高調波抑圧特性の劣化を少なくすることができる。

図４に、本実施例のリミッタの出力に含まれる希望波と高調波成分のレベルを示す。ＭＯＳトランジスタを用いない図１０のリミッタにおける高調波成分のレベルを示す図３と比較すると、本実施例のリミッタの出力に含まれる２次高調波と４次高調波のレベルを大幅に低減できることが分かる。

図５は、前記実施例のリミッタを備えた通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを実装した電子部品（高周波モジュール）並びにそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

図５の無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナＡＮＴと、送信と受信を切り替えるスイッチ１１０および送信信号を電力増幅してアンテナへ出力する高周波電力増幅器（パワーアンプ）１２０を含むフロントエンドモジュール１００と、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ２１１〜２１４、インピーダンス整合回路２２１〜２２４、受信信号を復調およびダウンコンバートしたり送信信号を変調およびアップコンバートしたりする高周波ＩＣ２１０、前述のカレントコンバイナ２６１，２６２やインピーダンス整合回路２７１，２７２を構成する素子等が実装された高周波モジュール（以下、ＲＦモジュールと称する）２００とから構成されている。

特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２１０は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の通信方式による信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、この実施例の無線通信システムには、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるＳＡＷフィルタ２１１，２１２と、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるＳＡＷフィルタ２１３と、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるＳＡＷフィルタ２１４とが設けられている。

本実施例では、高周波ＩＣ２１０は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成され、ボンディングワイヤでモジュールを構成する絶縁基板は表面に形成されたプリント配線に結合される。ＳＡＷフィルタ２１１〜２１４およびカレントコンバイナ２６１，２６２を構成する容量素子やインダクタンス素子はディスクリート部品が用いられ、半田付け等によりセラミックなどの絶縁基板上に実装される。

インピーダンス整合回路２２１〜２２４，２７１，２７２は、ディスクリート部品で構成することも可能であるが、伝送線路（プリント配線）と該伝送線路の所定の箇所と接地点との間に接続された容量素子とから構成することができる。また、容量素子は、基板が複数の誘電体板を積層したなる多層構造をなす場合、いずれかの誘電体板の表裏に形成された導体層を電極とする内挿容量を用いて構成することができる。カレントコンバイナ２６１，２６２もモジュール基板上に形成された配線パターンなどで構成することができる。インピーダンス整合回路２７１，２７２をモジュール基板上に設ける代わりに、ディスクリートの部品（インダクタやコンデンサ）で構成されたインピーダンス整合回路を、ＲＦモジュール２００やフロントエンドモジュール１００が搭載されるプリント配線基板上のＲＦモジュール２００とフロントエンドモジュール１００との間に設けるようにしても良い。

本実施例の高周波ＩＣ２１０は、大きく分けると、送信系回路２３０と、受信系回路２４０と、送受信系に共通の制御系回路２５０とで構成される。特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２１０の送信系回路２３０は、音声周波数帯の送信信号を直接最終搬送波の送信周波数の信号にアップコンバートするダイレクトアップコンバージョン方式の回路とされている。受信系回路２４０も受信信号を直接音声周波数帯の信号にダウンコンバートするダイレクトダウンコンバージョン方式とされている。

制御系回路２５０には、チップ内部の制御信号を生成する制御回路２５１や局部発振回路２５２、局部発振回路２５２とともにＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２５４、リミッタアンプ２５３、分周回路２５５，２５６、信号を分周しつつ９０°位相をシフトした信号を生成する移相分周回路２５７ａ，２５７ｂ，２５８ａ，２５８ｂなどが含まれる。局部発振回路２５２は、送信に必要な３２９６〜３８２０ＭＨｚの発振信号と受信に必要な３４７６〜３９８０ＭＨｚの発振信号φRFを生成可能なＶＣＯ（電圧制御発振回路）により構成され、送受信に共通の回路として設けられている。

送信系回路２３０は、ベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号をそれぞれ減衰するアッネータもしくは増幅するアンプからなる入力回路２３１ａ，２３１ｂ、減衰もしくは増幅されたＩ信号およびＱ信号から高調波成分を除去するロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２からなるフィルタ部２３２と、フィルタリングされたＩ信号およびＱ信号と分周回路２５５および移相分周回路２５７ａ，２５７ｂからの互いに位相が９０°異なる直交信号とを合成して直交変調とアップコンバートを同時に行なうミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２，ＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２からなる変調&周波数変換部２３３と、変調された信号を増幅して出力する増幅部２３４ａ，２３４ｂ、ベースバンド回路３００から供給される出力レベル制御信号Ｖcontとパワーアンプ１２０から供給される出力検出信号Ｖdetとから増幅部２３４ａ，２３４ｂの利得を制御する利得制御回路２３５などから構成される。

ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、Ｉ信号とＱ信号が入力回路２３１ａ，２３１ｂを通過する際に生じた歪み（高調波成分）や帯域外のノイズを除去するために設けられたもので、２次以上の高次フィルタを用いるのが望ましい。変調&周波数変換部２３３は、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳとでミキサを共用させることも可能であるが、本実施例の高周波ＩＣ２１０では、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２とが、別個に設けられている。ミキサを別個に設けることにより、ミキサの回路設計が容易になるとともに、それぞれの周波数帯の信号に適した特性を与えることができ、それによってより精度の高い変調が可能となる。

変調&周波数変換部２３３の後段の増幅部２３４ａ，２３４ｂは、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモード用のリミッタ機能を有するリミッタアンプＬＩＭ１，ＬＩＭ２と、８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモード用の利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２とが設けられている。このうち、リミッタアンプＬＩＭ１と利得可変アンプＶＧＡ１はＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２に対応して、またリミッタアンプＬＩＭ２と利得可変アンプＶＧＡ２はＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２に対応して設けられている。

上記ミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２とＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２のいずれを選択するか、またリミッタアンプＬＩＭ１，ＬＩＭ２と利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２のいずれを選択するかの指定は、ベースバンドＬＳＩ３００からの指令に応じて制御回路２５１から出力される選択バンドを示す制御信号Ｓ１と選択モードを示す制御信号Ｓ２とによって行なわれる。具体的には、ＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００方式の送信の際には、制御信号Ｓ１によりミキサＭＩＸａ１とＭＩＸａ２が選択され、ＤＣＳおよびＰＣＳ方式の送信の際には、ミキサＭＩＸｂ１とＭＩＸｂ２が選択される。また、位相変調であるＧＭＳＫ変調モードの際には、制御信号Ｓ２によりリミッタアンプＬＩＭ１，ＬＩＭ２が選択され、位相変調および振幅変調を伴う８−ＰＳＫ変調モードの送信の際には、利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２が選択される。特に制限されるものでないが、これらの制御信号Ｓ１，Ｓ２はフロントエンドモジュール１００へも供給されて、パワーアンプ１２０のバイアス点等を設定するのにも使用される。

また、ベースバンド回路３００からは高周波ＩＣ２１０の利得制御回路２３５に対して、利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２のゲインを制御する制御電圧Ｖcontが供給される。ＧＳＭの規格では、送信信号の出力電力が、所定のタイムマスク内に収まらなければならないことが規定されている。従来のＧＳＭ方式の無線通信システムでは、一般に、パワーアンプ１２０のゲインを制御することでタイムマスク内での出力レベルの立ち上げ、立ち下げが行なわれているが、この実施例の無線通信システムでは、制御電圧Ｖcontで利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２のゲインを制御することでこれを実現するように構成されている。制御電圧Ｖcontをパワーアンプ１２０と利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２の両方に供給してこれらのゲインを同時に制御することで出力レベルの立ち上げ、立ち下げを行なうように構成しても良い。

なお、本実施例の高周波ＩＣ２１０は、制御回路２５１にレジスタが設けられ、このレジスタはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれるように構成されている。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２１０に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥとが供給されており、制御回路２５１は、ロードイネーブル信号ＬＥが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記レジスタにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＤＡＴＡはシリアルで伝送される。このレジスタには、コマンドコードを保持するコントロールレジスタと、モードを指定したりバンドを指定したりするための設定値を保持するデータレジスタがある。

受信系回路２４０は、ＧＳＭ８５０と９００とＤＣＳとＰＣＳの周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプ２４１ａ，２４１ｂ，２４１ｃ，２４１ｄや、該ロウノイズアンプで増幅された受信信号に分周回路２５５および移相回路２５８ａ，２５８ｂで生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路ＭＩＸ１１〜ＭＩＸ１８からなる復調&周波数変換部２４２と、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅回路２４３ａ，２４３ｂ、増幅された信号から不要波を除去するロウパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４などから構成される。

図６には、ＧＳＭ８５０／ＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００の通信方式による信号の変復調が可能に構成された上記実施例の高周波ＩＣ２１０の増幅部２３４ａ，２３４ｂに利用して好適なリミッタＬＩＭ１，２および可変利得アンプＶＧＡ１，２の負荷回路の構成例が示されている。

図６に示されているように、この実施例においては、半導体チップの外部出力端子ＯＵＴ，ＯＵＴＢ間に可変容量素子Ｃｖを接続し、ベースバンド回路３００から供給される使用バンドを指定する制御信号Ｓ２によって可変容量素子Ｃｖの容量値を切り替えて、共振型負荷回路１２の共振点を送信する信号の周波数に合致させることができるように構成されている。

可変容量素子Ｃｖとしては、例えばＭＯＳトランジスタのゲート絶縁膜を誘電体とするゲート電極−基板間の寄生容量を利用することができる。図６に示されているように、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４のゲート端子を出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴにそれぞれ接続し、ソース端子とドレイン端子を結合して相互に接続し、制御信号Ｓ２を印加可能にする。かかる構成によれば、制御信号Ｓ２がハイレベル（ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧以上）にされた時とロウレベル（Ｖｔｈ以下）の時とでＭＯＳトランジスタのチャネルに反転層が形成されたりされなかったりして寄生容量値が変化することで、共振周波数が変化する。可変容量素子ＣｖはＭＯＳトランジスタのゲート電極−基板間の寄生容量を利用したものに限定されるものでなく、例えば互いに容量値の異なる２つの容量素子とこれらの素子を選択的に出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴ間に接続可能な切替えスイッチを設けておいて、いずれかの容量素子を選択して接続するようにしても良い。

図８には、上記実施例の高周波ＩＣ２１０の増幅部２３４ａ，２３４ｂに利用して好適なリミッタの他の構成例が示されている。

図５の実施例の高周波ＩＣ２１０において、増幅部２３４ａ，２３４ｂを構成するリミッタとして図１に示すような構成の回路を使用した場合には、ＰＳＫ変調モード時に制御信号Ｓ１により可変利得アンプＶＧＡ１，２をオンさせ、リミッタＬＩＭ１，２の定電流源Ｉ０ｂ，Ｉ０ｍをオフさせてリミッタの動作を停止させたとしても、差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・コレクタ間寄生容量やＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート・ドレイン間寄生容量を介して入力信号が出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴに漏れて、図７に示すように、可変利得アンプＶＧＡ１，２の出力ダイナミックレンジが本来の範囲"ＤＲ１"からリークレベル分だけ小さい"ＤＲ２"に狭まってしまうおそれがある。

図８の実施例のリミッタは、入力差動トランジスタＱ１，Ｑ２と出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴとの間にカスコード・トランジスタＱ３，Ｑ４を直列に接続し、そのベースに定電圧Ｖｃを印加したものである。カスコード・トランジスタＱ３，Ｑ４を設けたことにより、入力信号の変化で差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電位またはＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン電位が変動したとしても、その変動はカスコード・トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには伝わらないため、可変利得アンプＶＧＡの出力ダイナミックレンジが狭められることがない。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、送信信号を増幅するリミッタとして差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と並列に差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２を設けたものを説明したが、差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の代わりに一対の抵抗素子を差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタと並列に設けても良い。また、差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２の代わりに一対の抵抗素子を差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のチャネルと並列に設けても良い。要するに、差動トランジスタのうち一方がオフされる際にもカレントコンバイナに電流を流し続けるあるいはオフ側のトランジスタのインピーダンスを低くするものであればどのような手段であっても良い。

また、前記実施例では、バランを省略した高周波モジュールを説明したが、図９に示すように、実施例のリミッタを用いかつカレントコンバイナ１２の後段にバラン１４を接続した高周波モジュールとして構成するようにしても良い。このような構成をとることによって、小型化は困難であるもののＣＮ比が良好で高調波抑圧特性の優れたリミッタを得ることができる。さらに、前記実施例では、カレントコンバイナ１２を構成するインダクタＬ１，Ｌ２および容量Ｃ１は、高周波ＩＣの外付け素子としてモジュール基板上に実装もしくは内挿されていると説明したが、カレントコンバイナ１２を高周波ＩＣのチップ上に形成されたパターンにより構成するようにしても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機のような無線通信システムに用いられる高周波ＩＣおよびそれを実装した高周波モジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮ用の高周波ＩＣおよび高周波モジュールに対しても本発明を適用することができる。

携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波モジュールにおける変調後の送信信号を増幅してパワーアンプへ出力する回路に適用して好適なリミッタの実施例を示す回路構成図である。 実施例のリミッタと差動バイポーラ・トランジスタのみのリミッタにおける入出力特性を示すグラフである。 負荷回路にカレントコンバイナを用いた差動バイポーラ・トランジスタのみのリミッタにおける出力に含まれる高調波成分のレベルを示すグラフである。 実施例のリミッタにおける出力に含まれる高調波成分のレベルを示すグラフである。 実施例のリミッタを適用した高周波ＩＣ及びそれを用いた高周波モジュールと無線通信システムの構成例を示すブロック図である。 本発明の高周波ＩＣにおけるリミッタの他の実施例を示す回路図である。 可変利得アンプの出力レベルを示す特性図である。 本発明の高周波ＩＣにおけるリミッタのさらに他の実施例を示す回路図である。 本発明の高周波ＩＣにおけるリミッタの変形例を示す回路図である。 本発明に先立って検討したリミッタの構成を示す回路図である。

符号の説明

１１ 差動回路（リミッタ）
１２ 共振型負荷回路（カレントコンバイナ）
１３ インピーダンス整合回路
１００ フロントエンドモジュール
１１０ 送受信切替えスイッチ
１２０ パワーアンプ
２１０ 高周波ＩＣ
２１１〜２１４ ＳＡＷフィルタ
２２１〜２２４ インピーダンス整合回路
２３０ 送信系回路
２３３ 変調&周波数変換部（ミキサ）
２３４ａ，２３４ｂ 増幅部
２４０ 受信系回路
２４１a〜２４１ｄ 入力アンプ
２４２ 復調&周波数変換部（ミキサ）
２４３ａ，２４３ｂ 高利得増幅部
２５０ 制御系回路
２５１ 制御部
２５２ 局部発振回路
２５５，２５６ 分周回路
２５７，２５８ 移相分周回路
２６１，２６２ カレントコンバイナ
２７１，２７２ インピーダンス整合回路
３００ ベースバン回路（ベースバンドＩＣ）
ＡＮＴ アンテナ
ＬＩＭ１，ＬＩＭ２ リミッタ
ＶＧＡ１，ＶＧＡ２ 可変利得アンプ
ＬＰＦ１〜ＬＰＦ４ ロウパスフィルタ

Claims (14)

1. 変調およびアップコンバートされた送信信号を増幅して出力するリミッタを備えた通信用半導体集積回路であって、前記リミッタは、オープンコレクタもしくはオープンドレインで出力端子に接続された一対の差動トランジスタと、該差動トランジスタと並列に接続されいずれか一方のトランジスタが入力信号に応じてオフ状態にされる際にも前記出力端子に電流を流し続ける不平衡化低減手段とを備えることを特徴とする通信用半導体集積回路。
2. 変調およびアップコンバートされた送信信号を増幅して出力するリミッタを備えた通信用半導体集積回路であって、前記リミッタは、コレクタもしくはドレインが各々対応する出力端子に接続された一対の差動トランジスタと、該差動トランジスタと並列に接続されいずれか一方のトランジスタが入力信号に応じてオフ状態にされる際にオフ側のトランジスタのインピーダンスを低減する不平衡化低減手段とを備えることを特徴とする通信用半導体集積回路。
3. 前記差動トランジスタはバイポーラ・トランジスタであり、前記不平衡化低減手段は前記差動トランジスタと並列に接続された差動ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
4. 前記差動トランジスタはバイポーラ・トランジスタであり、前記不平衡化低減手段は前記差動トランジスタと並列に接続された抵抗素子であることを特徴とする請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
5. 前記リミッタと並列に、該リミッタと選択的に動作状態にされる利得制御可能な増幅回路が設けられていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
6. 請求項１ないし６のいずれかに記載の通信用半導体集積回路と、前記出力端子に接続された共振型負荷回路とが絶縁基板に実装もしくは内挿され、該絶縁基板から外部へ単相の信号として送信信号を出力する端子を有することを特徴とする通信用電子部品。
7. 前記共振型負荷回路は、前記絶縁基板に実装されたディスクリートの電子部品により構成されていることを特徴とする請求項６に記載の通信用電子部品。
8. 前記共振型負荷回路は、前記絶縁基板の表面または内部に形成された導電性のパターンにより構成されていることを特徴とする請求項６に記載の通信用電子部品。
9. 前記共振型負荷回路は、前記通信用半導体集積回路の前記出力端子と電源電圧端子との間に接続された一対のインダクタンス素子と前記出力端子間に接続された容量素子とからなることを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載の通信用電子部品。
10. 変調およびアップコンバートされた送信信号を増幅して出力するリミッタを備えた通信用半導体集積回路であって、前記リミッタは、一対の差動トランジスタと、該一対の差動トランジスタのコレクタもしくはドレインに接続された共振型負荷回路と、前記差動トランジスタと並列に接続されいずれか一方のトランジスタが入力信号に応じてオフ状態にされる際にオフ側のトランジスタのインピーダンスを低減する不平衡化低減手段と、前記差動トランジスタのうち一方のトランジスタのコレクタもしくはドレインに接続され増幅された信号を単相の信号として出力する端子とを備えることを特徴とする通信用半導体集積回路。
11. 前記共振型負荷回路は、前記差動トランジスタが形成された半導体チップと同一のチップ上に形成された導電性のパターンにより構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の通信用半導体集積回路。
12. 共振型負荷回路に接続されるべき１対の端子と、上記１対の端子に接続されたコレクタもしくはドレインを有する１対の差動トランジスタと、送信されるべき信号を上記１対の差動トランジスタへ供給するリミッタ回路と、上記１対の差動トランジスタと並列に接続され、上記１対の差動トランジスタの内の一方のトランジスタが上記リミッタ回路からの信号に従ってオフ状態にされる際に、上記一方のトランジスタのインピーダンスを低減する不平衡化低減手段とを備えることを特徴とする通信用半導体集積回路。
13. 上記１対の端子の内の１つの端子は、フィルタを介して高周波増幅器に接続されるべき端子であることを特徴とする請求項１２に記載の通信用半導体集積回路。
14. 上記１対の差動トランジスタはバイポーラ・トランジスタであり、上記不平衡化低減手段は上記１対の差動トランジスタと並列に接続された１対の差動ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１３に記載の通信用半導体集積回路。

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