JP4388402B2 - 送信機及びそれを用いた移動体通信端末 - Google Patents

Description

本発明は、変調方式が定振幅と非定振幅の２種類の通信方式に対応し、かつ、少なくとも１個の周波数帯に対応した移動体通信端末及びそれに用いられる送信機に関する。

移動体通信は、ここ十年の間に音声サービスを中心として爆発的に加入者数を増やしてきた。そのような通信システムの例として、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）がある。一方、近年、音声サービスだけでなく高速データ通信へのニーズが高まっており、ＧＳＭシステムにおいても、定振幅変調である従来のＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying）変調を用いた方式から、多値変調で非定振幅の８値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調を用いるＥＤＧＥ（Enhanced Data for Global Evolution）方式への移行が予定されている。このＥＤＧＥ方式に対応した端末では、従来のＧＳＭ方式（定振幅ＧＭＳＫ変調）とＥＤＧＥ方式（非定振幅８ＰＳＫ変調）の二つの方式に対応したデュアルモード端末であることが必須となっている。

このような定振幅変調と非定振幅変調の二つの変調方式に対応可能な送信機の例が特許文献１に開示されている。

特開平７−１９３４３０号公報

図１１はその代表的な構成を示すブロック図である。送信機は、主に、互いに直交成分であるベースバンド信号Ｉ，Ｑの中心周波数を第１搬送波周波数へと変換する直交変調器800、その第１搬送波周波数を第２搬送波を用いて所望の出力周波数に変換する周波数変換器803、及び周波数変換器803の出力信号を電力増幅する増幅器805から構成される。

非定振幅変調信号を送信する場合には、その振幅成分に情報が乗っているため、直交変調器800、減衰器801、周波数変換器803、増幅器805はいずれも線形領域で動作するように設計されている。

一方、定振幅変調信号を送信する場合には、不要な振幅成分によるＡＭ変調誤差を低減するために、次の動作が行なわれる。制御電圧が与えられることにより、切替回路802が減衰器801の減衰量を減少させる。これにより、周波数変換器803への入力信号レベルが増大し、周波数変換器803が飽和領域で動作して振幅制限が掛かるようになる。また、切替回路804は、制御電圧が与えられることによって周波数変換器803のバイアス電流を減らし、周波数変換器803の増幅度を低下させる。これにより、切替回路804は、周波数変換器803の出力レベルを切替前と同じになるように調整すると共に、周波数変換器803に振幅制限作用を生じさせる。

特許文献１の例においては、周波数を２段階で変換する方式を用いているためにノイズの大きい周波数変換回路（直交変調器800、周波数変換器803）と搬送波生成回路がそれぞれ２個必要となり、送信機出力でのノイズレベルが大きくなることが避けられない。また、減衰器801において、信号対雑音レベル（以下「Ｃ／Ｎ」と記す）が劣化する。従って、ＧＳＭのように雑音仕様の厳しいシステム(送信周波数から２０ＭＨｚ離調で−１６２ｄＢｃ／Ｈｚ)では、周波数変換器803の出力、又は周波数変換器803の入出力にＩＣ集積化が困難なＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタが必要になる。そのため、端末の面積の増加、及びコストの増大を招くことが避けられない。

本発明の目的は、定振幅変調と非定振幅変調の二つの変調方式に対応する低雑音の送信機及びそれを用いた移動体通信端末を提供することにある。

上記目的を達成する本発明の送信機は、入力信号を直交変調によって変調する直交変調器と、上記直交変調器が出力する変調信号を増幅する第１の増幅器と、上記第１の増幅器の出力信号を電力増幅する第２の増幅器とを具備し、上記第１の増幅器は、変調方式が定振幅変調の場合にはリミッタとして動作し、変調方式が非定振幅変調の場合には線形動作を行なうことを特徴とする。リミッタ動作と線形動作とが切り替えて用いられるので、直交変調器と第１の増幅器の間に減衰器を用いる必要がなく、従って減衰器を用いることによるＣ／Ｎの劣化を防ぐことができる。更に、このことに、周波数変換が上記直交変調器による一回で行なわれるダイレクトコンバージョンであることによる低雑音化が加わるので、著しく低雑音の送信機を実現することできる。

本発明によれば、定振幅変調方式と非定振幅変調方式のデュアルモードに対応し、かつ、少なくとも１つの周波数帯に対応した移動体通信端末の送信機を低雑音化することができる。

以下、本発明に係る送信機及びそれを用いた移動体通信端末を図面に示した幾つかの実施形態を参照して更に詳細を説明する。なお、図１，５，９，１０における同一の符号は、同一物又は類似物を表示するものとする。

実施形態では、定振幅変調方式としてＧＭＳＫ変調を用いるＧＳＭシステムを、非定振幅変調方式として８ＰＳＫ変調を用いるＥＤＧＥシステムを採り上げて説明を行なうが、実際の実施に当たってはこれらの通信システムに限られるものでないことは言うまでもない。例えば、定振幅変調方式としてＧＳＭシステム、非定振幅変調方式としてＷ−ＣＤＭＡシステムを適用することも可能である。

図１は、本発明による送信機の第１の実施形態を示すブロック図である。図１において、111は、ベースバンド回路113から入力されるベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調によって変調して所望の高周波（以下「ＲＦ」と記す）変調信号を出力する直交変調器、101-3は、直交変調器111出力のＲＦ変調信号の不要雑音を抑圧する低域通過フィルタ(以下「ＬＰＦと」記す)、106は、ＬＰＦ101-3の出力信号の振幅を制限するリミタ、107は、ＬＰＦ101-3の出力信号を線形動作によって増幅する可変利得増幅器（以下「ＶＧＡ」と記す）である。ＶＧＡ107とリミタ106は並列接続され、第１の増幅器である出力増幅器210を構成する。更に、図１において、108は、リミタ106又はＶＧＡ107の出力信号、即ち出力増幅器210の出力信号の所要周波数帯域を通過させる帯域通過フィルタ（以下「ＢＰＦ」と記す）、109は、ＢＰＦ108の出力信号を増幅する第２の増幅器である電力増幅器（以下「ＰＡ」と記す）、110は、ＶＧＡ107の利得を制御する検波・制御回路である。

直交変調器111は、増幅器100-1，100-2、LPF101-1，101-2、ミキサ102-1，102-2、加算器103とから構成される。ミキサ102-1，102-2には、ローカル発振器105及び２分周器104-1，104-2から構成されるローカル信号生成回路からローカル信号が与えられる。また、直交変調器111、上記ローカル信号生成回路、ＬＰＦ101-3、リミタ106及びＶＧＡ107は、集積化されてＲＦ−ＩＣ112を構成する。なお、ローカル発振器105の出力周波数は、位相同期ループによって安定化される。

以上において、直交変調器111、ＬＰＦ101-3、出力増幅器210、ＢＰＦ108、ＰＡ109及び検波・制御回路110を含んで送信機410が構成される。

続いて、以下に本実施形態の送信機410の動作の詳細を説明する。ベースバンド回路113からＭＯＤ111に入力されたベースバンド信号Ｉ，Ｑは、増幅器100-1，100-2にて所定の利得を与えられ、ＬＰＦ101-1，101-2で不要雑音が抑圧された後、ミキサ102-1，102-2に入力される。なお、増幅器100-1，100-2はベースバンド信号Ｉ，Ｑのレベルによっては減衰器が用いられる場合もある。ミキサ102-1，102-2にて、ベースバンド信号Ｉ，Ｑの中心周波数は上記ローカル信号生成回路の出力信号周波数にアップコンバードされる。

本実施形態においては、ローカル発振器105が３．６ＧＨＺで発振し、２分周器104-1，104-2を通ることで９００ＭＨｚのローカル信号を得る。また、２分周器104-1は９０度移相器を兼ね、ミキサ102-1，102-2にはそれぞれ互いに位相の９０度ずれたローカル信号が入力される。ミキサ102-1，102-2出力信号は、加算器103にて足し合わされ、中心周波数が９００ＭＨｚの所望のＲＦ変調信号を得る。該ＲＦ変調信号は、ＬＰＦ101-3にて不要雑音が抑圧される。ＬＰＦ101-3は、例えば後で詳述する図７を用いながら説明するフィルタによって構成することが可能である。なお、ＬＰＦ101-3は、ＬＰＦに限られるものではなく、所望周波数帯域を通過させる特性をもつ帯域通過フィルタでも代用可能である。但し、本実施形態では、ＳＡＷフィルタのような帯域外減衰量が大きいフィルタを用いる必要がない。

ＧＳＭモードの場合には、リミッタ106が動作状態、ＶＧＡ107が非動作状態となり、該ＲＦ変調信号はリミッタ106にて所定の利得を与えられた後、ＢＰＦ108へと入力される。また、ＥＤＧＥモードの場合には、リミッタ106が非動作状態、ＶＧＡ107が動作状態となり、該ＲＦ変調信号はVGA 107にて所定の利得を与えられた後、ＢＰＦ108へと入力される。

ＢＰＦ108は帯域通過特性をもつと共に、リミッタ106及びＶＧＡ107とＰＡ109との間の整合を取る役割を担う。また、差動シングル変換を兼ねる場合もある。更に、リミッタ106とＶＧＡ107の負荷を兼ねる場合もある。ＢＰＦ108は、例えば後で詳述する図８を用いながら説明するフィルタによって構成することが可能である。ＢＰＦ108の出力信号はＰＡ109にて所定の利得を与えられて本実施形態の送信機410の出力信号OUTとして出力される。

出力信号OUTは、検波・制御回路110にて検波され、ベースバンド回路113からの制御信号Vapcと比較され、その比較の結果得られた信号VdetがＶＧＡ107又はＰＡ109の制御端子に入力される。ＧＳＭモードの場合には、信号VdetによりＰＡ109の利得が設定され、ＥＤＧＥモードの場合には、信号VdetによりＶＧＡ107の利得が設定され、ＰＡ109の利得は固定値を取るように制御される。

増幅器100-1，100-2の出力雑音はＬＰＦ101-1，101-2によって抑圧されるため、本実施形態の送信機410の主要な雑音源は、ミキサ102-1，102-2、２分周器104-1，104-2及びローカル発振器105である。低雑音化を実現するために、ミキサ102-1,102-2からＰＡ109の間に減衰器は接続されない。減衰器を使用した場合、所望信号レベルが低下すると共にＣ／Ｎが劣化するため、減衰器の使用が低雑音化に不向きであるからである。

ＧＳＭモードの場合、雑音仕様は所望信号から２０ＭＨｚ離調周波数にて−１６２ｄＢｃ／Ｈｚ、ＥＤＧＥモードの場合には、−１５６ｄＢｃ／Ｈｚであり、ＧＳＭモードの方が仕様が厳しい。従って、ＧＳＭモードでのノイズ低減が特に重要である。そこで、上記のように、ＧＳＭモード時にはリミッタ106を、ＥＤＧＥモード時にはＶＧＡ107を動作状態にする。

即ち、ＧＳＭモードで用いられるＧＭＳＫ変調は定振幅変調であるから、リミッタ106を用いて２０ＭＨｚ離調でのＡＭ雑音レベルを低下させることで、送信機410の低雑音化を実現することができる。なお、ＬＰＦ101-3を用いてＭＯＤ111出力信号に含まれる高調波を抑圧することは、ＧＳＭモード時に特に重要で、高調波を十分に抑圧しない場合には、リミッタ107の非線形動作によって信号スペクトラム及び変調精度の劣化をもたらすことになる。なお、雑音源となるミキサ102-1，102-2、２分周器104-1，104-2及びローカル発振器105の雑音レベルが低く抑えられている場合には、雑音を抑えるためのフィルタは、ＬＰＦ101-3又はＢＰＦ108のいずれか一方とすることが可能である。

以上、本実施形態における発明の要点は、纏めると、まず、ＭＯＤ111出力から減衰器を通さずにＰＡ109まで信号を伝達することでＣ／Ｎの劣化を最小限に抑え、送信機410の低雑音化を可能ならしめることである。更に、要点は、定振幅変調信号と非定振幅変調信号に応じてそれぞれリミッタ106とＶＧＡ107を切り替えて動作させることにより、特に、定振幅変調信号使用時の低雑音化を実現することである。このよう低雑音化が実現されることから、本実施形態では、ＳＡＷフィルタを用いる必要がない。従って、ＭＯＤ111から出力増幅器210に至る回路のＩＣ集積化が容易になる。なお、ＲＦ−ＩＣ112に集積化される回路は、本実施形態の例に限られるものではなく、例えば、検波・制御回路110がＲＦ−ＩＣ112に集積化されても良い。

図２は、本発明による送信機の第２の実施形態を示すブロック図である。本実施形態の送信機411は、第１の実施形態において、リミッタ106を削除し、ＶＧＡ107をモードによって線形動作とリミット動作を切り替えることが可能なデュアルモードＶＧＡ200に、ＰＡ109を固定利得のＰＡ201に置き換えたことを特徴とする。従って、本実施形態では、デュアルモードＶＧＡ200が出力増幅器として機能する。なお、ＰＡ201の利得はモードによって異なることが一般的であるが、本実施形態のようにそれに限るものではない。本実施形態の場合は、ＰＡ201の利得は固定であるから、ＰＡ201の出力信号の電力制御は、モードによらず、制御電圧Vdetを介して行なわれるデュアルモードＶＧＡ200の利得制御によって行なわれることになる。デュアルモードＶＧＡ200は、ＥＤＧＥモードの場合にはＶＧＡ107と同様に線形動作を行なうが、ＧＳＭモードの場合には雑音を低減するためにリミット動作が行なわれる。このような動作が可能なデュアルモードＶＧＡ200の例を図３に示す。

デュアルモードＶＧＡ200は、バイポーラトランジスタQ300と、ＭＯＳトランジスタM300と、容量C300と、インダクタL300と、抵抗R300とから構成される。ＬＰＦ101-3の出力信号である入力差動信号は、容量C300-2，C300-3を介して電圧電流変換用ＭＯＳトランジスタM300のゲートに入力される。ＭＯＳトランジスタM300のバイアス電圧が抵抗R300を介してＭＯＳトランジスタM300のゲートに与えられる。電圧電流変換されたＭＯＳトランジスタM300のドレイン出力電流は、バイポーラトランジスタQ300-1，Q300-4のコレクタ出力電流となる。同コレクタ出力電流は、負荷を構成するインダクタL300、容量C300-1によって電圧に変換され出力差動信号となる。

デュアルモードＶＧＡ200の利得制御は、バイポーラトランジスタQ300-1，Q300-4のベースに与えられる差動制御信号によって行なわれる。例えば、差動制御信号により、バイポーラトランジスタQ300-1，Q300-4がオン状態、バイポーラトランジスタQ300-2，Q300-3がオフ状態に設定された場合には、ＭＯＳトランジスタM300のコレクタ出力電流のほとんどが上記負荷へと入力されるため利得が大きくなる。また、バイポーラトランジスタQ300-1，Q300-4がオフ状態、バイポーラトランジスタQ300-2，Q300-3がオン状態に設定された場合には、ＭＯＳトランジスタM300のコレクタ出力電流のほとんどが電源Vccへと流れ、上記負荷へは入力されないため利得が小さくなる。

ＥＤＧＥモードの場合には、該バイアス電圧として、ＭＯＳトランジスタM300での電圧電流変換が線形となるような十分大きい電圧が入力される。また、ＧＳＭモードの場合には、上記の電圧電流変換にてリミッタ作用が発生するように、バイアス電圧として小さい電圧が入力される。

図４に、デュアルモードＶＧＡ200の特性の一例として、シミュレーションにより得られた入出力特性を示す。入力差動信号パワーはどちらのモードの場合にも０ｄＢｍである。バイアス電圧を調節することにより、ＥＤＧＥモードの場合には、該入出力特性は特性１となり、線形動作となる。一方、ＧＳＭモードの場合には、特性２となり、リミッタ動作が実現される。

上記のように、リミッタ動作はデュアルモードＶＧＡ200の入力側、即ち、ＭＯＳトランジスタM300にて行なわれる。このことは、リミッタ動作がデュアルモードＶＧＡ200の出力側で行なわれる場合に比べて、送信機の低雑音化に有利である。出力にて該リミッタ動作を行なわせる方法として、インダクタL300の代わりに抵抗を用いることが考えられる。しかし、インダクタL300を用いた場合には、インダクタL300とバイポーラトランジスタQ300-1の接続点N300での信号が電圧Vccを中心として上下に変化する振幅を持つのに対し、抵抗を用いた場合には、信号の振幅は電圧Vccよりも低い電圧値を中心として最大Vccまでしか変化しないために、出力パワーが低減し、Ｃ／Ｎが低下する。更に、抵抗から発生する熱雑音のために更にＣ／Ｎが低下することとなる。

以上、本実施形態における発明の要点は、纏めると、まず、ＭＯＤ111出力から減衰器を通さずにＰＡ109まで信号を伝達させることによってＣ／Ｎの劣化を最小限に抑え、送信機411の低雑音化を可能ならしめることである。更に、要点は、定振幅変調信号と非定振幅変調信号に応じて、デュアルモードＶＧＡ200の動作を、それぞれリミッタ動作と線形動作に変えることにより、特に、定振幅変調信号使用時の低雑音化を実現することである。

次に、図５は、本発明による送信機の第３の実施形態を示すブロック図である。本実施形態の送信機400は、第１の実施形態の送信機に対し、２分周器104-3、ミキサ102-3，102-4、加算器103-2、ＬＰＦ101-4、ＶＧＡ107-2、リミッタ106-2、ＢＰＦ108-2、ＰＡ109-2を追加したことを特徴とする。更に、送信機400は、４つの周波数帯域、即ち、ＧＳＭ８５０の８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ、ＧＳＭ９００の８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ、ＤＣＳ（Digital Cellular System）１８００の１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ、及びＰＣＳ（Personal Communications Service）１９００の１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚに対応可能であり、更に、２つのモード（ＧＳＭ：ＧＭＳＫ変調、ＥＤＧＥ：８ＰＳＫ変調）に対応可能である。

ＧＳＭモード、ＥＤＧＥモードにおけるベースバンド信号Ｉ，Ｑの変調帯域は同等であるから、増幅器100とＬＰＦ100-1，100-2は両モードで共通に用いることができる。

ＧＳＭ８５０及びＧＳＭ９００での動作は、第１の実施形態での動作と同様であり、ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、所定の周波数変換及び増幅が行なわれた後、出力信号OUTとして出力される。また、ＧＳＭモードの場合にはリミッタ106が動作し、ＥＤＧＥモード時にはＶＧＡ107が動作する。

ＤＣＳ１８８００及びＰＣＳ１９００での動作は、新たに追加されたミキサ102-3，102-4、加算器103-2、ＬＰＦ101-4、ＶＧＡ107-2、リミッタ106-2、ＢＰＦ108-2、ＰＡ109-2を用いて行なわれる。その動作の詳細は、前述のＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００の場合と同様に行なわれ、出力信号OUT2が出力される。

ミキサ102-3，102-4で用いられるローカル信号の生成には、２分周器104-3が用いられる。ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００時には、このようにローカル発振器105の出力信号は２分周され、ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００の場合には、前述のように４分周される。これにより、４つの周波数帯域に対応することによる、ローカル発信器105に必要な発振周波数範囲の増大を防ぐことができる。

本構成の利点は、増幅器100とＬＰＦ101-1，101-2を全ての周波数帯域で共有することによってＲＦ−ＩＣ112の小面積を実現できることである。特に、ＬＰＦ101-1，101-2は、カットオフ周波数が数百ｋＨｚと低いため、フィルタを構成する容量の面積が大きい。そのため、ＬＰＦ101-1，101-2の共有化は小面積化に有効である。

第２の利点は、ＬＰＦ101-1，101-2の出力側の回路を、低周波数帯域（ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００）と高周波数帯域（ＤＣＳ１８００,ＰＣＳ１９００）でそれぞれ別個にもつことにより、回路の最適化もまたそれぞれに実施することが可能になり、低雑音化や低消費電流化に対する設定が容易となる。

図６に、ＬＰＦ101-1，101-2の一例を示す。増幅器100によって増幅されたベースバンド信号を入力信号とするＬＰＦ101-1，101-2の各々は、抵抗R700と、容量C700と、スイッチ700と、トランジスタQ700と、電流源701とから構成される。ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００動作時には、抵抗R700と、容量C700と、トランジスタQ700-1と、電流源701-1とがアクティブフィルタ（Sallen-key型）を構成するようスイッチ700が動作し、出力信号がミキサ102-1へ出力される。また、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００動作時には、抵抗R700と、容量C700と、トランジスタQ700-2と、電流源701-2とが同じくアクティブフィルタ（Sallen-key型）を構成するようスイッチ700が動作し、出力信号がミキサ102-3へ出力される。このようにして、小面積化で特に重要となる、容量C700をすべての周波数帯域で共通化することができる。なお、スイッチ700は、例えば、ＭＯＳトランジスタで構成されるＩＣ集積化可能なスイッチである。

図５のＬＰＦ101-3は、周波数帯域（ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００）、或いは、送信周波数に応じてその周波数特性が変わるように設計することも可能で、この場合には不要信号の抑圧レベルを周波数帯域毎に最適化することができる。

このような可変ＬＰＦのＬＰＦ101-3の一例を図７に示す。ＬＰＦ101-3は、インダクタL500と、容量C500と、可変容量CV500とから構成される。可変容量CV500の容量値は制御信号によって決定される。可変容量CV500は、例えば、バラクタを用いて実現することができるが、その他にも、固定容量とスイッチを直列接続し、該スイッチのオンオフを制御することによっても実現可能である。また、ＬＰＦ101-3は、抵抗を用いて構成することも可能であり、従って、インダクタ、容量、抵抗のうち少なくとも２個の要素から構成する受動フィルタとすることが可能である。ＬＰＦ101-4に関しても、ＬＰＦ101-3と同様の手段でその周波数特性を可変にすることが可能である。

また、図５のＢＰＦ108もまた、周波数帯域（ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００）、或いは、送信周波数に応じてその周波数特性が変わるように設計することも可能で、この場合には不要信号の抑圧レベルや整合を周波数帯域毎に最適化することができる。このような可変ＢＰＦのＢＰＦ108の一例を図８に示す。ＢＰＦ108は、インダクタL600と、容量C600と、可変容量CV600とから構成される。図８のＢＰＦ108は、帯域通過特性を持つだけでなく、ＶＧＡ107，リミッタ106の負荷を兼ね、更に、整合回路601とバラン602によってそれぞれ整合回路と差動シングル変換回路としての機能も併せ持っている。周波数特性は、可変容量CV600の容量値を制御信号を用いて変化させることができる。可変容量CV600は、例えば、バラクタを用いて実現することができるが、その他にも、固定容量とスイッチを直列接続し、該スイッチのオンオフを制御することによっても実現可能である。また、ＢＰＦ108は、抵抗を用いて構成することも可能であり、従って、インダクタ、容量、抵抗のうち少なくとも２個の要素から構成する受動フィルタとすることが可能である。ＢＰＦ108-2に関しても、ＢＰＦ108と同様の手段でその周波数特性を可変にすることが可能である。

続いて、第１の実施形態を第３の実施形態に拡張し、４つの周波数帯域（ＧＳＭ８５０:８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ，ＧＳＭ９００：８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ，ＤＣＳ１８００：１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ，ＰＣＳ１９００：１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）と２つのモード（ＧＳＭ：ＧＭＳＫ変調、ＥＤＧＥ：８ＰＳＫ変調）に対応させたのと同様の手法を用いて、第２の実施形態を拡張した第４の実施形態を図９に示す。

本実施形態の送信機401において、ＧＳＭ８５０／ＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００の切り替えがＬＰＦ101-1，101-2によって行なわれる。また、デュアルモードＶＧＡ200において線形動作とリミット動作の切り替え及び利得の制御が行なわれ、ＰＡ201の利得は固定である。

以上、本実施形態では、第２の実施形態の利点である送信機の低雑音化と定振幅変調信号使用時の低雑音化が実現されると共に、第３の実施形態の利点であるＲＦ−ＩＣ112の小面積化と、低周波数帯域と高周波数帯域でのそれぞれの回路の最適化が実現される。

次に、図１０は、本発明による移動体通信端末の実施形態を示すブロック図である。本実施形態は、４つの周波数帯域（ＧＳＭ８５０:８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ，ＧＳＭ９００：８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ，ＤＣＳ１８００：１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ，ＰＣＳ１９００：１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）と２つのモード（ＧＳＭ：ＧＭＳＫ変調、ＥＤＧＥ：８ＰＳＫ変調）に対応している。

本実施形態の移動体通信端末は、ベースバンド回路113と、送信機700と、セレクタ703と、アンテナ704と、SAWフィルタ702と、受信機701とから構成される。また、送信機700と受信機701のローカル信号を供給するための回路として、ローカル発振器105と２分周器104が用いられる。なお、本実施形態では、受信機701用と送信機700用のＧＳＭ８５０／ＧＳＭ９００用とＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００用のローカル信号がローカル発振器105からそれぞれ別々の２分周器104を用いて生成されているが、ローカル信号の生成方式はこれに限られるものではなく、２分周器104の幾つかを共有することも可能であることは言うまでもない。

送信機700は、第３の実施形態の送信回路400又は第４の実施形態の送信回路401のいずれかである。また、受信機701はダイレクトコンバージョン方式の受信機であり、図示していないが、アンテナからの受信信号を増幅する低雑音増幅器と、低雑音増幅器の出力信号を直交復調してベースバンド信号Ｉ，Ｑを出力する直交復調器とを主な回路として構成される。

セレクタ703は、受信モード、送信モード、使用周波数帯域に基づき、アンテナ704とSAWフィルタ702と送信機700との間を適切に接続するための回路である。

本実施形態により、定振幅変調と非定振幅変調の二つの変調方式に対応可能で、かつ、低雑音の移動体通信端末が実現され、その小型、低コスト化が実現される。

本発明に係る送信機の第１の実施形態を説明するためのブロック図。 本発明の送信機の第２の実施形態を説明するためのブロック図。 第２の実施形態で用いられるデュアルモードＶＧＡの例を説明するための回路図。 デュアルモードＶＧＡの入出力特性の一例を示す曲線図。 本発明の送信機の第３の実施形態を説明するためのブロック図。 第３の実施形態で用いるＬＰＦの例を説明するための回路図。 第３の実施形態で用いる可変ＬＰＦの例を説明するための回路図。 第３の実施形態で用いる可変ＢＰＦの例を説明するための回路図。 本発明の送信機の第４の実施形態を説明するためのブロック図。 本発明の移動体通信端末の実施形態を説明するためのブロック図。 従来の送信機の例を説明するためのブロック図。

符号の説明

100…増幅器、101…低域通過フィルタ、102…ミキサ、103…加算器、104…２分周器、105…ローカル発信器、106…リミッタ、107…可変利得増幅器、108…帯域通過フィルタ、109，201…電力増幅器、110…検波・制御回路、111…直交変調器、112…ＲＦ−ＩＣ、113…ベースバンド回路、200…デュアルモード可変利得増幅器、210…出力増幅器、400，401，410，411，700…送信機、701…受信機、702…SAWフィルタ、703…セレクタ、704…アンテナ。

Claims (15)

1. 入力信号を直交変調によって変調する直交変調器と、
   上記直交変調器が出力する変調信号を増幅する第１の増幅器と、
   上記第１の増幅器の出力信号を電力増幅する第２の増幅器と
   を具備し、
   上記第１の増幅器は、変調方式が定振幅変調である第１のモードの場合にはリミッタとしてリミッタ動作を行ない、変調方式が非定振幅変調である第２のモードの場合には線形動作を行なう可変利得増幅器として動作し、
   上記第１の増幅器は、上記変調信号と共にバイアス信号が上記第１および第２のモードの２つのモードで共通の入力端子に入力され、かつ、出力信号を上記２つのモードで共通に生成して上記２つのモードで共通の出力端子に出力する回路接続構成を備え、
   上記第１の増幅器は、上記バイアス信号が可変であることによって上記バイアス信号に応じて上記第１のモードに対応する上記リミッタ動作と上記第２のモードに対応する上記線形動作との間で動作が切り替わり、もって上記２つのモードで共通の増幅器によって構成される
   ことを特徴とする送信機。
2. 上記第１の増幅器は、
   第１のＮＭＯＳトランジスタと、
   エミッタ端子が相互に接続された第１及び第２のＮＰＮトランジスタと、
   第１の負荷素子と、
   第１の抵抗と
   を含んで成り、
   上記第１のＮＭＯＳトランジスタのゲート端子、ソース端子、及びドレイン端子は、それぞれ入力端子、接地、並びに上記第１及び第２のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に接続され、
   上記第１のＮＰＮトランジスタのベース端子、及びコレクタ端子は、それぞれ第１の利得制御端子、及び電源に接続され、
   上記第２のＮＰＮトランジスタのベース端子、及びコレクタ端子は、それぞれ第２の利得制御端子、及び上記負荷素子に接続され、
   上記負荷素子は、電源と上記第２のＮＰＮトランジスタのコレクタ端子との間に接続され、
   上記第１のＮＭＯＳトランジスタのゲートバイアス電圧が上記第１の抵抗を介して供給され、
   上記負荷素子は、抵抗又はインダクタであり、
   上記第１の増幅器がリミッタとして動作する場合には、線形動作を行なう場合に比べて低い電圧が上記ゲートバイアス電圧として供給されるとともに、上記第１及び第２の利得制御端子には所定の固定電圧が供給され、
   上記第１の増幅器が線形動作を行なう可変増幅器として動作する場合には、上記第１及び第２の利得制御端子には上記第１の増幅器の利得に応じた電圧が供給される
   ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 上記直交変調器と上記第１の増幅器との間及び上記第１の増幅器と上記第２の増幅器との間の少なくとも一方に雑音を抑えるためのフィルタが接続されている
   ことを特徴とする請求項２に記載の送信機。
4. 上記直交変調器と上記第１の増幅器との間に接続されるフィルタは、インダクタ、容量、抵抗のうち少なくとも２個の要素を含んで構成される受動フィルタである
   ことを特徴とする請求項３に記載の送信機。
5. 上記第１の増幅器と上記第２の増幅器との間に接続されるフィルタは、インダクタ、容量、抵抗のうち少なくとも２個の要素を含んで構成される受動フィルタである
   ことを特徴とする請求項３に記載の送信機。
6. 上記直交変調器と上記第１の増幅器との間に接続されるフィルタ及び上記第１の増幅器と上記第２の増幅器との間に接続されるフィルタのうちの少なくとも一方のフィルタの周波数特性が、上記第２の増幅器が出力する送信信号の周波数に応じて変わるように制御される
   ことを特徴とする請求項３に記載の送信機。
7. 入力信号を直交変調によって周波数帯域が第１の周波数帯域に含まれる信号に変調する第１の直交変調器と、
   上記第１の直交変調器が出力する変調信号を増幅する第１の増幅器と、
   上記第１の増幅器の出力信号を電力増幅する第２の増幅器と、
   入力信号を直交変調によって周波数帯域が第２の周波数帯域に含まれる信号に変調する第２の直交変調器と、
   上記第２の直交変調器が出力する変調信号を増幅する第３の増幅器と、
   上記第３の増幅器の出力信号を電力増幅する第４の増幅器と
   を具備し、
   上記第１の増幅器及び上記第３の増幅器の各々は、変調方式が定振幅変調である第１のモードの場合にはリミッタとしてリミッタ動作を行ない、変調方式が非定振幅変調である第２のモードの場合には線形動作を行なう可変利得増幅器として動作し、
   上記第１の増幅器及び上記第３の増幅器の各々は、上記変調信号と共にバイアス信号が上記第１および第２のモードの２つのモードで共通の入力端子に入力され、かつ、出力信号を上記２つのモードで共通に生成して上記２つのモードで共通の出力端子に出力する回路接続構成を備え、
   上記第１の増幅器及び上記第３の増幅器の各々は、上記バイアス信号が可変であることによって上記バイアス信号に応じて上記第１のモードに対応する上記リミッタ動作と上記第２のモードに対応する上記線形動作との間で動作が切り替わり、もって上記２つのモードで共通の増幅器によって構成され、
   上記第１の周波数帯域で動作する場合は、上記第１の直交変調器、上記第１の増幅器及び上記第２の増幅器が動作状態となり、かつ、上記第２の直交変調器、上記第３の増幅器及び上記第４の増幅器が非動作状態となり、
   上記第２の周波数帯域で動作する場合は、上記第１の直交変調器、上記第１の増幅器及び上記第２の増幅器が非動作状態となり、かつ、上記第２の直交変調器、上記第３の増幅器及び上記第４の増幅器が動作状態となる
   ことを特徴とする送信機。
8. 上記第１の増幅器及び上記第３の増幅器の各々は、
   第１のＮＭＯＳトランジスタと、
   エミッタ端子が相互に接続された第１及び第２のＮＰＮトランジスタと、
   第１の負荷素子と、
   第１の抵抗と
   を含んで成り、
   上記第１のＮＭＯＳトランジスタのゲート端子、ソース端子、及びドレイン端子は、それぞれ入力端子、接地、並びに上記第１及び第２のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に接続され、
   上記第１のＮＰＮトランジスタのベース端子、及びコレクタ端子は、それぞれ第１の利得制御端子、及び電源に接続され、
   上記第２のＮＰＮトランジスタのベース端子、及びコレクタ端子は、それぞれ第２の利得制御端子、及び上記負荷素子に接続され、
   上記負荷素子は、電源と上記第２のＮＰＮトランジスタのコレクタ端子との間に接続され、
   上記第１のＮＭＯＳトランジスタのゲートバイアス電圧が上記第１の抵抗を介して供給され、
   上記負荷素子は、抵抗又はインダクタであり、
   上記第１の増幅器がリミッタとして動作する場合には、線形動作を行なう場合に比べて低い電圧が上記ゲートバイアス電圧として供給されるとともに、上記第１及び第２の利得制御端子には所定の固定電圧が供給され、
   上記第１の増幅器が線形動作を行なう可変増幅器として動作する場合には、上記第１及び第２の利得制御端子には上記第１の増幅器の利得に応じた電圧が供給される
   ことを特徴とする請求項７に記載の送信機。
9. 上記入力信号を入力する１個の低域通過フィルタを更に具備し、
   上記低域通過フィルタは、上記第１の直交変調器が動作状態のときに上記第１の直交変調器に接続されてフィルタ後の上記入力信号を上記第１の直交変調器に供給し、上記第２の直交変調器が動作状態のときに上記第２の直交変調器に接続されてフィルタ後の上記の入力信号を上記第２の直交変調器に供給する
   ことを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の送信機。
10. 上記第１の直交変調器と上記第１の増幅器との間及び上記第１の増幅器と上記第２の増幅器との間の少なくとも一方に雑音を抑えるための第１のフィルタが接続され、
    上記第２の直交変調器と上記第３の増幅器との間及び上記第３の増幅器と上記第４の増幅器との間の少なくとも一方に雑音を抑えるための第２のフィルタが接続されている
    ことを特徴とする請求項９に記載の送信機。
11. 上記第１の直交変調器と上記第１の増幅器との間に接続される第１のフィルタ及び上記第２の直交変調器と上記第３の増幅器との間に接続される第２のフィルタの各々は、インダクタ、容量、抵抗のうち少なくとも２個の要素を含んで構成される受動フィルタである
    ことを特徴とする請求項１０に記載の送信機。
12. 上記第１の増幅器と上記第２の増幅器との間に接続される第１のフィルタ及び上記第３の増幅器と上記第４の増幅器との間に接続される第２のフィルタの各々は、インダクタ、容量、抵抗のうち少なくとも２個の要素を含んで構成される受動フィルタである
    ことを特徴とする請求項１０に記載の送信機。
13. 上記第１の直交変調器と上記第１の増幅器との間に接続される第１−１のフィルタ及び上記第１の増幅器と上記第２の増幅器との間に接続される第１−２のフィルタのうちの少なくとも一方の第１のフィルタの周波数特性が上記第２の増幅器の出力する送信信号の周波数に応じて変わるように制御され、
    上記第２の直交変調器と上記第３の増幅器との間に接続される第２−１のフィルタ及び上記第３の増幅器と上記第４の増幅器との間に接続される第２−２のフィルタのうちの少なくとも一方の第２のフィルタの周波数特性が上記第４の増幅器の出力する送信信号の周波数に応じて変わるように制御される
    ことを特徴とする請求項１０に記載の送信機。
14. ベースバンド回路と、
    上記ベースバンド回路が出力するベースバンド信号を入力信号とし、上記入力信号を直交変調によって変調し、その変調信号を増幅して送信信号を出力する送信機と、
    電波の送受信を行なうアンテナと、
    上記アンテナからの受信信号を直交復調によって復調してベースバンド信号を出力する受信機と、
    上記送信機が出力する送信信号を上記アンテナに供給し、上記アンテナからの受信信号を上記受信機に供給するセレクタと、
    上記送信機が行なう直交変調及び上記受信機が行なう直交復調のためのローカル信号を生成するローカル信号生成回路と
    を具備し、
    上記送信機は、請求項１〜６のいずれかに記載の送信機である
    ことを特徴とする移動体通信端末。
15. ベースバンド回路と、
    上記ベースバンド回路が出力するベースバンド信号を入力信号とし、上記入力信号を直交変調によって互いに異なる２つの周波数帯域の信号に変調し、その変調信号をそれぞれ増幅して送信信号を出力する送信機と、
    電波の送受信を行なうアンテナと、
    上記アンテナからの受信信号を直交復調によって復調してベースバンド信号を出力する受信機と、
    上記送信機が出力する送信信号を上記アンテナに供給し、上記アンテナからの受信信号を上記受信機に供給するセレクタと、
    上記送信機が行なう直交変調及び上記受信機が行なう直交復調のためのローカル信号を生成するローカル信号生成回路と
    を具備し、
    上記送信機は、請求項７〜１３のいずれかに記載の送信機であることを特徴とする移動体通信端末。

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