JP2003152815A - 通信用半導体集積回路 - Google Patents
通信用半導体集積回路Info
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- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ダイレクトアップコンバージョン方式の送信
系回路において、複数のバンドに対応するため直交変調
回路を各バンドで共用させてチップ面積の増大を抑える
ようにした場合においても、雑音特性（Ｃ／Ｎ比）が要
求を満足することができる変調回路を提供する。 【解決手段】 位相が９０°異なる２つの発振周波数信
号を送信データ（Ｉ，Ｑ）で変調させる直交変調回路を
複数のバンドで共用させるとともに、直交変調回路の出
力負荷として、従来一般的であった抵抗の代わりにイン
ダクタンスＬと容量ＣとからなるＬＣ共振回路を用い、
該共振回路を構成するＬまたはＣの値を送信バンドに応
じて切り換えるようにした。
系回路において、複数のバンドに対応するため直交変調
回路を各バンドで共用させてチップ面積の増大を抑える
ようにした場合においても、雑音特性（Ｃ／Ｎ比）が要
求を満足することができる変調回路を提供する。 【解決手段】 位相が９０°異なる２つの発振周波数信
号を送信データ（Ｉ，Ｑ）で変調させる直交変調回路を
複数のバンドで共用させるとともに、直交変調回路の出
力負荷として、従来一般的であった抵抗の代わりにイン
ダクタンスＬと容量ＣとからなるＬＣ共振回路を用い、
該共振回路を構成するＬまたはＣの値を送信バンドに応
じて切り換えるようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信装置に使
用されるダイレクトコンバージョン方式の通信用半導体
集積回路に適用して有効な技術に関し、特に複数のバン
ドの信号を送受信可能な携帯電話機などを構成する変調
回路および復調回路に利用して有効な技術に関する。
用されるダイレクトコンバージョン方式の通信用半導体
集積回路に適用して有効な技術に関し、特に複数のバン
ドの信号を送受信可能な携帯電話機などを構成する変調
回路および復調回路に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話機のような通信装置において
は、小型、軽量化はもとより低コストの要求が高い。こ
の低コスト化には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）やＳＡＷ
フィルタといった外付け部品の削減が効果的である。現
在、欧州のディジタル携帯電話システムのうちの一つで
あるＧＳＭ（Global System for Mobile Communication
s）方式では、高価なＳＡＷフィルタを使用しない構成
のオフセットＰＬＬ方式が主流である。一方、送信デー
タで直接搬送波である高周波発振信号に変調をかけるダ
イレクトコンバージョン方式がある。このダイレクトコ
ンバージョン方式では中間周波数の発振信号を生成する
ＩＦ−ＶＣＯを削減できるため、さらに低コスト化が可
能となる。
は、小型、軽量化はもとより低コストの要求が高い。こ
の低コスト化には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）やＳＡＷ
フィルタといった外付け部品の削減が効果的である。現
在、欧州のディジタル携帯電話システムのうちの一つで
あるＧＳＭ（Global System for Mobile Communication
s）方式では、高価なＳＡＷフィルタを使用しない構成
のオフセットＰＬＬ方式が主流である。一方、送信デー
タで直接搬送波である高周波発振信号に変調をかけるダ
イレクトコンバージョン方式がある。このダイレクトコ
ンバージョン方式では中間周波数の発振信号を生成する
ＩＦ−ＶＣＯを削減できるため、さらに低コスト化が可
能となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】近年の携帯電話機は、
８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭと１７１０〜１７８５
ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のよう
な２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式
や、ＧＳＭとＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１０Ｍ
Ｈｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の
信号を扱えるトリプルバンド方式の要求がある。また、
携帯電話機は今後さらに多くのバンドに対応できるもの
が要求されることが考えられる。
８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭと１７１０〜１７８５
ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のよう
な２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式
や、ＧＳＭとＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１０Ｍ
Ｈｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の
信号を扱えるトリプルバンド方式の要求がある。また、
携帯電話機は今後さらに多くのバンドに対応できるもの
が要求されることが考えられる。
【０００４】このような複数のバンドに対応できる携帯
電話機に使用される送信信号の変調や受信信号の復調を
行なう半導体集積回路（以下、変復調用ＬＳＩと称す
る）においては、各バンド毎にそのバンドの信号を処理
する変調回路や復調回路を設けたのでは、回路面積が増
大しチップコストが高くなるという不具合がある。そこ
で、複数のバンドで変調回路や復調回路を共用すること
が考えられる。しかしながら、変調回路や復調回路を共
用させるようにすると、出力レベルやノイズ特性に対し
て要求される性能を満足させることが困難になるという
不具合がある。
電話機に使用される送信信号の変調や受信信号の復調を
行なう半導体集積回路（以下、変復調用ＬＳＩと称す
る）においては、各バンド毎にそのバンドの信号を処理
する変調回路や復調回路を設けたのでは、回路面積が増
大しチップコストが高くなるという不具合がある。そこ
で、複数のバンドで変調回路や復調回路を共用すること
が考えられる。しかしながら、変調回路や復調回路を共
用させるようにすると、出力レベルやノイズ特性に対し
て要求される性能を満足させることが困難になるという
不具合がある。
【０００５】具体的には、例えば送信系回路において
は、負荷素子として抵抗を使用した従来の直交変調回路
をそのまま使用すると、受信周波数帯に漏れ込む雑音特
性（Ｃ／Ｎ比）が要求値を満足することが困難である。
また、受信系回路においては、後段のミキサを各バンド
で共用すると、選択されたバンドのＬＮＡ（ロウノイズ
アンプ）の出力信号が非選択バンドのＬＮＡの出力に漏
れ込んで、選択バンドのＬＮＡの出力レベルが低下する
ため、後段のミキサで増幅した時にＮＦ（ノイズ・フィ
ギュア）が劣化してしまうという課題がある。
は、負荷素子として抵抗を使用した従来の直交変調回路
をそのまま使用すると、受信周波数帯に漏れ込む雑音特
性（Ｃ／Ｎ比）が要求値を満足することが困難である。
また、受信系回路においては、後段のミキサを各バンド
で共用すると、選択されたバンドのＬＮＡ（ロウノイズ
アンプ）の出力信号が非選択バンドのＬＮＡの出力に漏
れ込んで、選択バンドのＬＮＡの出力レベルが低下する
ため、後段のミキサで増幅した時にＮＦ（ノイズ・フィ
ギュア）が劣化してしまうという課題がある。
【０００６】この発明の目的は、ダイレクトアップコン
バージョン方式の送信系回路において、複数のバンドに
対応するため直交変調回路を各バンドで共用させてチッ
プ面積の増大を抑えるようにした場合に、雑音特性（Ｃ
／Ｎ比）が要求値を満足することができる変調回路を備
えた通信用半導体集積回路を提供することにある。
バージョン方式の送信系回路において、複数のバンドに
対応するため直交変調回路を各バンドで共用させてチッ
プ面積の増大を抑えるようにした場合に、雑音特性（Ｃ
／Ｎ比）が要求値を満足することができる変調回路を備
えた通信用半導体集積回路を提供することにある。
【０００７】この発明の他の目的は、ダイレクトダウン
コンバージョン方式の受信系回路において、複数のバン
ドに対応するため受信信号を復調するミキサを各バンド
で共用させてチップ面積の増大を抑えるようにした場合
に、ＮＦ（ノイズ・フィギュア）が劣化するのを回避す
ることができる復調回路を備えた通信用半導体集積回路
を提供することにある。
コンバージョン方式の受信系回路において、複数のバン
ドに対応するため受信信号を復調するミキサを各バンド
で共用させてチップ面積の増大を抑えるようにした場合
に、ＮＦ（ノイズ・フィギュア）が劣化するのを回避す
ることができる復調回路を備えた通信用半導体集積回路
を提供することにある。
【０００８】この発明のさらに他の目的は、複数のバン
ドによる通信が可能であり、しかも外付け部品となるＳ
ＡＷフィルタや中間周波数の発振信号を生成するＩＦ−
ＶＣＯを設ける必要がなく、これによって部品点数を削
減することができる通信用半導体集積回路を提供するこ
とにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新
規な特徴については、本明細書の記述および添附図面か
ら明らかになるであろう。
ドによる通信が可能であり、しかも外付け部品となるＳ
ＡＷフィルタや中間周波数の発振信号を生成するＩＦ−
ＶＣＯを設ける必要がなく、これによって部品点数を削
減することができる通信用半導体集積回路を提供するこ
とにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新
規な特徴については、本明細書の記述および添附図面か
ら明らかになるであろう。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。すなわち、本発明は、ダイレクトアップコ
ンバージョン方式の送信系回路において、位相が９０°
異なる２つの発振周波数信号を送信データ（Ｉ，Ｑ）で
変調させる直交変調回路を複数のバンドで共用させると
ともに、直交変調回路の出力負荷として、従来一般的で
あった抵抗の代わりにインダクタンスＬと容量Ｃとから
なるＬＣ共振回路を用い、該共振回路を構成するＬまた
はＣの値を送信バンドに応じて切り換えるようにしたも
のである。直交変調回路の出力負荷として抵抗を使用す
ると、この抵抗で電圧降下が生じるため直交変調回路の
ダイナミックレンジが狭められ大きな出力振幅を得るこ
とが難しいが、出力負荷としてＬＣ共振回路を用いると
電圧降下が生じないため出力レベルを大きくすることが
でき、これによってノイズの絶対量が同一であれば直交
変調回路を各バンドで共用させるようにしても雑音特性
（Ｃ／Ｎ比）を良好にすることができる。
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。すなわち、本発明は、ダイレクトアップコ
ンバージョン方式の送信系回路において、位相が９０°
異なる２つの発振周波数信号を送信データ（Ｉ，Ｑ）で
変調させる直交変調回路を複数のバンドで共用させると
ともに、直交変調回路の出力負荷として、従来一般的で
あった抵抗の代わりにインダクタンスＬと容量Ｃとから
なるＬＣ共振回路を用い、該共振回路を構成するＬまた
はＣの値を送信バンドに応じて切り換えるようにしたも
のである。直交変調回路の出力負荷として抵抗を使用す
ると、この抵抗で電圧降下が生じるため直交変調回路の
ダイナミックレンジが狭められ大きな出力振幅を得るこ
とが難しいが、出力負荷としてＬＣ共振回路を用いると
電圧降下が生じないため出力レベルを大きくすることが
でき、これによってノイズの絶対量が同一であれば直交
変調回路を各バンドで共用させるようにしても雑音特性
（Ｃ／Ｎ比）を良好にすることができる。
【００１０】ここで、ＬＣ共振回路の共振点を変化させ
る方法としては、Ｌの値またはＣの値を変える方式があ
るが、現在のプロセスではＣの値を変える方が簡単であ
る。また、共振回路を構成する容量Ｃとしては、絶縁ゲ
ート型電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴと称
する）のゲート端子とソース・ドレイン端子との間のゲ
ート容量を利用すると良い。これにより、プロセスの工
程数を増加することなく単位面積当たりの容量値の大き
な容量が得られ、チップサイズの増大を抑えることがで
きる。
る方法としては、Ｌの値またはＣの値を変える方式があ
るが、現在のプロセスではＣの値を変える方が簡単であ
る。また、共振回路を構成する容量Ｃとしては、絶縁ゲ
ート型電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴと称
する）のゲート端子とソース・ドレイン端子との間のゲ
ート容量を利用すると良い。これにより、プロセスの工
程数を増加することなく単位面積当たりの容量値の大き
な容量が得られ、チップサイズの増大を抑えることがで
きる。
【００１１】また、本願の他の発明は、受信信号に当該
受信信号のバンドの搬送波とほぼ同一の周波数の発振信
号を混合して直接データ信号を復調するダイレクトダウ
ンコンバージョン方式の受信系回路において、各バンド
毎に受信信号を増幅する初段ＬＮＡ（ロウノイズアン
プ）を設ける一方、復調回路としてのミキサは複数のバ
ンドで共用させるとともに、各バンドのＬＮＡと共通ミ
キサとの間に、非選択時には高出力インピーダンスとな
るバッファ回路を介在させるようにした。
受信信号のバンドの搬送波とほぼ同一の周波数の発振信
号を混合して直接データ信号を復調するダイレクトダウ
ンコンバージョン方式の受信系回路において、各バンド
毎に受信信号を増幅する初段ＬＮＡ（ロウノイズアン
プ）を設ける一方、復調回路としてのミキサは複数のバ
ンドで共用させるとともに、各バンドのＬＮＡと共通ミ
キサとの間に、非選択時には高出力インピーダンスとな
るバッファ回路を介在させるようにした。
【００１２】上記した手段によれば、選択されたバンド
のＬＮＡの出力信号が非選択バンドのＬＮＡの出力に漏
れ込んで、選択バンドのＬＮＡの出力レベルが低下する
のを防止することができるため、受信系回路全体として
のＮＦ（ノイズ・フィギュア）が劣化するのを回避する
ことができる。
のＬＮＡの出力信号が非選択バンドのＬＮＡの出力に漏
れ込んで、選択バンドのＬＮＡの出力レベルが低下する
のを防止することができるため、受信系回路全体として
のＮＦ（ノイズ・フィギュア）が劣化するのを回避する
ことができる。
【００１３】また、望ましくは、各バンドのＬＮＡ（ロ
ウノイズアンプ）が差動型の場合、その差動入力端子間
にショート用のスイッチ素子を設け、非選択のバンドの
ＬＮＡは差動入力端子を同電位にさせるようにする。こ
れにより、非選択のバンドのＬＮＡの入力側から侵入し
た受信信号やノイズが選択のバンドのＬＮＡの出力側に
漏れ込んでノイズ特性が劣化するのを防止することがで
きる。
ウノイズアンプ）が差動型の場合、その差動入力端子間
にショート用のスイッチ素子を設け、非選択のバンドの
ＬＮＡは差動入力端子を同電位にさせるようにする。こ
れにより、非選択のバンドのＬＮＡの入力側から侵入し
た受信信号やノイズが選択のバンドのＬＮＡの出力側に
漏れ込んでノイズ特性が劣化するのを防止することがで
きる。
【００１４】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について図
面を用いて説明する。図１には、本発明を適用したダイ
レクトアップコンバージョン方式の送信系回路の第１の
実施例が示されている。図１において、１００は実施例
の送信系回路を備えた通信用の半導体集積回路（以下、
変復調用ＬＳＩと称する）、２００はベースバンド回
路、３００は局部発振信号を発生するローカルＶＣＯ
（電圧制御発振器）である。ベースバンド回路２００
は、送信データをＩ信号とＱ信号に変換して変復調用Ｌ
ＳＩ１００に供給したり、変復調用ＬＳＩ１００に対す
る制御信号を生成するもので、１個あるいは数個のＩＣ
（半導体集積回路）で構成される。特に制限されるもの
でないが、Ｉ，Ｑ信号は差動信号Ｉ，／Ｉ，Ｑ，／Ｑと
して変復調用ＬＳＩ１００に供給される。ローカルＶＣ
Ｏ３００は、３．４２〜３．９８ＧＨｚのような周波数
の局部発振信号φvcoを発生可能で、ベースバンド回路
２００からの切換え信号によって選択バンドに対応した
周波数で発振する。
面を用いて説明する。図１には、本発明を適用したダイ
レクトアップコンバージョン方式の送信系回路の第１の
実施例が示されている。図１において、１００は実施例
の送信系回路を備えた通信用の半導体集積回路（以下、
変復調用ＬＳＩと称する）、２００はベースバンド回
路、３００は局部発振信号を発生するローカルＶＣＯ
（電圧制御発振器）である。ベースバンド回路２００
は、送信データをＩ信号とＱ信号に変換して変復調用Ｌ
ＳＩ１００に供給したり、変復調用ＬＳＩ１００に対す
る制御信号を生成するもので、１個あるいは数個のＩＣ
（半導体集積回路）で構成される。特に制限されるもの
でないが、Ｉ，Ｑ信号は差動信号Ｉ，／Ｉ，Ｑ，／Ｑと
して変復調用ＬＳＩ１００に供給される。ローカルＶＣ
Ｏ３００は、３．４２〜３．９８ＧＨｚのような周波数
の局部発振信号φvcoを発生可能で、ベースバンド回路
２００からの切換え信号によって選択バンドに対応した
周波数で発振する。
【００１５】本実施例の送信系回路は、ベースバンド回
路２００からのＩ，Ｑ信号を所定のレベルの信号に変換
するアッテネータ１１Ａ，１１Ｂと、Ｉ，Ｑ信号から高
周波ノイズを除去するロウパスフィルタ１２Ａ，１２Ｂ
と、ローカルＶＣＯ３００からの局部発振信号φvcoを
１／２に分周するとともに互いに位相が９０°ずれた発
振信号φ１，φ０を生成する分周位相回路１３と、Ｉ，
Ｑ信号で発振信号φ１，φ０に直交変調をかける直交変
調回路１４と、ＧＳＭ用出力端子に接続された増幅回路
１５Ａと、ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００用出力端子
に接続された増幅回路１５Ｂと、変復調用ＬＳＩ内部を
制御する制御回路１６等から構成されている。図示しな
いが、変復調用ＬＳＩ１００内には受信系回路も設けら
れている。
路２００からのＩ，Ｑ信号を所定のレベルの信号に変換
するアッテネータ１１Ａ，１１Ｂと、Ｉ，Ｑ信号から高
周波ノイズを除去するロウパスフィルタ１２Ａ，１２Ｂ
と、ローカルＶＣＯ３００からの局部発振信号φvcoを
１／２に分周するとともに互いに位相が９０°ずれた発
振信号φ１，φ０を生成する分周位相回路１３と、Ｉ，
Ｑ信号で発振信号φ１，φ０に直交変調をかける直交変
調回路１４と、ＧＳＭ用出力端子に接続された増幅回路
１５Ａと、ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００用出力端子
に接続された増幅回路１５Ｂと、変復調用ＬＳＩ内部を
制御する制御回路１６等から構成されている。図示しな
いが、変復調用ＬＳＩ１００内には受信系回路も設けら
れている。
【００１６】アッテネータ１１Ａ，１１Ｂは、制御回路
１６からの制御信号によって減衰量が制御される。現在
実用化されているベースバンド回路にはそれぞれＩ，Ｑ
信号の出力レベルが異なっているものがあるので、使用
するベースバンド回路にかかわらず直交変調回路１４に
供給されるＩ，Ｑ信号のレベルが一定になるようにアッ
テネータ１１Ａ，１１Ｂの減衰量が制御される。このア
ッテネータ１１Ａ，１１Ｂにおける減衰量の調整は、ベ
ースバンド回路２００から予め制御回路１６内のレジス
タＣＲＧに設定される値によって行われる。制御回路１
６内のレジスタＣＲＧには、ベースバンド回路２００か
ら使用するバンドを指定する情報も設定される。
１６からの制御信号によって減衰量が制御される。現在
実用化されているベースバンド回路にはそれぞれＩ，Ｑ
信号の出力レベルが異なっているものがあるので、使用
するベースバンド回路にかかわらず直交変調回路１４に
供給されるＩ，Ｑ信号のレベルが一定になるようにアッ
テネータ１１Ａ，１１Ｂの減衰量が制御される。このア
ッテネータ１１Ａ，１１Ｂにおける減衰量の調整は、ベ
ースバンド回路２００から予め制御回路１６内のレジス
タＣＲＧに設定される値によって行われる。制御回路１
６内のレジスタＣＲＧには、ベースバンド回路２００か
ら使用するバンドを指定する情報も設定される。
【００１７】変復調用ＬＳＩ１００には、発振信号φvc
oを１／２分周する分周回路ＤＶＤと、分周された信号
または分周される前の信号を切り換えるための切換えス
イッチＳＷ０が設けられることにより、ローカルＶＣＯ
３００の発振信号φvcoは、ＧＳＭとＤＣＳ１８００お
よびＰＣＳ１９００と共通の発振信号とされる。すなわ
ち、発振信号φvcoを分周回路ＤＶＤで１／２分周した
信号はＧＳＭ用とされ、分周される前の発振信号はＤＣ
Ｓ１８００／ＰＣＳ１９００用とされる。
oを１／２分周する分周回路ＤＶＤと、分周された信号
または分周される前の信号を切り換えるための切換えス
イッチＳＷ０が設けられることにより、ローカルＶＣＯ
３００の発振信号φvcoは、ＧＳＭとＤＣＳ１８００お
よびＰＣＳ１９００と共通の発振信号とされる。すなわ
ち、発振信号φvcoを分周回路ＤＶＤで１／２分周した
信号はＧＳＭ用とされ、分周される前の発振信号はＤＣ
Ｓ１８００／ＰＣＳ１９００用とされる。
【００１８】切換えスイッチＳＷ０は制御回路１６から
の制御信号によって切換えが行われる。制御回路１６
は、レジスタに設定されたバンド指定情報に基づいて切
換えスイッチＳＷ０を切り換える信号を出力する。ま
た、使用するバンドに応じて上記ローカルＶＣＯ３００
の発振周波数が、ベースバンド回路２００からの指令に
よって切り替えられることで、送信周波数の切り替えが
行なわれる。
の制御信号によって切換えが行われる。制御回路１６
は、レジスタに設定されたバンド指定情報に基づいて切
換えスイッチＳＷ０を切り換える信号を出力する。ま
た、使用するバンドに応じて上記ローカルＶＣＯ３００
の発振周波数が、ベースバンド回路２００からの指令に
よって切り替えられることで、送信周波数の切り替えが
行なわれる。
【００１９】直交変調回路１４は、ベースバンド回路２
００からのＩ信号と分周位相回路１３からの発振信号φ
０，／φ０とを混合するミキサＭＩＸａと、ベースバン
ド回路２００からのＱ信号と分周位相回路１３からの発
振信号φ１，／φ１とを混合するミキサＭＩＸｂと、こ
れらのミキサの共通出力負荷ＣＯＬとから構成されてい
る。
００からのＩ信号と分周位相回路１３からの発振信号φ
０，／φ０とを混合するミキサＭＩＸａと、ベースバン
ド回路２００からのＱ信号と分周位相回路１３からの発
振信号φ１，／φ１とを混合するミキサＭＩＸｂと、こ
れらのミキサの共通出力負荷ＣＯＬとから構成されてい
る。
【００２０】また、この実施例では、直交変調回路１４
が各バンドで共用されるようにされており、直交変調回
路１４の出力がＧＳＭ用の増幅回路１５ＡとＤＣＳ１８
００／ＰＣＳ１９００用の増幅回路１５Ｂの両方に供給
されている。ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００は周波数
帯が近いので、この実施例では、１つの増幅回路１５Ｂ
を共用するように構成されているが、それぞれ別個の増
幅回路を設けても良い。
が各バンドで共用されるようにされており、直交変調回
路１４の出力がＧＳＭ用の増幅回路１５ＡとＤＣＳ１８
００／ＰＣＳ１９００用の増幅回路１５Ｂの両方に供給
されている。ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００は周波数
帯が近いので、この実施例では、１つの増幅回路１５Ｂ
を共用するように構成されているが、それぞれ別個の増
幅回路を設けても良い。
【００２１】図２は、上記直交変調回路１４の具体的な
回路例を示す。図２に示されているように、この実施例
の直交変調回路１４は、一対の並列形態のインダクタン
スＬ１，Ｌ２と可変容量Ｃｖとにより共通出力負荷ＣＯ
Ｌが構成されている。可変容量ＣｖはインダクタンスＬ
１，Ｌ２の一方の端子（ノードｎ１，ｎ２）間に接続さ
れ、この可変容量Ｃｖの容量値を制御する制御電圧Ｖｃ
１は、前記制御回路１６内のレジスタに設定されたバン
ド指定情報に基づいて生成される。具体的には、ＧＳＭ
送信モードの際には可変容量Ｃｖの容量値が大きくさ
れ、ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の送信モード
の際には容量値が小さくされるように制御電圧Ｖｃ１が
生成される。
回路例を示す。図２に示されているように、この実施例
の直交変調回路１４は、一対の並列形態のインダクタン
スＬ１，Ｌ２と可変容量Ｃｖとにより共通出力負荷ＣＯ
Ｌが構成されている。可変容量ＣｖはインダクタンスＬ
１，Ｌ２の一方の端子（ノードｎ１，ｎ２）間に接続さ
れ、この可変容量Ｃｖの容量値を制御する制御電圧Ｖｃ
１は、前記制御回路１６内のレジスタに設定されたバン
ド指定情報に基づいて生成される。具体的には、ＧＳＭ
送信モードの際には可変容量Ｃｖの容量値が大きくさ
れ、ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の送信モード
の際には容量値が小さくされるように制御電圧Ｖｃ１が
生成される。
【００２２】なお、実施例のように可変容量Ｃｖの一方
の端子に印加される電圧を変えることで容量値を切り換
える方式の他に、複数の容量素子を並列に設けておい
て、接続する容量素子をスイッチで選択する方式も考え
られるが、そのようにすると選択スイッチの持つ抵抗成
分の大小によって共振点が変化するため、予め選択スイ
ッチの抵抗成分を考慮して設計しなければならなくな
る。従って、上記実施例のように、可変容量Ｃｖの一方
の端子に印加される電圧Ｖｃ１を変えることで容量値を
切り換える方式の方が、設計上は有利である。
の端子に印加される電圧を変えることで容量値を切り換
える方式の他に、複数の容量素子を並列に設けておい
て、接続する容量素子をスイッチで選択する方式も考え
られるが、そのようにすると選択スイッチの持つ抵抗成
分の大小によって共振点が変化するため、予め選択スイ
ッチの抵抗成分を考慮して設計しなければならなくな
る。従って、上記実施例のように、可変容量Ｃｖの一方
の端子に印加される電圧Ｖｃ１を変えることで容量値を
切り換える方式の方が、設計上は有利である。
【００２３】ミキサＭＩＸａは、分周位相回路１３から
の発振信号φ０およびそれと位相が１８０°ずれた発振
信号／φ０がベースに印加されエミッタが共通接続され
たトランジスタＱ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２
と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の共通エミッタに接続
されベース端子にベースバンド回路２００からのＩ信号
が印加されたトランジスタＱ１３と、Ｑ２１，Ｑ２２の
共通エミッタに接続されベース端子にベースバンド回路
２００からのＩ信号の逆相信号／Ｉが印加されたトラン
ジスタＱ２３と、Ｑ１３，Ｑ２３のエミッタ抵抗Ｒ１，
Ｒ２とから構成されている。また、トランジスタＱ１
１，Ｑ２１のコレクタ端子が共通出力負荷ＣＯＬのイン
ダクタンスＬ１と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ１に接
続され、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタ端子が
インダクタンスＬ２と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ２
に接続されている。
の発振信号φ０およびそれと位相が１８０°ずれた発振
信号／φ０がベースに印加されエミッタが共通接続され
たトランジスタＱ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２
と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の共通エミッタに接続
されベース端子にベースバンド回路２００からのＩ信号
が印加されたトランジスタＱ１３と、Ｑ２１，Ｑ２２の
共通エミッタに接続されベース端子にベースバンド回路
２００からのＩ信号の逆相信号／Ｉが印加されたトラン
ジスタＱ２３と、Ｑ１３，Ｑ２３のエミッタ抵抗Ｒ１，
Ｒ２とから構成されている。また、トランジスタＱ１
１，Ｑ２１のコレクタ端子が共通出力負荷ＣＯＬのイン
ダクタンスＬ１と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ１に接
続され、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタ端子が
インダクタンスＬ２と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ２
に接続されている。
【００２４】ミキサＭＩＸｂは、分周位相回路１３から
の発振信号φ１およびそれと位相が１８０°ずれた発振
信号／φ１がベースに印加されエミッタが共通接続され
たトランジスタＱ１３１，Ｑ３２およびＱ４１，Ｑ４２
と、トランジスタＱ３１，Ｑ３２の共通エミッタに接続
されベース端子にベースバンド回路２００からのＱ信号
が印加されたトランジスタＱ３３と、Ｑ４１，Ｑ４２の
共通エミッタに接続されベース端子にベースバンド回路
２００からのＱ信号の逆相信号／Ｑが印加されたトラン
ジスタＱ４３と、Ｑ３３，Ｑ４３のエミッタ抵抗Ｒ３，
Ｒ４とから構成されている。また、トランジスタＱ３
１，Ｑ４１のコレクタ端子が共通出力負荷ＣＯＬのイン
ダクタンスＬ２と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ２に接
続され、トランジスタＱ３２，Ｑ４２のコレクタ端子が
インダクタンスＬ１と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ１
に接続されている。
の発振信号φ１およびそれと位相が１８０°ずれた発振
信号／φ１がベースに印加されエミッタが共通接続され
たトランジスタＱ１３１，Ｑ３２およびＱ４１，Ｑ４２
と、トランジスタＱ３１，Ｑ３２の共通エミッタに接続
されベース端子にベースバンド回路２００からのＱ信号
が印加されたトランジスタＱ３３と、Ｑ４１，Ｑ４２の
共通エミッタに接続されベース端子にベースバンド回路
２００からのＱ信号の逆相信号／Ｑが印加されたトラン
ジスタＱ４３と、Ｑ３３，Ｑ４３のエミッタ抵抗Ｒ３，
Ｒ４とから構成されている。また、トランジスタＱ３
１，Ｑ４１のコレクタ端子が共通出力負荷ＣＯＬのイン
ダクタンスＬ２と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ２に接
続され、トランジスタＱ３２，Ｑ４２のコレクタ端子が
インダクタンスＬ１と可変容量Ｃｖとの接続ノードｎ１
に接続されている。
【００２５】図３は、図２の直交変調回路１４の可変容
量Ｃｖをより具体的に示した回路図である。この実施例
の直交変調回路１４は、共通出力負荷ＣＯＬを構成する
可変容量ＣｖとしてＭＯＳＦＥＴ Ｑｃ１，Ｑｃ２のゲ
ート容量を利用するようにしたものである。本実施例の
変復調用ＬＳＩが内部回路にバイポーラ・トランジスタ
とＭＯＳＦＥＴとからなるいわゆるＢｉ−ＣＭＯＳ回路
で構成されたものを有する場合、上記のように可変容量
ＣｖとしてＭＯＳＦＥＴのゲート容量を利用することに
より、プロセスの工程数を増加することなく可変容量Ｃ
ｖを形成することができる。また、ＭＯＳＦＥＴのゲー
ト容量は比較的単位面積当たりの容量値が大きいので、
従来のミキサの抵抗の代わりにインダクタンスＬ１，Ｌ
２と可変容量Ｃｖを設けた場合にもチップサイズの大幅
な増加を抑えることができる。
量Ｃｖをより具体的に示した回路図である。この実施例
の直交変調回路１４は、共通出力負荷ＣＯＬを構成する
可変容量ＣｖとしてＭＯＳＦＥＴ Ｑｃ１，Ｑｃ２のゲ
ート容量を利用するようにしたものである。本実施例の
変復調用ＬＳＩが内部回路にバイポーラ・トランジスタ
とＭＯＳＦＥＴとからなるいわゆるＢｉ−ＣＭＯＳ回路
で構成されたものを有する場合、上記のように可変容量
ＣｖとしてＭＯＳＦＥＴのゲート容量を利用することに
より、プロセスの工程数を増加することなく可変容量Ｃ
ｖを形成することができる。また、ＭＯＳＦＥＴのゲー
ト容量は比較的単位面積当たりの容量値が大きいので、
従来のミキサの抵抗の代わりにインダクタンスＬ１，Ｌ
２と可変容量Ｃｖを設けた場合にもチップサイズの大幅
な増加を抑えることができる。
【００２６】図４は、可変容量Ｃｖの容量値とそれを制
御する制御電圧Ｖｃ１との関係を示す。図４において、
破線ＡはＷ／Ｌ比（ゲート幅とゲート長との比）が１６
μｍ／２μｍのＭＯＳＦＥＴ１個で可変容量Ｃｖを構成
した場合の容量値の変化を、また実線ＢはＷ／Ｌ比が１
６μｍ／２μｍである２４個のＭＯＳＦＥＴで可変容量
Ｃｖを構成した場合の容量値の変化を示す。ゲートに
１．５Ｖ以上の電圧を印加した時のＭＯＳＦＥＴ１個当
たりの容量値を０．１２５ｐＦとすると、２４個並列接
続の場合にはトータルで３ｐＦの容量が得られる。従っ
て、共通出力負荷ＣＯＬに必要とされる容量値に応じ
て、共通出力負荷ＣＯＬを構成するＭＯＳＦＥＴの個数
もしくはゲート幅を設定してやればよい。
御する制御電圧Ｖｃ１との関係を示す。図４において、
破線ＡはＷ／Ｌ比（ゲート幅とゲート長との比）が１６
μｍ／２μｍのＭＯＳＦＥＴ１個で可変容量Ｃｖを構成
した場合の容量値の変化を、また実線ＢはＷ／Ｌ比が１
６μｍ／２μｍである２４個のＭＯＳＦＥＴで可変容量
Ｃｖを構成した場合の容量値の変化を示す。ゲートに
１．５Ｖ以上の電圧を印加した時のＭＯＳＦＥＴ１個当
たりの容量値を０．１２５ｐＦとすると、２４個並列接
続の場合にはトータルで３ｐＦの容量が得られる。従っ
て、共通出力負荷ＣＯＬに必要とされる容量値に応じ
て、共通出力負荷ＣＯＬを構成するＭＯＳＦＥＴの個数
もしくはゲート幅を設定してやればよい。
【００２７】図５は、可変容量Ｃｖの容量値とそれを制
御する制御電圧Ｖｃ１を、０Ｖと２．８Ｖに切り換えた
場合における図２の直交変調回路１４の周波数特性を示
す。図５において、曲線ａは制御電圧Ｖｃ１として２．
８Ｖを印加した時の特性、曲線ｂは制御電圧Ｖｃ１とし
て０Ｖを印加した時の特性である。各曲線のピークのと
きの周波数ｆo2，ｆo1はＬＣ共振回路からなる共通出力
負荷ＣＯＬの共振点である。この実施例では、この周波
数ｆo2，ｆo1がそれぞれＧＳＭの９００ＭＨｚとＤＣＳ
／ＰＣＳの１８００ＭＨｚの近傍となるように、可変容
量Ｃｖの容量値が設定される。なお、図５において、破
線で示す曲線ｃは、共通出力負荷ＣＯＬとして抵抗を使
用した従来の直交変調回路１４の周波数特性である。こ
れらの特性を比較すると、本実施例を適用することによ
り直交変調回路１４のゲインを所望の周波数ｆo2，ｆo1
の近傍で大きくすることができることが分かる。
御する制御電圧Ｖｃ１を、０Ｖと２．８Ｖに切り換えた
場合における図２の直交変調回路１４の周波数特性を示
す。図５において、曲線ａは制御電圧Ｖｃ１として２．
８Ｖを印加した時の特性、曲線ｂは制御電圧Ｖｃ１とし
て０Ｖを印加した時の特性である。各曲線のピークのと
きの周波数ｆo2，ｆo1はＬＣ共振回路からなる共通出力
負荷ＣＯＬの共振点である。この実施例では、この周波
数ｆo2，ｆo1がそれぞれＧＳＭの９００ＭＨｚとＤＣＳ
／ＰＣＳの１８００ＭＨｚの近傍となるように、可変容
量Ｃｖの容量値が設定される。なお、図５において、破
線で示す曲線ｃは、共通出力負荷ＣＯＬとして抵抗を使
用した従来の直交変調回路１４の周波数特性である。こ
れらの特性を比較すると、本実施例を適用することによ
り直交変調回路１４のゲインを所望の周波数ｆo2，ｆo1
の近傍で大きくすることができることが分かる。
【００２８】図６は、図２の直交変調回路１４の他の回
路例を示す。この実施例の直交変調回路１４は、共通出
力負荷ＣＯＬを構成する可変容量Ｃｖとして３組のＭＯ
ＳＦＥＴ Ｍ１１，Ｍ１２；Ｍ２１，Ｍ２２；Ｍ３１，
Ｍ３２を用いるとともに、各組のＭＯＳＦＥＴのソース
・ドレイン端子に印加する制御電圧をＶｃ１，Ｖｃ２，
Ｖｃ３として別個に設け、これらの制御電圧Ｖｃ１，Ｖ
ｃ２，Ｖｃ３を切り換えることにより、ＭＯＳＦＥＴの
ゲート容量からなる可変容量Ｃｖの容量値を８段階に変
えられるようにしたものである。表１には、制御電圧Ｖ
ｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３と可変容量Ｃｖの容量値との関係
を示す。
路例を示す。この実施例の直交変調回路１４は、共通出
力負荷ＣＯＬを構成する可変容量Ｃｖとして３組のＭＯ
ＳＦＥＴ Ｍ１１，Ｍ１２；Ｍ２１，Ｍ２２；Ｍ３１，
Ｍ３２を用いるとともに、各組のＭＯＳＦＥＴのソース
・ドレイン端子に印加する制御電圧をＶｃ１，Ｖｃ２，
Ｖｃ３として別個に設け、これらの制御電圧Ｖｃ１，Ｖ
ｃ２，Ｖｃ３を切り換えることにより、ＭＯＳＦＥＴの
ゲート容量からなる可変容量Ｃｖの容量値を８段階に変
えられるようにしたものである。表１には、制御電圧Ｖ
ｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３と可変容量Ｃｖの容量値との関係
を示す。
【００２９】
【表１】
【００３０】表１において、ＣｖａはＭＯＳＦＥＴ Ｍ
１１，Ｍ１２のソース・ドレイン端子に印加する制御電
圧Ｖｃ１を２．８Ｖのようなハイレベル“Ｈ”にした時
のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１１，Ｍ１２のゲート容量値、Ｃｖ
ｂはＭＯＳＦＥＴ Ｍ２１，Ｍ２２のソース・ドレイン
端子に印加する制御電圧Ｖｃ２をハイレベル“Ｈ”にし
た時のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２１，Ｍ２２のゲート容量値、
ＣｖｃはＭＯＳＦＥＴＭ３１，Ｍ３２のソース・ドレイ
ン端子に印加する制御電圧Ｖｃ３をハイレベル“Ｈ”に
した時のＭＯＳＦＥＴ Ｍ３１，Ｍ３２のゲート容量値
である。使用するバンドの周波数帯に応じてこれらの容
量値の中から最適なものを選択するように制御電圧Ｖｃ
１，Ｖｃ２，Ｖｃ３を切り換えることで、直交変調回路
１４に使用バンドに適した周波数特性を与えることがで
きる。
１１，Ｍ１２のソース・ドレイン端子に印加する制御電
圧Ｖｃ１を２．８Ｖのようなハイレベル“Ｈ”にした時
のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１１，Ｍ１２のゲート容量値、Ｃｖ
ｂはＭＯＳＦＥＴ Ｍ２１，Ｍ２２のソース・ドレイン
端子に印加する制御電圧Ｖｃ２をハイレベル“Ｈ”にし
た時のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２１，Ｍ２２のゲート容量値、
ＣｖｃはＭＯＳＦＥＴＭ３１，Ｍ３２のソース・ドレイ
ン端子に印加する制御電圧Ｖｃ３をハイレベル“Ｈ”に
した時のＭＯＳＦＥＴ Ｍ３１，Ｍ３２のゲート容量値
である。使用するバンドの周波数帯に応じてこれらの容
量値の中から最適なものを選択するように制御電圧Ｖｃ
１，Ｖｃ２，Ｖｃ３を切り換えることで、直交変調回路
１４に使用バンドに適した周波数特性を与えることがで
きる。
【００３１】次に、本発明を適用した受信系回路の実施
例を説明する。デュアルバンドやトリプルバンドに対応
した受信系回路を構成する場合、一般に受信信号と局部
発振信号とを混合するミキサはそれぞれのバンド毎に設
けられる。しかし、これでは回路規模が大きくチップサ
イズが増加する。そこで本発明者らは、図７に示すよう
に、１７Ａ〜１７ＣのようにＬＮＡ（ロウノイズアン
プ）は各バンドに対応して設け、その後段のミキサＭＩ
Ｘ１，ＭＩＸ２とＰＧＡ（プログラマブルゲインアン
プ）１８Ａ，１８Ｂを複数のバンドで共用することにつ
いて検討した。
例を説明する。デュアルバンドやトリプルバンドに対応
した受信系回路を構成する場合、一般に受信信号と局部
発振信号とを混合するミキサはそれぞれのバンド毎に設
けられる。しかし、これでは回路規模が大きくチップサ
イズが増加する。そこで本発明者らは、図７に示すよう
に、１７Ａ〜１７ＣのようにＬＮＡ（ロウノイズアン
プ）は各バンドに対応して設け、その後段のミキサＭＩ
Ｘ１，ＭＩＸ２とＰＧＡ（プログラマブルゲインアン
プ）１８Ａ，１８Ｂを複数のバンドで共用することにつ
いて検討した。
【００３２】その結果、例えば選択されたバンドに対応
して切換えスイッチＳＷｃを介してアンテナＡＴからの
受信信号がＬＮＡ１７Ａに入力されている場合を考える
と、このとき選択ＬＮＡ１７Ａの出力の一部が矢印ＬＰ
のように他の非選択のＬＮＡ１７Ｂや１７Ｃに漏れ込ん
で選択ＬＮＡ１７Ａの出力レベルが低下する。そして、
この低下したＬＮＡ１７Ａの出力をミキサＭＩＸ１，Ｍ
ＩＸ２で増幅すると受信系全体としてのＮＦ値が劣化す
ることが明らかになった。しかも、各バンドによって受
信信号の周波数が異なるため、ＬＮＡの出力の低下量も
バンドによって異なり、バンドの切換えによりＮＦ値が
変動することも分かった。
して切換えスイッチＳＷｃを介してアンテナＡＴからの
受信信号がＬＮＡ１７Ａに入力されている場合を考える
と、このとき選択ＬＮＡ１７Ａの出力の一部が矢印ＬＰ
のように他の非選択のＬＮＡ１７Ｂや１７Ｃに漏れ込ん
で選択ＬＮＡ１７Ａの出力レベルが低下する。そして、
この低下したＬＮＡ１７Ａの出力をミキサＭＩＸ１，Ｍ
ＩＸ２で増幅すると受信系全体としてのＮＦ値が劣化す
ることが明らかになった。しかも、各バンドによって受
信信号の周波数が異なるため、ＬＮＡの出力の低下量も
バンドによって異なり、バンドの切換えによりＮＦ値が
変動することも分かった。
【００３３】図８に、本発明を適用したダイレクトダウ
ンコンバージョン方式の受信系回路の実施例を示す。図
７の回路との違いは、ＬＮＡ１７Ａ〜ＬＮＡ１７Ｃの後
段にそれぞれ非選択時には出力インピーダンスの高いバ
ッファ１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃを設け、これらのバッフ
ァ１９Ａ〜１９Ｃの出力を共通のミキサＭＩＸ１，ＭＩ
Ｘ２に入力するようにした点にある。なお、ミキサＭＩ
Ｘ１，ＭＩＸ２は、分周位相回路１３’から供給される
互いに位相が９０°ずれた発振信号φ１，φ０と受信信
号とが混合されることによりＩ信号とＱ信号が復調され
る。また、図示しないが、ミキサＭＩＸ１，ＭＩＸ２の
前段には利得可変アンプが設けられる。
ンコンバージョン方式の受信系回路の実施例を示す。図
７の回路との違いは、ＬＮＡ１７Ａ〜ＬＮＡ１７Ｃの後
段にそれぞれ非選択時には出力インピーダンスの高いバ
ッファ１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃを設け、これらのバッフ
ァ１９Ａ〜１９Ｃの出力を共通のミキサＭＩＸ１，ＭＩ
Ｘ２に入力するようにした点にある。なお、ミキサＭＩ
Ｘ１，ＭＩＸ２は、分周位相回路１３’から供給される
互いに位相が９０°ずれた発振信号φ１，φ０と受信信
号とが混合されることによりＩ信号とＱ信号が復調され
る。また、図示しないが、ミキサＭＩＸ１，ＭＩＸ２の
前段には利得可変アンプが設けられる。
【００３４】特に制限されるものでないが、ＬＮＡ１７
ＡはＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯の信号を増幅し、ＬＮＡ１
７ＢはＤＣＳ１８００ＭＨｚ帯の信号を増幅し、ＬＮＡ
１７ＣはＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の信号を増幅するよう
に、前段のバンド切換えスイッチＳＷｃの切り換えが行
なわれる。
ＡはＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯の信号を増幅し、ＬＮＡ１
７ＢはＤＣＳ１８００ＭＨｚ帯の信号を増幅し、ＬＮＡ
１７ＣはＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の信号を増幅するよう
に、前段のバンド切換えスイッチＳＷｃの切り換えが行
なわれる。
【００３５】図９は、図８の受信系回路を構成する各バ
ンドのＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの後段のバッファ
１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃのより具体的な回路例を示す。
なお、バッファ１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃは構成が同じで
あるので、バッファ１９Ａを中心にして構成を説明する
図９に示されているように、バッファ１９Ａ（１９Ｂ，
１９Ｃ）は、それぞれ直流成分をカットする容量Ｃｄ
１，Ｃｄ２を介してＬＮＡ１７Ａ（１７Ｂ，１７Ｃ）の
差動出力がベースに印加されたコレクタ接地型トランジ
スタＱ５１，Ｑ５２およびＱ６１，Ｑ６２と、これらの
トランジスタにベースバイアス電圧を与えるとともに使
用バンドに応じて選択的に動作状態にさせるためのバイ
アス＆選択回路１９０とから構成されている。
ンドのＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの後段のバッファ
１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃのより具体的な回路例を示す。
なお、バッファ１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃは構成が同じで
あるので、バッファ１９Ａを中心にして構成を説明する
図９に示されているように、バッファ１９Ａ（１９Ｂ，
１９Ｃ）は、それぞれ直流成分をカットする容量Ｃｄ
１，Ｃｄ２を介してＬＮＡ１７Ａ（１７Ｂ，１７Ｃ）の
差動出力がベースに印加されたコレクタ接地型トランジ
スタＱ５１，Ｑ５２およびＱ６１，Ｑ６２と、これらの
トランジスタにベースバイアス電圧を与えるとともに使
用バンドに応じて選択的に動作状態にさせるためのバイ
アス＆選択回路１９０とから構成されている。
【００３６】上記各バッファのトランジスタＱ５１，Ｑ
５２同士は互いにエミッタが結合され、共通のエミッタ
抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２を介して接地点に接続され、また、
各バッファのトランジスタＱ６１，Ｑ６２同士も互いに
エミッタが結合され、共通のエミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ
４を介して接地点に接続されている。そして、トランジ
スタＱ５１，Ｑ５２の共通エミッタの電位がミキサＭＩ
Ｘ１に入力されている。一方、トランジスタＱ６１，Ｑ
６２の共通エミッタの電位はミキサＭＩＸ２に入力され
ている。
５２同士は互いにエミッタが結合され、共通のエミッタ
抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２を介して接地点に接続され、また、
各バッファのトランジスタＱ６１，Ｑ６２同士も互いに
エミッタが結合され、共通のエミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ
４を介して接地点に接続されている。そして、トランジ
スタＱ５１，Ｑ５２の共通エミッタの電位がミキサＭＩ
Ｘ１に入力されている。一方、トランジスタＱ６１，Ｑ
６２の共通エミッタの電位はミキサＭＩＸ２に入力され
ている。
【００３７】バイアス＆選択回路１９０は、上記各バッ
ファのトランジスタＱ５１，Ｑ５２のベースに接続され
た抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２と、これらの抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２
の接続ノードと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続された
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＰ１と、上記各バッファの
トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベースにドレインが接続
されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２とによ
って構成されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１
とＭＮ２のソースは互いに結合され、この共通ソースに
は上記エミッタフォロワ・トランジスタＱ５１，Ｑ５２
のエミッタ電圧よりも低くなるように設定された定電圧
Ｖｃｓが印加されている。
ファのトランジスタＱ５１，Ｑ５２のベースに接続され
た抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２と、これらの抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２
の接続ノードと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続された
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＰ１と、上記各バッファの
トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベースにドレインが接続
されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２とによ
って構成されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１
とＭＮ２のソースは互いに結合され、この共通ソースに
は上記エミッタフォロワ・トランジスタＱ５１，Ｑ５２
のエミッタ電圧よりも低くなるように設定された定電圧
Ｖｃｓが印加されている。
【００３８】上記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＰ１と、
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２は、対応する
ＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの選択信号ＳＥＡ，ＳＥ
Ｂ，ＳＥＣを反転するＣＭＯＳインバータＩＮＶの出力
によって相補的にオン、オフ制御される。選択信号ＳＥ
Ａ，ＳＥＢ，ＳＥＣは、ベースバンド回路から図２の制
御回路１６内のレジスタに設定される値に基づいて、制
御回路１６で生成されて供給される。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２は、対応する
ＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの選択信号ＳＥＡ，ＳＥ
Ｂ，ＳＥＣを反転するＣＭＯＳインバータＩＮＶの出力
によって相補的にオン、オフ制御される。選択信号ＳＥ
Ａ，ＳＥＢ，ＳＥＣは、ベースバンド回路から図２の制
御回路１６内のレジスタに設定される値に基づいて、制
御回路１６で生成されて供給される。
【００３９】次に、上記バッファ１９Ａ〜１９Ｃの作用
を説明する。仮に、ＬＮＡ１７Ａが選択され、ＬＮＡ１
７Ｂ，１７Ｃが非選択とされる場合を考える。このと
き、選択信号ＳＥＡはハイレベル、ＳＥＢ，ＳＥＣはロ
ウレベルにされる。これによって、選択ＬＮＡの後段の
バイアス＆選択回路１９０はＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ
Ｐ１がオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２
がオフ状態にされる。これによって、トランジスタＱ５
１，Ｑ５２；Ｑ６１，Ｑ６２のベースには電源電圧Ｖｃ
ｃに近い直流バイアス電位が印加され、これにＬＮＡ１
７Ａの交流出力（受信信号）が重畳されて入力される。
そのため、選択バンドのバッファ１９Ａのトランジスタ
Ｑ５１〜Ｑ６２のエミッタにはＬＮＡ１７Ａの出力に応
じた交流電圧が発生される。
を説明する。仮に、ＬＮＡ１７Ａが選択され、ＬＮＡ１
７Ｂ，１７Ｃが非選択とされる場合を考える。このと
き、選択信号ＳＥＡはハイレベル、ＳＥＢ，ＳＥＣはロ
ウレベルにされる。これによって、選択ＬＮＡの後段の
バイアス＆選択回路１９０はＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ
Ｐ１がオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２
がオフ状態にされる。これによって、トランジスタＱ５
１，Ｑ５２；Ｑ６１，Ｑ６２のベースには電源電圧Ｖｃ
ｃに近い直流バイアス電位が印加され、これにＬＮＡ１
７Ａの交流出力（受信信号）が重畳されて入力される。
そのため、選択バンドのバッファ１９Ａのトランジスタ
Ｑ５１〜Ｑ６２のエミッタにはＬＮＡ１７Ａの出力に応
じた交流電圧が発生される。
【００４０】一方、非選択のバンドのＬＮＡ１７Ｂ，１
７Ｃの後段のバッファ１９Ｂ，１９Ｃのバイアス＆選択
回路１９０は、選択信号ＳＥＢ，ＳＥＣによって、Ｐチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＰ１がオフ、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２がオン状態にされる。これによ
って、トランジスタＱ５１，Ｑ５２；Ｑ６１，Ｑ６２の
ベースには定電圧源Ｖｃｓからの直流バイアス電位が印
加されるため、これらのトランジスタＱ５１〜Ｑ６２は
オフ状態にされる。そして、この状態では、選択バンド
のＬＮＡが受信信号を増幅してバッファのエミッタフォ
ロワ・トランジスタＱ５１〜Ｑ６２に電流が流されてエ
ミッタ電位が変化しても、その変化は非選択バンドの非
活性のＬＮＡの出力端子には伝わらないようになる。つ
まり、非選択のＬＮＡの出力インピーダンスが高くされ
る。その結果、選択バンドのＬＮＡからミキサＭＩＸ
１，ＭＩＸ２へ供給される出力のレベルが低下して、Ｎ
Ｆ値が劣化することがなくなる。
７Ｃの後段のバッファ１９Ｂ，１９Ｃのバイアス＆選択
回路１９０は、選択信号ＳＥＢ，ＳＥＣによって、Ｐチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ ＭＰ１がオフ、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ ＭＮ１，ＭＮ２がオン状態にされる。これによ
って、トランジスタＱ５１，Ｑ５２；Ｑ６１，Ｑ６２の
ベースには定電圧源Ｖｃｓからの直流バイアス電位が印
加されるため、これらのトランジスタＱ５１〜Ｑ６２は
オフ状態にされる。そして、この状態では、選択バンド
のＬＮＡが受信信号を増幅してバッファのエミッタフォ
ロワ・トランジスタＱ５１〜Ｑ６２に電流が流されてエ
ミッタ電位が変化しても、その変化は非選択バンドの非
活性のＬＮＡの出力端子には伝わらないようになる。つ
まり、非選択のＬＮＡの出力インピーダンスが高くされ
る。その結果、選択バンドのＬＮＡからミキサＭＩＸ
１，ＭＩＸ２へ供給される出力のレベルが低下して、Ｎ
Ｆ値が劣化することがなくなる。
【００４１】図１０は、本発明を適用した受信系回路の
他の実施例を示す。この実施例は、各バンドのＬＮＡ１
７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを構成するトランジスタＱ７１，
Ｑ７２のベース端子間にショート用のＭＯＳＦＥＴ Ｍ
ｓ１，Ｍｓ２，Ｍｓ３を設け、これらのＭＯＳＦＥＴ
Ｍｓ１，Ｍｓ２，Ｍｓ３を、上記実施例でバイアス＆選
択回路１９０を制御するのに使用した選択信号ＳＥＡ，
ＳＥＢ，ＳＥＣによって制御するようにしたものであ
る。ＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの後段には上記実施
例と同様にバッファ１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃが設けられ
ている。
他の実施例を示す。この実施例は、各バンドのＬＮＡ１
７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを構成するトランジスタＱ７１，
Ｑ７２のベース端子間にショート用のＭＯＳＦＥＴ Ｍ
ｓ１，Ｍｓ２，Ｍｓ３を設け、これらのＭＯＳＦＥＴ
Ｍｓ１，Ｍｓ２，Ｍｓ３を、上記実施例でバイアス＆選
択回路１９０を制御するのに使用した選択信号ＳＥＡ，
ＳＥＢ，ＳＥＣによって制御するようにしたものであ
る。ＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの後段には上記実施
例と同様にバッファ１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃが設けられ
ている。
【００４２】この実施例では、選択バンドのＬＮＡのシ
ョート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓはオフ状態にされ、非選択
バンドのＬＮＡのショート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓはオン
状態にされるように、制御が行われる。これにより、選
択バンドのＬＮＡは通常の差動増幅動作を行なう一方、
非選択バンドのＬＮＡは差動入力端子間がショートされ
るため非選択バンドのＬＮＡの入力端子に入り込んだ受
信信号やノイズが各バンドで共用しているミキサに入力
されるのを防止することができる。
ョート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓはオフ状態にされ、非選択
バンドのＬＮＡのショート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓはオン
状態にされるように、制御が行われる。これにより、選
択バンドのＬＮＡは通常の差動増幅動作を行なう一方、
非選択バンドのＬＮＡは差動入力端子間がショートされ
るため非選択バンドのＬＮＡの入力端子に入り込んだ受
信信号やノイズが各バンドで共用しているミキサに入力
されるのを防止することができる。
【００４３】図８の実施例のように、受信系回路のフロ
ントエンド部のＮＦ特性を改善するためにバッファ１９
Ａ〜１９Ｃを設けて非選択のＬＮＡの出力インピーダン
スを高くさせるように構成した場合、非選択のＬＮＡの
出力ノードはフローティングの状態になり、逆に入力側
からのノイズの影響を受けやすくなって、それが寄生容
量を介してミキサに入力されるということが考えられ
る。しかるに、この実施例のように、ＬＮＡの入力側に
ショート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓを設けて、非選択バンド
のＬＮＡのショート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓはオン状態に
させることにより、非選択バンドのＬＮＡの入力に入り
込んだノイズが増幅されて出力がハイインピーダンスに
されたバッファを介してミキサに入力されるのを防止す
ることができる。その結果、さらにＮＦ特性が改善され
るようになる。
ントエンド部のＮＦ特性を改善するためにバッファ１９
Ａ〜１９Ｃを設けて非選択のＬＮＡの出力インピーダン
スを高くさせるように構成した場合、非選択のＬＮＡの
出力ノードはフローティングの状態になり、逆に入力側
からのノイズの影響を受けやすくなって、それが寄生容
量を介してミキサに入力されるということが考えられ
る。しかるに、この実施例のように、ＬＮＡの入力側に
ショート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓを設けて、非選択バンド
のＬＮＡのショート用ＭＯＳＦＥＴ Ｍｓはオン状態に
させることにより、非選択バンドのＬＮＡの入力に入り
込んだノイズが増幅されて出力がハイインピーダンスに
されたバッファを介してミキサに入力されるのを防止す
ることができる。その結果、さらにＮＦ特性が改善され
るようになる。
【００４４】図１１は、本発明を適用した受信系回路の
さらに他の実施例を示す。この実施例は、共通のミキサ
ＭＩＸ１，ＭＩＸ２の入力側に、上記各バンドのＬＮＡ
１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃとは別に、これらと同一回路構
成のダミーＬＮＡ１７Ｄおよびダミーバッファ回路１９
Ｄを設けたものである。このダミーＬＮＡ１７Ｄおよび
ダミーバッファ回路１９Ｄは、後段のＰＧＡ（可変利得
アンプ）１８Ａ，１８ＢがＤＣオフセットのキャンセル
回路を備える場合に有効に機能する。
さらに他の実施例を示す。この実施例は、共通のミキサ
ＭＩＸ１，ＭＩＸ２の入力側に、上記各バンドのＬＮＡ
１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃとは別に、これらと同一回路構
成のダミーＬＮＡ１７Ｄおよびダミーバッファ回路１９
Ｄを設けたものである。このダミーＬＮＡ１７Ｄおよび
ダミーバッファ回路１９Ｄは、後段のＰＧＡ（可変利得
アンプ）１８Ａ，１８ＢがＤＣオフセットのキャンセル
回路を備える場合に有効に機能する。
【００４５】すなわち、ＰＧＡがオフセットキャンセル
回路を有する場合、一般には、ＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，
１７Ｃを非動作状態にしてＰＧＡ１８Ａ，１８Ｂにおけ
るＤＣオフセットの校正が行なわれる。ところが、実際
の受信動作ではＬＮＡが活性化されるため、この活性化
された選択ＬＮＡを介して発振器からの漏洩ノイズない
しは発振信号がミキサに廻り込むので、ダミーＬＮＡ１
７Ｄおよびダミーバッファ回路１９Ｄがない場合には、
ＬＮＡを介して回り込んだノイズがミキサでセルフミキ
シングされることによりＤＣオフセットが発生してしま
う。
回路を有する場合、一般には、ＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，
１７Ｃを非動作状態にしてＰＧＡ１８Ａ，１８Ｂにおけ
るＤＣオフセットの校正が行なわれる。ところが、実際
の受信動作ではＬＮＡが活性化されるため、この活性化
された選択ＬＮＡを介して発振器からの漏洩ノイズない
しは発振信号がミキサに廻り込むので、ダミーＬＮＡ１
７Ｄおよびダミーバッファ回路１９Ｄがない場合には、
ＬＮＡを介して回り込んだノイズがミキサでセルフミキ
シングされることによりＤＣオフセットが発生してしま
う。
【００４６】これに対し、本実施例は、ダミーＬＮＡ１
７Ｄおよびダミーバッファ回路１９Ｄを設けているた
め、本来のＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを非動作状態
にして代わりにダミーＬＮＡ１７Ｄとダミーバッファ回
路１９Ｄを活性化させた状態でＰＧＡ１８Ａ，１８Ｂに
おけるキャブレーション動作を行なうことにより、発振
器からの漏洩ノイズないしは発振信号の廻り込みノイズ
がダミーＬＮＡを介してミキサに与えられた状態でキャ
ブレーションを実行させることができる。そのため、Ｄ
Ｃオフセットを抑制させることができる。
７Ｄおよびダミーバッファ回路１９Ｄを設けているた
め、本来のＬＮＡ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを非動作状態
にして代わりにダミーＬＮＡ１７Ｄとダミーバッファ回
路１９Ｄを活性化させた状態でＰＧＡ１８Ａ，１８Ｂに
おけるキャブレーション動作を行なうことにより、発振
器からの漏洩ノイズないしは発振信号の廻り込みノイズ
がダミーＬＮＡを介してミキサに与えられた状態でキャ
ブレーションを実行させることができる。そのため、Ｄ
Ｃオフセットを抑制させることができる。
【００４７】次に、本発明の送信系回路および受信系回
路を適用したトリプルバンド方式の変復調用ＬＳＩを用
いた移動体通信システムの構成例を、図１２を用いて説
明する。なお、図１と同一の回路には同一の符号を付し
て重複した説明は省略する。図１２において、ＡＴは信
号電波の送受信用アンテナ、４１１，４１２は送信信号
からノイズを除去するＳＡＷフィルタやＬＣフィルタな
どから成る高周波バンドパスフィルタ、４２０は送信信
号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーモジュー
ル）、４３１，４３２は送信信号から高周波ノイズを除
去するロウパスフィルタ、４４０は送受信切り替え用の
スイッチ、４５１〜４５３は受信信号から不要波を除去
するＳＡＷフィルタなどから成る高周波バンドパスフィ
ルタ、１００は上記実施例で説明したような変復調用Ｌ
ＳＩ、２００は送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり変
復調用ＬＳＩ１００を制御したりするベースバンド回路
（ＬＳＩ）、３００は送受信共用の高周波発振器（ＲＦ
ＶＣＯ）、３１０はＲＦＶＣＯ３００と共にＰＬＬ回路
を構成するループフィルタである。
路を適用したトリプルバンド方式の変復調用ＬＳＩを用
いた移動体通信システムの構成例を、図１２を用いて説
明する。なお、図１と同一の回路には同一の符号を付し
て重複した説明は省略する。図１２において、ＡＴは信
号電波の送受信用アンテナ、４１１，４１２は送信信号
からノイズを除去するＳＡＷフィルタやＬＣフィルタな
どから成る高周波バンドパスフィルタ、４２０は送信信
号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーモジュー
ル）、４３１，４３２は送信信号から高周波ノイズを除
去するロウパスフィルタ、４４０は送受信切り替え用の
スイッチ、４５１〜４５３は受信信号から不要波を除去
するＳＡＷフィルタなどから成る高周波バンドパスフィ
ルタ、１００は上記実施例で説明したような変復調用Ｌ
ＳＩ、２００は送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり変
復調用ＬＳＩ１００を制御したりするベースバンド回路
（ＬＳＩ）、３００は送受信共用の高周波発振器（ＲＦ
ＶＣＯ）、３１０はＲＦＶＣＯ３００と共にＰＬＬ回路
を構成するループフィルタである。
【００４８】変復調用ＬＳＩ１００には、ローカルＶＣ
Ｏ３００およびループフィルタ３１０と共にＰＬＬ回路
を構成するＲＦシンセサイザ１８０が設けられている。
このＲＦシンセサイザ１８０は、ＶＣＯの出力と基準信
号との位相比較を行なう位相比較回路や、位相差に応じ
た電圧を発生するチャージポンプなどからなり、例えば
３．４２〜３．９８ＧＨｚのような高周波数の発振信号
φvcoを生成する。マルチバンド方式の通信システムに
使用される変復調用ＬＳＩでは、使用するバンドに応じ
て上記ＰＬＬ回路の発振周波数が、ベースバンド回路３
００からの指令によって切り替えられることで、送受信
周波数の切り替えが行なわれる。この発振信号φvcoま
たはこれを分周回路ＤＶＤで１／２分周した信号は、切
換えスイッチＳＷ０を介して受信側の分周位相回路１
３′ または送信側の分周位相回路１３に供給される。
切換えスイッチＳＷ０は制御回路１６からの制御信号に
よって切換えが行われる。
Ｏ３００およびループフィルタ３１０と共にＰＬＬ回路
を構成するＲＦシンセサイザ１８０が設けられている。
このＲＦシンセサイザ１８０は、ＶＣＯの出力と基準信
号との位相比較を行なう位相比較回路や、位相差に応じ
た電圧を発生するチャージポンプなどからなり、例えば
３．４２〜３．９８ＧＨｚのような高周波数の発振信号
φvcoを生成する。マルチバンド方式の通信システムに
使用される変復調用ＬＳＩでは、使用するバンドに応じ
て上記ＰＬＬ回路の発振周波数が、ベースバンド回路３
００からの指令によって切り替えられることで、送受信
周波数の切り替えが行なわれる。この発振信号φvcoま
たはこれを分周回路ＤＶＤで１／２分周した信号は、切
換えスイッチＳＷ０を介して受信側の分周位相回路１
３′ または送信側の分周位相回路１３に供給される。
切換えスイッチＳＷ０は制御回路１６からの制御信号に
よって切換えが行われる。
【００４９】制御回路１６には、コントロールレジスタ
ＣＲＧが設けられ、このレジスタＣＲＧにはベースバン
ド回路２００からの信号に基づいて設定が行なわれる。
具体的には、ベースバンド回路２００から変復調用ＬＳ
Ｉ１００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、制御
信号としてロードイネーブル信号ＬＥＮと、データ信号
ＳＤＡＴＡとが供給されており、モード制御回路１６
は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサー
トされると、ベースバンド回路２００から伝送されてく
るデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期し
て順次取り込んで、上記コントロールレジスタＣＲＧに
セットする。特に制限されるものでないが、データ信号
ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。
ＣＲＧが設けられ、このレジスタＣＲＧにはベースバン
ド回路２００からの信号に基づいて設定が行なわれる。
具体的には、ベースバンド回路２００から変復調用ＬＳ
Ｉ１００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、制御
信号としてロードイネーブル信号ＬＥＮと、データ信号
ＳＤＡＴＡとが供給されており、モード制御回路１６
は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサー
トされると、ベースバンド回路２００から伝送されてく
るデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期し
て順次取り込んで、上記コントロールレジスタＣＲＧに
セットする。特に制限されるものでないが、データ信号
ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。
【００５０】制御回路１６内のコントロールレジスタＣ
ＲＧは、特に制限されるものでないが、前記実施例にお
ける使用バンドを指定する制御ビットや、受信モード、
送信モード、待受け時等ごく一部の回路のみ動作し少な
くとも発振回路を含む大部分の回路が停止するスリープ
状態となるアイドルモード、ＰＬＬ回路を起動させたり
するウォームアップモードなどのモードを指定するビッ
トなどが設けられる。
ＲＧは、特に制限されるものでないが、前記実施例にお
ける使用バンドを指定する制御ビットや、受信モード、
送信モード、待受け時等ごく一部の回路のみ動作し少な
くとも発振回路を含む大部分の回路が停止するスリープ
状態となるアイドルモード、ＰＬＬ回路を起動させたり
するウォームアップモードなどのモードを指定するビッ
トなどが設けられる。
【００５１】図１３は、前記実施例の変復調用ＬＳＩを
応用した携帯電話機の全体構成を示すブロック図であ
る。この実施例の携帯電話機は、表示部としての液晶パ
ネル３２０、送受信用のアンテナ３２１、音声出力用の
スピーカ３２２、音声入力用のマイクロホン３２３、上
記液晶パネル３２０を駆動して表示を行なわせる液晶コ
ントロールドライバ３１１、スピーカ３２２やマイクロ
ホンの信号の入出力を行なう音声インタフェース３３
０、アンテナ３２１を介してＧＳＭ方式等で携帯電話通
信を行なう高周波インタフェース３４０、音声信号や送
受信信号に係る信号処理を行なうＤＳＰ（Digital Sign
al Processor）３５１、カスタム機能（ユーザ論理）を
提供するＡＳＩＣ（Application Specific Integrate
d Circuits）３５２、表示制御を含め装置全体の制御
を行なうマイクロプロセッサもしくはマイクロコンピュ
ータなどからなるシステム制御装置３５３およびデータ
やプログラムの記憶用メモリ３６０、発振回路（ＯＳ
Ｃ）３７０等を備えてなる。上記ＤＳＰ３５１、ＡＳＩ
Ｃ３５２およびシステム制御装置としてのマイコン３５
３により、ベースバンド回路２００が構成される。上記
実施例の変復調用ＬＳＩは、高周波インタフェース３４
０の送受信部に使用される。高周波インタフェース３４
０には、変復調用ＬＳＩ１００の他に、高周波電力増幅
器（パワーモジュール）等が設けられる。
応用した携帯電話機の全体構成を示すブロック図であ
る。この実施例の携帯電話機は、表示部としての液晶パ
ネル３２０、送受信用のアンテナ３２１、音声出力用の
スピーカ３２２、音声入力用のマイクロホン３２３、上
記液晶パネル３２０を駆動して表示を行なわせる液晶コ
ントロールドライバ３１１、スピーカ３２２やマイクロ
ホンの信号の入出力を行なう音声インタフェース３３
０、アンテナ３２１を介してＧＳＭ方式等で携帯電話通
信を行なう高周波インタフェース３４０、音声信号や送
受信信号に係る信号処理を行なうＤＳＰ（Digital Sign
al Processor）３５１、カスタム機能（ユーザ論理）を
提供するＡＳＩＣ（Application Specific Integrate
d Circuits）３５２、表示制御を含め装置全体の制御
を行なうマイクロプロセッサもしくはマイクロコンピュ
ータなどからなるシステム制御装置３５３およびデータ
やプログラムの記憶用メモリ３６０、発振回路（ＯＳ
Ｃ）３７０等を備えてなる。上記ＤＳＰ３５１、ＡＳＩ
Ｃ３５２およびシステム制御装置としてのマイコン３５
３により、ベースバンド回路２００が構成される。上記
実施例の変復調用ＬＳＩは、高周波インタフェース３４
０の送受信部に使用される。高周波インタフェース３４
０には、変復調用ＬＳＩ１００の他に、高周波電力増幅
器（パワーモジュール）等が設けられる。
【００５２】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定さ
れるものでなく、例えば実施例においては、送信系回路
と受信系回路ともダイレクトコンバージョン方式とした
ものを説明したがいずれか一方のみダイレクトコンバー
ジョン方式とするように構成しても良い。また、実施例
では、送信系回路の発振信号を生成する回路（ＶＣＯ
等）と受信系回路の発振信号を生成する回路（ＶＣＯ
等）を共用する場合を説明したが、別々にすることも可
能である。さらに、実施例においては、ＧＳＭとＤＣＳ
１８００とＰＣＳ１９００の３つのバンドに対応した変
復調ＬＳＩについて説明したが、ＧＳＭとＤＣＳ１８０
０の２つのバンドに対応した変復調ＬＳＩや４つ以上の
バンドに対応した変復調ＬＳＩに対しても適用すること
ができる。
例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定さ
れるものでなく、例えば実施例においては、送信系回路
と受信系回路ともダイレクトコンバージョン方式とした
ものを説明したがいずれか一方のみダイレクトコンバー
ジョン方式とするように構成しても良い。また、実施例
では、送信系回路の発振信号を生成する回路（ＶＣＯ
等）と受信系回路の発振信号を生成する回路（ＶＣＯ
等）を共用する場合を説明したが、別々にすることも可
能である。さらに、実施例においては、ＧＳＭとＤＣＳ
１８００とＰＣＳ１９００の３つのバンドに対応した変
復調ＬＳＩについて説明したが、ＧＳＭとＤＣＳ１８０
０の２つのバンドに対応した変復調ＬＳＩや４つ以上の
バンドに対応した変復調ＬＳＩに対しても適用すること
ができる。
【００５３】さらに、実施例においては、送信側の直交
変調回路１４の出力負荷としての共振回路の共振点を変
えるために、可変容量Ｃｖを使用して容量値を変える方
式を採用したが、インダクタンスを変えて共振点を変え
るようにすることも可能である。
変調回路１４の出力負荷としての共振回路の共振点を変
えるために、可変容量Ｃｖを使用して容量値を変える方
式を採用したが、インダクタンスを変えて共振点を変え
るようにすることも可能である。
【００５４】以上の説明では主として本発明者によって
なされた発明をその背景となった利用分野である携帯電
話機等の無線通信システムに用いられる変復調回路に適
用した場合について説明したが、本発明はそれに限定さ
れるものでなく、変復調回路一般に広く利用することが
できる。
なされた発明をその背景となった利用分野である携帯電
話機等の無線通信システムに用いられる変復調回路に適
用した場合について説明したが、本発明はそれに限定さ
れるものでなく、変復調回路一般に広く利用することが
できる。
【００５５】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。すなわち、本発明に従うと、ダイレク
トアップコンバージョン方式の送信系回路において、複
数のバンドに対応するため直交変調回路を各バンドで共
用させてチップ面積の増大を抑えるようにした場合にお
いても、雑音特性（Ｃ／Ｎ比）が要求を満足することが
できる。また、本発明に従うと、ダイレクトダウンコン
バージョン方式の受信系回路において、複数のバンドに
対応するため受信信号を増幅するＬＮＡ（ロウノイズア
ンプ）を各バンドで共用させてチップ面積の増大を抑え
るようにした場合においても、ＮＦ（ノイズ・フィギュ
ア）が劣化するのを回避することができる。さらに、複
数の周波数帯の信号による通信が可能であり、しかも外
付け部品となるＳＡＷフィルタや中間周波数の発振信号
を生成するＩＦ−ＶＣＯを設ける必要がなく、これによ
って部品点数を削減することができるという効果があ
る。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。すなわち、本発明に従うと、ダイレク
トアップコンバージョン方式の送信系回路において、複
数のバンドに対応するため直交変調回路を各バンドで共
用させてチップ面積の増大を抑えるようにした場合にお
いても、雑音特性（Ｃ／Ｎ比）が要求を満足することが
できる。また、本発明に従うと、ダイレクトダウンコン
バージョン方式の受信系回路において、複数のバンドに
対応するため受信信号を増幅するＬＮＡ（ロウノイズア
ンプ）を各バンドで共用させてチップ面積の増大を抑え
るようにした場合においても、ＮＦ（ノイズ・フィギュ
ア）が劣化するのを回避することができる。さらに、複
数の周波数帯の信号による通信が可能であり、しかも外
付け部品となるＳＡＷフィルタや中間周波数の発振信号
を生成するＩＦ−ＶＣＯを設ける必要がなく、これによ
って部品点数を削減することができるという効果があ
る。
【図１】本発明を適用した送信系回路の実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】実施例の送信系回路を構成する直交変調回路の
第１の構成例を示す回路図である。
第１の構成例を示す回路図である。
【図３】実施例の送信系回路を構成する直交変調回路の
第２の構成例を示す回路図である。
第２の構成例を示す回路図である。
【図４】直交変調回路の出力負荷としての共振回路の可
変容量の制御電圧と容量値との関係を示すグラフであ
る。
変容量の制御電圧と容量値との関係を示すグラフであ
る。
【図５】実施例の直交変調回路の周波数特性を示すグラ
フである。
フである。
【図６】実施例の送信系回路を構成する直交変調回路の
第３の構成例を示す回路図である。
第３の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明に先だって検討した受信系回路の例とそ
の課題を示す説明図である。
の課題を示す説明図である。
【図８】本発明を適用した受信系回路の第１の実施例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図９】実施例の受信系回路を構成するバッファ回路の
構成例を示す回路図である。
構成例を示す回路図である。
【図１０】実施例の受信系回路を構成するＬＮＡ（ロウ
ノイズアンプ）の構成例を示す回路図である。
ノイズアンプ）の構成例を示す回路図である。
【図１１】本発明を適用した受信系回路の第２の実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１２】本発明に係る変復調用ＬＳＩを使用した無線
通信システムの一例を示すブロック図である。
通信システムの一例を示すブロック図である。
【図１３】本発明に係る変復調用ＬＳＩを使用した無線
通信システムの一例としての携帯電話機の概略構成を示
すブロック図である。
通信システムの一例としての携帯電話機の概略構成を示
すブロック図である。
１１Ａ，１１Ｂ アッテネータ
１６ 制御回路
１７Ａ〜１７Ｃ ＬＮＡ（ロウノイズアンプ）
１８Ａ，１８Ｂ ＰＧＡ（利得可変アンプ）
１９Ａ〜１９Ｃ バッファ回路
４４０ 送受信切り替え用のスイッチ
１００ 変復調用ＬＳＩ
２００ ベースバンド回路
３００ 送受信用局部発振器（ＶＣＯ）
４２０ 高周波電力増幅回路
ＡＴ 送受信用アンテナ
ＣＯＬ 出力負荷（共振回路）
ＭＩＸａ，ＭＩＡｂ 変調用ミキサ
ＭＩＸ１，ＭＩＸ２ 復調用ミキサ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 矢萩 孝一
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FE00 FF00 JE00
JF00
Claims (11)
- 【請求項１】 位相が互いに異なる２つの発振周波数信
号を搬送波として、この搬送波を送信データに基づくＩ
信号とＱ信号で直交変調させる直交変調回路を備えたダ
イレクトアップコンバージョン方式の送信系回路を内蔵
した通信用半導体集積回路であって、 上記直交変調回路の出力負荷として、インダクタンス素
子と容量素子とからなるＬＣ共振回路を有することを特
徴とする通信用半導体集積回路。 - 【請求項２】 位相が互いに異なる２つの発振周波数信
号を搬送波として、この搬送波を送信データに基づくＩ
信号とＱ信号で直交変調させる直交変調回路を備えたダ
イレクトアップコンバージョン方式の送信系回路を内蔵
し、上記搬送波の周波数を切り換えて複数の周波数帯の
送信信号の変調が可能にされた通信用半導体集積回路で
あって、 上記直交変調回路は、インダクタンス素子と容量素子と
からなるＬＣ共振回路を出力負荷として有し、上記複数
の周波数帯の搬送波に対して直交変調を行なう共通のミ
キサを備え、 上記ＬＣ共振回路は、選択された送信周波数帯に応じて
生成される制御信号によって共振点が変更可能に構成さ
れていることを特徴とする通信用半導体集積回路。 - 【請求項３】 上記ＬＣ共振回路は、該ＬＣ共振回路を
構成する容量素子の容量値が上記制御信号によって変化
されることにより共振点が変更可能に構成されているこ
とを特徴とする請求項２に記載の通信用半導体集積回
路。 - 【請求項４】 上記容量素子は、絶縁ゲート型電界効果
トランジスタのゲート端子とソース・ト゛レイン端子との
間のゲート容量を利用するものであることを特徴とする
請求項１〜３のいずれかに記載の通信用半導体集積回
路。 - 【請求項５】 上記複数の周波数帯は、ＧＳＭ方式にお
ける８８０〜９１５ＭＨｚ帯と、ＤＣＳ方式の１７１０
〜１７８５ＭＨｚ帯と、ＰＣＳ方式の１８５０〜１９１
０ＭＨｚ帯であり、上記変調回路の後段には、ＧＳＭ方
式の送信信号の増幅を行なう第１の増幅回路と、ＤＣＳ
方式とＰＣＳ方式の送信信号の増幅を行なう第２の増幅
回路が設けられていることを特徴とする請求項２〜４の
いずれかに記載の通信用半導体集積回路。 - 【請求項６】 位相が互いに異なる２つの発振周波数信
号を受信信号に合成してＩ信号とＱ信号を復調するミキ
サ回路を備えたダイレクトダウンコンバージョン方式の
受信系回路を内蔵し、上記発振周波数信号の周波数を切
り換えて複数の周波数帯の受信信号を復調可能にされた
通信用半導体集積回路であって、 上記複数の周波数帯に対応してそれぞれ受信信号を増幅
する初段の増幅回路が設けられ、上記ミキサ回路は上記
初段の増幅回路の後段に上記複数の周波数帯の受信信号
に対して共通の回路として設けられ、上記初段の増幅回
路と上記ミキサ回路との間には上記各初段の増幅回路に
対応してそれぞれ非選択状態で出力がハイインピーダン
スとなるバッファ回路が設けられていることを特徴とす
る通信用半導体集積回路。 - 【請求項７】 上記バッファ回路は、上記増幅回路のそ
れぞれの出力端子に容量素子を介して接続されたエミッ
タフォロワと、該エミッタフォロワを構成するトランジ
スタのベースバイアス電圧を発生するバイアス回路とか
ら構成されていることを特徴とする請求項６に記載の通
信用半導体集積回路。 - 【請求項８】 上記エミッタフォロワは、互いにエミッ
タ抵抗を共有するように構成されていることを特徴とす
る請求項６または７に記載の通信用半導体集積回路。 - 【請求項９】 上記増幅回路は一対の差動入力端子を有
する差動増幅回路により構成され、上記一対の差動入力
端子間を電気的に短絡するショート用のスイッチ素子が
設けられていることを特徴とする請求項６〜８のいずれ
かに記載の通信用半導体集積回路。 - 【請求項１０】 上記ミキサ回路の出力側にはオフセッ
トキャンセル回路を有する利得可変な増幅回路が設けら
れ、上記ミキサ回路の入力側には上記初段の増幅回路お
よびバッファ回路と同一構成を有する受信信号の増幅に
関与しないダミー増幅回路およびダミーバッファ回路が
設けられ、 上記オフセットキャンセル回路は、受信信号を増幅する
本来の初段増幅回路およびバッファ回路が非活性状態に
されかつ上記ダミー増幅回路およびダミーバッファ回路
が活性化された状態においてオフセットの校正を行なう
ように構成されていることを特徴とする請求項６〜９の
いずれかに記載の通信用半導体集積回路。 - 【請求項１１】 位相が互いに異なる２つの発振周波数
信号を搬送波として、この搬送波を送信データに基づく
Ｉ信号とＱ信号で直交変調させる直交変調回路を備え、
上記搬送波の周波数を切り換えて複数の周波数帯の送信
信号の変調が可能にされたダイレクトアップコンバージ
ョン方式の送信系回路と、 複数の周波数帯に対応してそれぞれ設けられ受信信号を
増幅する複数の初段増幅回路と、位相が互いに異なる２
つの発振周波数信号を上記初段増幅回路で増幅された受
信信号に合成してＩ信号とＱ信号を復調するミキサ回路
を備え、上記発振周波数信号を切り換えて複数の周波数
帯の復調が可能にされたダイレクトダウンコンバージョ
ン方式の受信系回路と、 を内蔵した通信用半導体集積回路であって、 上記直交変調回路は、インダクタンス素子と容量素子と
からなるＬＣ共振回路を出力負荷として有し上記複数の
周波数帯の搬送波に対して直交変調を行なう共通のミキ
サを備え、上記ＬＣ共振回路は、選択された送信周波数
帯に応じた制御信号によって共振点が変更可能に構成さ
れ、 上記ミキサ回路は上記複数の周波数帯の受信信号に対し
て共通の回路として設けられるとともに、上記初段増幅
回路と上記ミキサ回路との間には各初段増幅回路に対応
してそれぞれ非選択状態で出力がハイインピーダンスと
なるバッファ回路が設けられ、 上記送信系回路と上記受信系回路には共通の発振回路で
生成された発振周波数信号が供給されるように構成され
ていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
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