JP4682331B2 - 汎用ベースバンド信号入力電流分配器 - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数（高周波）送信器（Radio Frequency (RF) transmitter）に関し、特に無線送信器のベースバンド（baseband）部分を無線送信器の無線部分にインタフェースさせるためのインタフェース回路に関する。

無線送信器は通常、ベースバンド部分と無線部分とに分割される。ベースバンド部分は例えば無線部分に対する入力のための関連情報電流信号（an-information-bearing current signal）を生成し得る。無線部分は、関連情報電流信号に対応して周波数変換及び増幅信号を生成し、増幅信号を送信する。

ベースバンド部分及び無線部分は同じ製造業者（ベンダ（vendor））又は異なる製造業者によって生成されてもよい。ベースバンド部分及び無線部分が異なる製造業者によって生成される事情(環境）を考慮して、無線部分が例えば広く様々なベースバンド部分と互換性のあるインタフェースになることは所望され得る。

様々なベースバンド部分との互換性をもたらすように電流操作機構（メカニズム）（current steering mechanism）が無線送信器（例えばマルチバンド無線送信器（multiband radio transmitter））にもたらされる。入力信号電流の異なる比率はダミー負荷（dummy load）、第一のバンドのためのミキサ、及び第二のバンドのためのミキサに向けられてもよい。一つの例において、五つの異なる負荷、すなわち各々のバンドに対して二つの異なる負荷及び一つのダミー負荷がもたらされる。１．トランジスタＡを介してダミー負荷に向けられる（ステアされる（steer））全電流；２．トランジスタＢを介してバンド１ミキサ（Band1 mixer）に向けられる（もたらされる）全電流；３．トランジスタＣを介してバンド１ミキサ（Band1 mixer）に向けられ、６ｄＢ入力信号増幅をもたらす全電流；４．トランジスタＤを介してバンド２ミキサ（Band2 mixer）に向けられる全電流；５．トランジスタＥを介してバンド２ミキサ（Band2 mixer）に向けられ、６ｄＢ入力信号増幅をもたらす全電流；６．１ｄＢステップ（刻み）での入力信号の減衰（アッテネーション（attenuation））のためのダミー負荷を介した電流のいくつかの部分の分流（分岐）（ダイバージョン（diversion））のない同様の例２乃至５：が可能性として含まれる。

本発明は添付図面に関連して以下の記載からより完全に理解され得る。

以下の詳細な説明は、ミックスドシグナル（混合信号）ベースバンドＩＣ（mixed-signal baseband IC））（BBIC）から、変調されたTX信号電流を受信する無線周波数送信器ＩＣ（TXIC）上の入力回路に関する。低生産費用を可能にするために、BBICはCMOSプロセスで実現されるが、TXICは、最も低い可能な電流消費での最適な特性に対してBiCMOSプロセスで最もよく実現される。基本的にBBIC及びTXICの別個の設置（セットアップ）により、様々な製造業者のBBICと共に一つのTXICの使用が可能になる。このアプローチのために、BBIC及びTXICの物理インタフェース部における送信されるべき信号は、うまく規定された規格（スペック（specification））を有することを必要とする。

様々なBBICの使用を可能にし、各々は異なるインタフェース信号規格を有するTXIC上の入力回路をもたらすことが所望される。本明細書に記載の入力回路は、１乃至数MHzの帯域（バンド）幅（bandwidth）を備えるTXインタフェース信号を有するCDMA (IS-95) / CDMA2000モバイル用途に適用され得る。しかしながら、入力回路は同等の帯域幅を有する例えばW-CDMA又はWLANの同様の用途においてどこでも使用され得る。信号特性及びBBIC供給電流消費は、インタフェース部における寄生容量（例えばPCB及びICパッケージ寄生容量）によってほとんど影響されないため、BBIC及びTXICインタフェース部におけるTX信号帯域幅のために（信号電圧に対して）信号電流を使用することは有利となる。信号電流を使用することは必要とされないが、当該信号は前述の用途分野における最も多い製造業者に対する選択の信号である。

信号電流は、DC（直流）成分（コンポーネント）を有すると共に、その上に重ね合わされて（重畳されて）振幅が通常DC値を超えないAC（交流）信号を有するように記載され得るが、このことは要求仕様にならない。

前記用途におけるBBICとTXICとの間のTXインタフェース部の他の通常の特徴は、実際四つの物理ライン（線）、すなわち二つは、I（同相成分（in-phase））チャネルに対する差動信号（differential signal）を形成し、他の二つは、Q（直交（quadrature)））チャネルに対する差動信号（differential signal）を形成することにある。本明細書に記載の実施例において、入力回路は両方の差動信号I及びQチャネルを処理するために４回使用される。しかしながら、当該特徴は不可欠（本質的）なものではない。四つの物理ラインの各々は、好ましくは位相シフト（０、９０、１８０、及び２７０度）の量でのみ異なる同じ振幅のAC成分と、好ましくは同じ値のDC成分とを伝える（搬送する）。

本明細書に記載の入力回路は、信号入力電流を複数の部分に分割し、異なる負荷回路に各々の部分を転送（redirect）する方法をもたらす。従って当該回路は‘分配器（スプリッタ（splitter））’と称される。

実施例において、分配器回路は、CELL及びPCSと称される二つの周波数帯域（バンド）で動作することが必要とされるCDMA TXICにおける使用のために記載される。たった一つの帯域が同時に使用され、帯域間のスイッチングは用途に依存する。必ずしも分配器の動作に対して必要とされないが、何れの帯域における動作に対しても分配器を通じてもたらされる信号は同じ状態が保持されることは注意される。本明細書には明確に記載されていないが、CDMA CELL及びPCS動作と異なる用途において同じスイッチング装置が使用されることは可能であり、例えば二つのチャネルの間でスイッチするために、又はIをIbarと、及び／若しくはQをQbarと交換するために使用されることは可能である。

この場合図１を参照すると、信号入力電流（I、Ibar、Q、又はQbar）はノード‘in（入力）’において分配器に入力され、一つ又はそれより多くの可能なPMOSトランジスタ（PA, PB, PC, PD, PE）を通じて入力されるであろう。PMOSトランジスタは、出力部が（供給電圧に等しい）ハイか、又は（クリーン（真性）グランド（clean ground）に等しい）ローとなるディジタルCMOS論理インバータのセットであってもよい制御論理部１０１によって制御される。これにより、PMOSトランジスタはオン（導通）又はオフ（非導通）の何れかになる。全てのPMOSトランジスタは、入力ノード‘in’に接続される自身のソース端子を有している。各々のドレイン端子は五つの可能な負荷回路のうちの一つに接続される。‘ダミー負荷’と称される一つの負荷回路１０３、CELLバンド（帯域）動作のためのCELLバンドミキサ１０６に結合される二つの負荷回路１０５、及びPCSバンド（帯域）動作のためのPCSバンドミキサ１０８に結合される二つの負荷回路１０７がもたらされている。

図２を参照すると、PMOSトランジスタ自体は、各々のユニットPMOSが同じW/Lサイズを有する場合、複数のより小さなユニットから構成されていてもよい。制御論理ブロック１０１は各々のPMOSユニットトランジスタのゲート端子を別個に制御し得る。復号化（デコーディング（decoding））は、どのPMOSユニットトランジスタがオン又はオフするかを決定するために実行される。この構成により、全入力電流又はそれのある一定の部分の何れかがダミー負荷に向けられることが可能になる。

図３を参照すると、ミキサ１０６及び１０８の負荷回路がより詳細に示される。簡略化のために図３の図面は、CELLバンド動作のための負荷回路の詳細部だけを示している。しかしながら、PCSバンド動作のために類似の負荷回路がもたらされるが、本明細書において更には記載されないであろう。

図３の回路は、様々な動作条件を考慮することによって最もよく理解され得る。一つの特定の例は、全信号入力電流がPAを介してダミー負荷に向けられる場合である。この条件は二つの目的、すなわち入力信号がない場合に（すなわち、分配器に後続して）送信経路（パス）（transmit path）を動作させる手段をもたらすこと、及びTXIC送信経路が不活性（inactive）のとき低入力インピダンスをBBICにもたらすことを満足させる。低入力インピダンスは、ノード‘in’における電圧がBBICの正のレール供給電圧に上昇することを防止する。

他の特定の例は、全信号入力電流がCELLバンド動作のための回路に直接（すなわちPEを介して）向けられる場合である。この場合、トランジスタTBは一定のバイアス電流をもたらし、当該トランジスタのベースはスイッチSを介して固定バイアス電圧部（v_bias）に接続される。信号の増幅はない。この例は、分配器がもたらされず、ノード‘out（出力）’がノード‘in’に等しくなり得る従来技術の状況に相当する。

第三の特定の例は、全信号入力電流がPDを介してCELLバンド動作のためのトランジスタTMに向けられる場合である。トランジスタTBのベースはこの場合スイッチSを介してTMに接続されるので、結果としてもたらされる、TM及びTBから構成される回路は固定比1:Aでカレントミラーを形成する。値Aは特定の用途（CDMAの場合、例えば値Aは２にセットされる）に従って選択される。それ故に分配器は6dBだけ信号を増幅させ、これにより、先行する例における電流と同じ出力信号電流が‘out’から送信回路部分（カスコード（cascode）及びアップコンバータミキサ）に依然もたらされる一方で、信号入力電流は２分の１に更に小さくなることが可能になる。このような回路を設計する何れの当業者にとっても明らかなように、この構成によりカスコード及びアップコンバータミキサの回路設計がかなり簡略化される。

更に他の例は、信号入力電流のほんの一部がPAを介してダミー負荷に向けられ、他の部分はCELLバンド動作のための回路の一つに向けられる場合である。後者の部分は、トランジスタTBが一定のバイアス電流をもたらす場合、ノード‘out’に直接（すなわちPEを介して）向けられるか、又はTM及びTBが固定比1:Aでカレントミラーを形成する場合、（PDを介して）トランジスタTMに向けられるかの何れかとなる。この構成により、信号入力電流の小さな部分をダミー負荷に分流させるための機能が追加され、それ故に信号電流の小さな減衰がもたらされる。復号化ブロックの論理インバータの各々に接続されるPMOSユニットトランジスタの数の適切な選択によって、例えば1dBの分解能での正確に規定された減衰ステップ（刻み）がもたらされ得る。動作のこのモードにおいて、使用される電流と使用されない電流との比率の精度は、オンしているPMOSユニットトランジスタが同じ飽和モードにもたらされる（このことは|Vds| > |Vgs|-|VTP|（さもなければVd < Vg + VTPと記載される）となる（ここでVTPはPMOS閾値電圧であり、例えば0.7Vになる）ことを意味する）という事実に依存する。当該精度はPMOSユニットトランジスタの間のいかなる物理的な不整合（ミスマッチ）にも依存している。

gmが、スイッチオンされているPMOSユニットトランジスタの全並列相互コンダクタンス（total parallel transconductance）である場合、BBICによって示される入力インピダンスは1/gmとなる。この入力インピダンス1/gmはPMOSユニットトランジスタサイズW/Lを十分に大きくなるように選択することによってローになり得る。このW/Lサイズは、BBICによって示されるようにコモンモード電圧（common mode voltage）がどのくらい大きくなるかも決定する。ある電圧（例えば1.2V）を超えないように特定される当該電圧を有することは好ましく、これによりBBICとTXICとの独立設計が可能になる。BBICによって示されるようなコモンモード電圧は、オンしているPMOSユニットトランジスタのゲートに印加される低電圧（記載の実施例においてグランド電位に等しい）と、これらのPMOSユニットトランジスタを通じて流れるDC電流量とによって更に決定される。

ノード‘out’において、一定のバイアス電流又は信号依存電流（signal dependent current）の何れかがもたらされる場合、ある最低電圧（例えば0.8V）が、トランジスタTBの適切な動作を保持するために必要とされる。

それ故に、一方で入力コモンモード電圧はある特定値を超えないことを仮定するために電圧VdはPMOSトランジスタを飽和に保持するのに十分小さくならなければならないが、他方で電圧VdはTBの適切な動作のためのある最低値よりも大きくならなければならないことは評価されるであろう。

要求仕様を依然満足するVdの可能な値の範囲（帯域（range））を最大限化させるために、供給レール電圧又はノード‘in’における電圧の何れとも異なるPMOSバックバイアス電圧（back bias voltage）（V_nwell）を追加することが所望されてもよい。CDMAの場合、満足な結果をもたらすために例えば1.6VのPMOSバックバイアス電圧がもたらされている。なお図３を参照すると、電源301がこのためにもたらされている。

信号入力電流を向けさせるためにPMOSトランジスタを使用することによって、PMOSトランジスタはほとんどゲート電流を必要としない一方、信号が消失（消滅）することはない。

BBIC設計の展望から理想的には、信号入力電流が同じ方向に常に流れると共に電力消費が最小限化されるように、信号入力電流のDC成分は、重ね合わされたAC成分振幅に等しくなる。このBBIC信号の場合、TXICへの信号入力電流はゼロとDC成分の２倍との間で変化（変動）する。しかしながら‘分配器’回路は、当該回路がDC成分の他の値を処理することも可能にする装備を有している。このため、図３に示されているように、活性又は非活性となり得ると共に値でプログラムされ得る（書き込まれ得る）二つのDC電流源303及び305がもたらされる。

一つのDC電流源303（Ibsplit）は、ノード‘in’にもたらされる電流を追加し、信号入力電流のDC成分が、重ね合わされたAC成分振幅に等しくなるか、又は重ね合わされたAC成分振幅よりも小さくなる場合、当該電流は活性となる。他のDC電流源305（Ibsink）はグランドに対するノード‘in’からの電流を減算し、信号入力電流のDC成分が、重ね合わされたAC成分振幅よりも（ある最小量だけ）大きくなる場合、当該電流は活性となる。

ノード‘out’の後の送信回路部分における歪を防止するため、負荷回路（CELL又はPCS）にもたらされる電流があまり高くないことを仮定するだけでなく、AC信号歪を最小限化するために、TM及び／又はTBの何れかを通じて常に最小電流がもたらされるようにIbsplit及びIbsinkの値は選択される。

記載の分配器の実現において、次のモードが規定される。すなわち、

mode 1 1.00mAdc+/-1.0mA

mode 1a 1.25mAdc+/-1.0mA

mode 2 1.00mAdc+/-0.5mA

mode 2a 1.00mAdc+/-0.5mA

mode 2b 0.50mAdc+/-0.5mA
である。

無線周波数送信器ICの汎用性（多様性）を更に増大させるために、例えば図４に示されているような電圧・電流コンバータ（voltage-to-current converter）（V21）401がもたらされてもよい。この変形例により、無線周波数送信器ICは、電流出力の代わりに電圧出力を生成するベースバンドICで使用されることが可能になる。V21コンバータは、前述の電流分配器に並列に接続されてもよく、例えばV21コンバータ又は電流分配器の何れかの選択は制御レジスタを通じて制御される。

図５を参照すると、V21コンバータの更なる詳細が示されている。V21コンバータは完全に差動であり、正及び負の電圧入力INP及びINNを受信し、正及び負の電流出力OUTP及びOUTNを生成する。それ故に図５の回路は図４におけるブロック401の二つのインスタンスを表しており、例えば一つのインスタンスは正入力I（この場合、電圧入力と仮定される）を受信し、他のインスタンスは負入力Ibar（この場合も、電圧入力と仮定される）を受信する。電流入力と電圧入力との両方に対して同じ入力ピンを使用することによって、ピン数は最小限化され得る。

なおも図５を参照すると、完全差動構成体はベースバンドオフセット（コモンモードばらつき（変動）（common mode variation））から独立していると共に、好ましくは高入力インピダンスをもたらし、それによって、ほんの弱い駆動（ドライブ）信号をもたらすベースバンド部分が支持（サポート）されている。可変抵抗がプロセスばらつきに対して補償をもたらす。前記抵抗は、例えばスイッチを使用してディジタル的に制御されてもよい。更に、異なるベースバンド信号レベルに調整するために、及び／又はVGAに似た機能をもたらすために、いくつかの実施例において同じスイッチが使用されてもよい。

本発明が、発明の範囲又はその不可欠な特徴から逸脱することなく他の特定の形態で具現化され得ることは当業者によって評価されるであろう。開示されている実施例は全て説明のためのものであり、限定を意図するものではない。本発明は、前述の説明ではなく請求項によって規定され、同等の範囲内に入る全ての変化は包含されることが意図される。

本分配器回路を含む無線送信器の部分を示す簡略ブロック図である。 図１の分配器回路を更に詳細に示す図である。 （ＣＥＬＬバンドのみが示されている）図２の分配器回路の代わりの実施例を示す図である。 本発明の更なる実施例を示す図である。 図４のＶ２Ｉコンバータを更に詳細に示す図である。

Claims (22)

1. 無線送信器の無線部分とベースバンド部分とをインタフェースさせるための方法であって、前記無線部分において前記ベースバンド部分から電流信号を受信するステップと、前記受信された前記電流信号を分け、この分けられた電流信号を複数のミキサ回路へのミキサ経路およびダミー負荷回路へのダミー負荷経路に、前記分けられた電流信号を異なる比率で導くように割り当てるように制御される複数のトランジスタを介して供給するステップとを有する方法。
2. 前記複数のミキサ経路及び前記ダミー負荷経路は、各々のインピダンスに対して前記インピダンスの間の電圧降下が所定の最大値よりも大きくならないような入力インピダンスを有する請求項１に記載の方法。
3. 前記無線送信器がマルチバンド無線送信器であり、前記複数のミキサ経路がハイバンド経路及びローバンド経路を含む請求項１に記載の方法。
4. 前記複数のミキサ経路が、単一のミキサに結合される第一及び第二の経路を含み、前記第一の経路はほとんどゼロ又はゼロの信号増幅をもたらし、前記第二の経路は少なくとも数デシベルの信号増幅をもたらす請求項１に記載の方法。
5. 前記ダミー負荷経路に割り当てられる前記電流信号の部分が、所定の範囲内の離散値に従って制御される請求項１に記載の方法。
6. 前記離散値はほぼ１デシベルによって分けられる請求項５に記載の方法。
7. 前記所定の範囲が、前記電流信号のほぼ全てを前記ダミー負荷経路に割り当てるステップを含む請求項５に記載の方法。
8. 前記無線送信器がマルチバンド無線送信器であり、前記複数のミキサ経路が第一及び第二のハイバンド経路と第一及び第二のローバンド経路とを含む請求項１に記載の方法。
9. 前記第一及び第二のハイバンド経路は単一のミキサに結合され、前記第一のハイバンド経路はほとんどゼロ又はゼロの信号増幅をもたらし、前記第二のハイバンド経路は少なくとも数デシベルの信号増幅をもたらす請求項８に記載の方法。
10. 前記第一及び第二のローバンド経路は単一のミキサに結合され、前記第一のローバンド経路はほとんどゼロ又はゼロの信号増幅をもたらし、前記第二のローバンド経路は少なくとも数デシベルの信号増幅をもたらす請求項８に記載の方法。
11. 無線送信器の無線部分とベースバンド部分とをインタフェースさせるための装置であって、前記無線部分において前記ベースバンド部分から電流信号を受信するための手段と、受信された前記電流信号を分離し、この分離された電流信号を、複数のミキサ回路へのミキサ経路およびダミー負荷回路へのダミー負荷経路に異なる比率で割り当てるように制御される複数のトランジスタを介してそれぞれ供給する手段とを有する装置。
12. 前記複数のミキサ経路及び前記ダミー負荷経路は、各々のインピダンスに対して前記インピダンスの間の電圧降下が所定の最大値よりも大きくならないような入力インピダンスを有する請求項１１に記載の装置。
13. 前記無線送信器がマルチバンド無線送信器であり、前記複数のミキサ経路がハイバンド経路及びローバンド経路を含む請求項１１に記載の装置。
14. 前記複数のミキサ経路が、単一のミキサに結合される第一及び第二の経路を含み、前記第一の経路はほとんどゼロ又はゼロの信号増幅をもたらし、前記第二の経路は少なくとも数デシベルの信号増幅をもたらす請求項１１に記載の装置。
15. 前記ダミー負荷経路に割り当てられる前記電流信号の部分が、所定の範囲内の離散値に従って制御される請求項１１に記載の装置。
16. 前記離散値はほぼ１デシベルによって分けられる請求項１５に記載の装置。
17. 前記所定の範囲が、前記電流信号のほぼ全てを前記ダミー負荷経路に割り当てるステップを含む請求項１５に記載の装置。
18. 前記無線送信器がマルチバンド無線送信器であり、前記複数のミキサ経路が第一及び第二のハイバンド経路と第一及び第二のローバンド経路とを含む請求項１１に記載の装置。
19. 前記第一及び第二のハイバンド経路は単一のミキサに結合され、前記第一のハイバンド経路はほとんどゼロ又はゼロの信号増幅をもたらし、前記第二のハイバンド経路は少なくとも数デシベルの信号増幅をもたらす請求項１８に記載の装置。
20. 前記第一及び第二のローバンド経路は単一のミキサに結合され、前記第一のローバンド経路はほとんどゼロ又はゼロの信号増幅をもたらし、前記第二のローバンド経路は少なくとも数デシベルの信号増幅をもたらす請求項１８に記載の装置。
21. 前記電流信号を選択的に変化させるための手段を更に有する請求項１１に記載の装置。
22. 前記電流信号を選択的に変化させるための前記手段が、前記電流信号を選択的に増加させるための手段及び前記電流信号を選択的に減少させるための手段を含む請求項２１に記載の装置。

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