JP4931936B2

JP4931936B2 - 送信装置及び通信装置

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Publication number: JP4931936B2
Application number: JP2008550990A
Authority: JP
Inventors: 俊介平野; 崇仁宮崎
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-12-26
Filing date: 2007-11-14
Publication date: 2012-05-16
Anticipated expiration: 2027-11-14
Also published as: WO2008078468A1; CN101573863A; EP2101410A4; US7822393B2; JPWO2008078468A1; EP2101410B1; US20080153435A1; EP2101410A1

Description

本発明は、動作モードを飽和モードと非飽和モードとで切換可能なパワーアンプを有する送信装置及び通信装置に関し、例えばＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式の無線通信方式に用いられる送信装置及び通信装置に好適なものである。

従来、送信系の最終段に設けられるパワーアンプを飽和モードで動作させることで、消費電流の低減を可能とした送信装置が知られている。その代表的なものとして、ポーラ変調送信装置が提案されている。ポーラ変調送信装置については、例えば特許文献１で開示されている。

図１に、特許文献１で開示されたポーラ変調送信装置の概略構成を示す。ここで、ポーラ変調技術は、既に広く知られた技術なので、以下、図１を用いて簡単に説明する。図１の送信装置では、送信データが振幅信号・位相信号形成部１１に入力され、振幅信号・位相信号形成部１１によって、送信データに応じた振幅信号及び位相信号が形成される。

振幅信号は、ミキサ１２によって、パワー制御部１３からのスケーリング係数に応じて増幅される。この増幅された振幅信号は、パワーアンプ１４の電源電圧Ｖamとしてパワーアンプ１４の電源端子に供給される。一方、位相信号は、位相変調部１５によってアップコンバートされることで、ＲＦ位相信号とされる。因みに、位相変調部１５は、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）や、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を含んで構成されている。

ＲＦ位相信号は、振幅調整回路１６によって、パワー制御部１３からのスケーリング係数に応じてその振幅が調整された後、パワーアンプ１４の信号入力端に入力される。因みに、振幅調整回路１６は、アッテネータやＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）により構成されている。

これにより、図１の送信装置は、パワーアンプ１４において振幅信号とＲＦ位相信号が合成され、合成された信号がアンテナ（図示せず）から送信される。

ところで、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話では送信電力制御の規格に従い、パワーアンプ１４から出力される出力信号の送信パワーについて７４ｄＢのダイナミックレンジを確保する必要がある。このような広いダイナミックレンジを確保するために、図１に示したような送信装置において、パワーアンプ１４の動作モードを飽和モードと非飽和モードとで切換可能な構成とするものが知られている。

図２を用いて、各モードでの動作を説明する。図中の一点鎖線は、動作モードの切換点を示す。送信パワーＰoutが大きい場合は、飽和モードで動作させる。飽和モード時、送信装置は、電源電圧Ｖamのレベルを変化させることで送信パワーＰoutを変化させる。パワーアンプ１４の電源電圧Ｖamを制御するだけでは７４ｄＢに及ぶ広いダイナミックレンジでの電力制御は不可能であるため、送信パワーＰoutが小さくなった場合は、非飽和モードで動作させる。非飽和モード時、送信装置は、電源電圧Ｖamのレベルを固定し、ＲＦ位相変調信号のパワーＰpmのレベルを変化させることで送信パワーＰoutのレベルを変化させる。このように、パワーアンプ１４の電源電圧Ｖamを変化させることで送信パワーＰoutを変化させるモードを飽和モード、パワーアンプ１４の入力信号パワーＰpmを変化させることで送信パワーＰoutを変化させるモードを非飽和モードと呼び、送信装置は、こ
の２つのモードを併用することで７４ｄＢのダイナミックレンジを確保する。
米国出願公開第２００２／０１７７４２０号明細書

ところで、Ｗ−ＣＤＭＡ方式は、同時送受信を行う方式であるため、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末等においては、受信帯域の送信出力雑音が受信入力端に漏れこむという課題がある。実際上、図１の送信装置が携帯電話端末に搭載される場合には、パワーアンプの出力端は、アンテナ共用器を介してアンテナに接続される。またこのアンテナ共用器には、パワーアンプの出力端が接続されているとともに、受信装置の受信入力端も接続される。このような構成を採用した場合、送信装置から発生する送信出力雑音が、アンテナ共用器を介して、受信装置に洩れ込むという課題があった。

従って、受信帯域の送信出力雑音は、受信感度を劣化させない程度まで抑圧する必要がある。図１の出力信号の雑音を抑圧するためには、振幅調整部１６を雑音特性の良い構成とする必要がある。

例えば、振幅調整部１６を可変アッテネータで構成することが考えられるが、可変アッテネータを差動ゲインコントロールアンプ等のアクティブ回路で構成する場合、良好な雑音特性を得るためには、消費電力が増加するという課題がある。また別の方法として、可変アッテネータをπ型抵抗アッテネータ等のパッシブ回路で構成する方法もあるが、この場合には、可変アッテネータでの電力損失が大きくなるという欠点がある。加えて、これらの場合には、Ｃ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）が非常に良いＲＦ位相信号のＣ／Ｎ比が、可変アッテネータによって劣化してしまうという欠点がある。

本発明の目的は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の無線機器に適用した場合でも、受信装置に洩れ込む送信出力雑音を低減できる送信装置及び通信装置を提供することである。

本発明の送信装置は、送信信号の電力を増幅するパワーアンプを有し、当該パワーアンプの動作モードを飽和モードと非飽和モードとで切換可能な送信装置であって、前記パワーアンプに供給する電源電圧を制御する電源電圧調整回路と、前記パワーアンプの信号入力端に、振幅が調整された入力信号である第１の入力信号を入力させる入力信号振幅調整回路と、前記パワーアンプの信号入力端に、前記入力信号振幅調整回路をバイパスした第２の入力信号を入力させるバイパス回路と、前記パワーアンプが非飽和モードで動作する場合には前記パワーアンプに前記第１の入力信号を入力させ、前記パワーアンプが飽和モードで動作する場合には前記パワーアンプに前記第２の入力信号を入力させるバイパス制御回路とを具備する構成を採る。

本発明によれば、パワーアンプが非飽和モードで動作する場合には入力信号振幅調整回路を介してパワーアンプに信号を入力させ、パワーアンプが飽和モードで動作する場合にはバイパス回路を介して、すなわち入力信号振幅調整回路を介することなくパワーアンプに信号を入力させるので、受信装置に洩れ込む送信出力雑音を低減できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図３に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。なお、図３では、図１との対応部分には図１と同一の符号が付されている。図３の送信装置１００は、バイパス回路１０１及びバイパス制御回路１０３を新たに有し、振幅信号がパワー制御部１３にも入力される点が図１と異なる。なお、送信装置１００は、所謂ポーラ変調送信装置と呼ばれるものである。

送信装置１００において、送信データが振幅信号・位相信号形成部１１に入力され、振幅信号・位相信号形成部１１によって、送信データに応じた振幅信号及び位相信号が形成される。

この振幅信号は、ミキサ１２によって、パワー制御部１３からのスケーリング係数に応じて増幅される。増幅された振幅信号は、パワーアンプ１４の電源電圧としてパワーアンプ１４の電源端子に供給される。一方、位相信号は、位相変調部１５によってアップコンバートされることで、ＲＦ位相信号とされる。因みに、位相変調部１５は、ＶＣＯやＰＬＬ回路を含んで構成されている。

ＲＦ位相信号は、振幅調整回路１６によって、パワー制御部１３からのスケーリング係数に応じてその振幅が調整された後、パワーアンプ１４の信号入力端に入力される。因みに、振幅調整回路１６は、アッテネータやＶＧＡにより構成されている。

これにより、送信装置１００は、パワーアンプ１４において振幅信号とＲＦ位相信号が合成され、合成された信号がアンテナ（図示せず）から送信される。

なお、パワー制御部１３は、送信相手（例えば基地局）から送られてきたＴＰＣ（Transmit Power Control）ビットに基づいて、ミキサ１２に送出するスケーリング係数及び振幅調整回路１６に送出するスケーリング係数を決定する。なお、ＴＰＣビットは、送信装置が搭載される通信装置の受信装置により取得される。この通信装置の概略構成については、図４を用いて後述する。

かかる構成に加えて、送信装置１００は、バイパス回路１０１を有する。バイパス回路１０１は、振幅調整回路１６をバイパスして（振幅調整回路１６を介することなく）、ＲＦ位相信号をパワーアンプ１４の信号入力端に供給するための回路である。このバイパス回路１０１は、位相変調部１５と振幅調整回路１６とを結ぶ信号ライン上に設けられた接続点Ｐ１と、振幅調整回路１６とパワーアンプ１４とを結ぶ信号ライン上に設けられた接続点Ｐ２と、の間を電気的に接続している。また、バイパス回路１０１は、スイッチ１０２を有する。

また、送信装置１００は、振幅調整回路１６とパワーアンプ１４とを結ぶ信号ライン上のうち、バイパス回路１０１の接続点Ｐ２よりも振幅調整回路１６に近い方に、スイッチ１０４が設けられている。

さらに、送信装置１００は、バイパス制御回路１０３を有する。バイパス制御回路１０３は、パワー制御部１３から入力される送信パワー値に基づいて、スイッチ１０２、１０４のオン／オフを制御する。

実際上、バイパス制御回路１０３は、パワー制御部１３から入力される送信パワー値がある閾値よりも小さく、パワーアンプ１４を非飽和モードで動作させるべきであると判断した場合には、スイッチ１０４をオンに制御すると共にスイッチ１０２をオフに制御する。これにより、ＲＦ位相信号は振幅調整回路１６に入力され、振幅調整回路１６によって振幅調整されたＲＦ位相信号が、パワーアンプ１４の信号入力端に入力される。なお、このとき、パワー制御部１３によってパワーアンプ１４の電源電圧は固定電圧とされる。

これに対して、バイパス制御回路１０３は、パワー制御部１３から入力される送信パワー値がある閾値以上であり、パワーアンプ１４を飽和モードで動作させるべきであると判断した場合には、スイッチ１０４をオフに制御すると共にスイッチ１０２をオンに制御する。これにより、ＲＦ位相信号は振幅調整回路１６に入力されることなくバイパス回路１０１を通過し、固定レベルのＲＦ位相信号がパワーアンプ１４の信号入力端に入力される。なお、このとき、パワー制御部１３によってパワーアンプ１４の電源電圧が可変とされる。

図４に、送信装置１００が搭載された通信装置２００の構成を示す。通信装置２００は、例えば携帯電話機であり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の通信を行う構成とされている。通信装置２００は、図３の送信装置１００と、受信装置２００と、共用器１２０と、アンテナ１３０とを有する。送信装置１００のパワーアンプ１４からの出力信号は、共用器１２０を介してアンテナ１３０から送信される。また、アンテナ１３０で受信された受信信号は、共用器１２０を介して受信装置１１０に入力され、受信装置１１０によって復調処理等の所定の受信処理が施される。なお、送信相手（例えば基地局）から送信されたＴＰＣ（Transmit Power Control）ビットは、受信装置１１０により復調され、送信装置１００のパワー制御部１３に送出される。

次に、本実施の形態の送信装置１００及び通信装置２００の動作について説明する。

送信装置１００は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式で要求される広いダイナミックレンジを確保するために、送信パワーに応じて、飽和モードと非飽和モードとを切り換える。実際上、送信装置１００は、飽和モードと非飽和モードとの切換を、パワー制御部１３からミキサ１２及び振幅調整回路１６へ送出するスケーリング係数と、バイパス制御回路１０３によるスイッチング制御とによって行う。

具体的には、送信パワー値がある閾値以上の場合には、パワーアンプ１４を飽和モードで動作させる。この場合、パワー制御部１３がミキサ１２に送信パワーに応じたスケーリング係数を送出することでパワーアンプ１４の電源電圧を送信パワーに応じて変化させると共に、バイパス制御回路１０３がスイッチ１０２をオンに制御し、かつスイッチ１０４をオンに制御することで、振幅調整回路１６をバイパスしたＲＦ位相信号（バイパス回路１０１を経由したＲＦ位相信号）が、パワーアンプ１４に入力される。これにより、ＲＦ位相信号が、可変アッテネータ等で構成された振幅調整回路１６を介さずにパワーアンプ１４に入力されるので、パワーアンプ１４には良好なＣ／Ｎ比を維持したままのＲＦ位相信号が入力される。

一方、送信パワー値がある閾値より小さい場合には、パワーアンプ１４を非飽和モードで動作させる。この場合、パワー制御部１３が、ミキサ１２からパワーアンプ１４に固定電圧が供給されるように、ミキサ１２を制御する。また、パワー制御部１３には振幅信号
・位相信号形成部１１から振幅信号が入力され、パワー制御部１３は、振幅調整回路１６に、振幅信号及び、送信パワーに応じた制御信号を送出する。この振幅調整回路１６によって、ＲＦ位相信号に、振幅信号に応じた瞬時振幅変動及び送信パワーに応じた平均パワー変動が付与される。加えて、バイパス制御回路１０３がスイッチ１０４をオンに制御し、かつスイッチ１０２をオフに制御することで、振幅調整回路１６により振幅調整されたＲＦ位相信号がパワーアンプ１４に入力される。

このような動作を行うと、非飽和モード時には、ＲＦ位相信号は振幅調整回路１６を通過してパワーアンプ１４に入力されるので、Ｃ／Ｎ比の劣化したＲＦ位相信号がパワーアンプ１４に入力されることになる。しかし、非飽和モード時の送信パワーは小さいので、受信装置１１０の受信端に漏れこむ雑音レベルも低くなるため問題とならない。

一方、飽和モード時の送信パワーは大きいので、パワーアンプ１４に入力されるＲＦ位相信号のＣ／Ｎ比が劣化すると、受信装置１１０の受信端に洩れ込む雑音レベルも高くなるので受信帯域雑音も大きくなる。しかし、本実施の形態における送信装置１００は、飽和モード時には、バイパス回路１０１を介してＲＦ位相信号がパワーアンプ１４に入力されるため、ＲＦ位相信号はそのＣ／Ｎ比を良好に維持したままパワーアンプ１４に入力されるので、受信帯域雑音を所望のレベル以下に抑えることができる。

以上のように、本実施の形態の送信装置は、バイパス回路１０１とバイパス制御回路１０３を有し、パワーアンプ１４が非飽和モードで動作する場合には、ＲＦ位相信号は振幅調整回路１６を通過してからパワーアンプ１４に入力され、パワーアンプ１４が飽和モードで動作する場合には、ＲＦ位相信号はバイパス回路１０１を介してパワーアンプ１４に入力されるように制御する構成をとることにより、受信装置１１０での受信帯域雑音特性を良好に維持しつつ、Ｗ−ＣＤＭＡ方式等で求められる広い送信電力制御ダイナミックレンジを満たすことができる送信装置１００及び通信装置２００を実現できる。

ところで、本実施の形態のバイパス回路１０１を設けずに、振幅調整回路１６から出力されるＲＦ位相信号のＣ／Ｎ比そのものを改善する方法として、振幅調整回路１６の後段にフィルタを設けてもよい。しかしながら、マルチバンド対応の送信装置にこのような構成を採用すると、複数のフィルタを設ける必要があり、本実施の形態の構成と比較して、構成が複雑になる。

なお、本実施の形態では、本発明を、ポーラ変調送信装置に適用した場合について述べたが、本発明はポーラ変調送信装置に限らず、送信信号の電力を増幅するパワーアンプを有し、当該パワーアンプの動作モードを飽和モードと非飽和モードとで切換可能な送信装置に広く適用可能である。

（実施の形態２）
図３の構成においては、スイッチ１０２をオフ制御した時のアイソレーションは振幅調整回路１６の可変レンジよりも十分広くとる必要がある。アナログ回路のスイッチとしてよく知られているトランスファーゲートで構成したアナログスイッチは、オフ制御時のアイソレーション特性は良くない。アイソレーション特性が悪いと、バイパス回路１０１がオフ制御された場合に、接続点Ｐ１からＰ２への信号リークにより、送信信号の品質が劣化すると考えられる。本実施の形態は、この点に着目してなされたものである。

図３との対応部分に同一符号を付して示す図５に、実施の形態２の送信装置の構成を示す。送信装置３００は、主に、バイパス回路３０１の構成が図３のバイパス回路１０１とは異なる。本実施の形態のバイパス回路３０１は論理回路を有する。これにより、バイパス回路３０１は、トランスファーゲート等のスイッチで構成した場合と比較して非常に良
好なアイソレーション特性を得ることができる。

実際上、バイパス回路３０１は、コンデンサ３０４と、トランジスタ３０５と、バイアス回路３０６とを有し、これらの回路で図３のスイッチ１０２の機能を実現するようになっている。また、振幅調整回路１６の後段には、コンデンサ３２１、トランジスタ３２２及びバイアス回路３２３が接続されており、これらの回路で図３のスイッチ１０４の機能を実現するようになっている。

すなわち、本実施の形態では、バイパス制御回路３１０がトランジスタ３０５、３２２のバイアス回路３０６、３２３のオン／オフを制御することで、図３におけるスイッチ１０２、１０４のオン／オフと同等の機能を持つ。具体的には、バイパス制御回路３１０は、バイパス回路３０１をオン制御する場合には、トランジスタ３０５がオン動作するバイアス電圧がバイアス回路３０６からトランジスタ３０５に与えられるように、バイアス回路３０６を制御する。この場合、バイパス制御回路３１０は、トランジスタ３２２がオフ動作するバイアス電圧（例えば０［Ｖ］）がバイアス回路３２３からトランジスタ３２２に与えられるように、バイアス回路３２３を制御する。これとは逆に、バイパス制御回路３１０は、バイパス回路３０１をオフ制御する場合には、トランジスタ３０５がオフ動作するバイアス電圧（例えば０［Ｖ］）がバイアス回路３０６からトランジスタ３０５に与えられるように、バイアス回路３０６を制御する。この場合、バイパス制御回路３１０は、トランジスタ３２２がオン動作するバイアス電圧がバイアス回路３２３からトランジスタ３２２に与えられるように、バイアス回路３２３を制御する。なお、トランジスタ３０５、３２２はインダクタ３２４との組み合わせでソース接地アンプを構成している。

かかる構成に加えて、バイパス回路３０１は、ＮＡＮＤ回路３０２と、インバータ回路３０３とを有し、これらの回路でバイパス回路３０１がオフ制御された場合のアイソレーションを確保する。すなわち、バイパス回路３０１がオフ制御された場合における接続点Ｐ１からＰ２への信号リークを阻止する。

具体的に説明する。トランジスタ３０５のオフ時のアイソレーションは、ＮＡＮＤ回路３０２とインバータ回路３０３で確保する。ＮＡＮＤ回路３０２にはＲＦ位相信号とバイパス回路３１０からのモード制御信号が入力される。飽和モードの場合は、ＮＡＮＤ回路３０２を介してインバータ回路３０３にＲＦ位相信号が伝えられる。一方、非飽和モードの場合は、ＮＡＮＤ回路３０２でＲＦ位相信号をゲーティングすることで、ＮＡＮＤ回路３０２の出力はＨ（High）レベルに固定される。さらに、その出力がインバータ回路３０３に入力され、インバータ回路３０３の出力はＬ（Low）レベルに固定される。このように非飽和モードでは、ＮＡＮＤ回路３０２及びインバータ回路３０３の出力のインピーダンスは非常に低くなるので、トランスファーゲート等のスイッチと比較して非常に良好なアイソレーション特性を得ることができる。なお、本実施の形態におけるバイパス回路の構成は、上記の効果が得られる論理回路であれば、上述した構成に限定されない。

以上のように、本実施の形態によれば、バイパス回路３０１を、論理回路を有する構成としたことにより、バイパス回路３０１をオフ制御した場合に、バイパス回路３０１の入出力間の信号リークを確実に阻止できるので、実施の形態１の効果に加えて、非飽和モード時の送信信号品質の劣化を抑制できる。

ところで、ＲＦ位相信号は位相成分に情報が載っているため、矩形波を採用することができる。従ってＮＡＮＤ回路やインバータ回路等の論理回路を使うことができる。本実施の形態の構成は、ポーラ変調であるが故に実現できる構成である。

なお、インバータ回路３０３を複数段設けるようにしてもよい。このようにすると、一
段とアイソレーション特性を良くすることができる。

なお、図５の構成では、バイパス回路に設ける論理回路を、ＮＡＮＤ回路３０２と、インバータ回路３０３とで構成する場合について説明したが、これに限らない。例えば、図６に示したように、ＮＡＮＤ回路３０２に代えて、ＯＲ回路４０２を用いてもよい。この場合も、図５の場合と同様の効果が得られる。

（実施の形態３）
図５との対応部分に同一符号を付して示す図７に、実施の形態３の送信装置の構成を示す。送信装置５００のバイパス回路５０１は、複数段のトライステートインバータ回路５０３とスイッチ５０２とを有する。また、送信装置５００は、バイパス回路５０１の接続点Ｐ１と振幅調整回路１６の間に、複数段のトライステートインバータ回路５０４とスイッチ５０５とが設けられている。スイッチ５０２、５０５は、遅延調整回路５０６により制御され、これによりトライステートインバータ回路５０３、５０４に入力されるＲＦ位相信号がトライステートインバータ回路５０３、５０４によって遅延調整されて出力される。

ここで、送信装置５００においては、飽和モード時にはトライステートインバータ回路５０３を介したＲＦ位相信号がパワーアンプ１４に入力され、非飽和モード時にはトライステートインバータ回路５０４を介したＲＦ位相信号がパワーアンプ１４に入力される。

ところで、バイパス回路５０１の信号ラインと、振幅調整回路１６を介する接続点Ｐ１からＰ２までの信号ラインとではライン長が異なるため、飽和モードと非飽和モードの切替時には、信号の位相に不連続点が生じると考えられる。

本実施の形態の送信装置５００は、飽和モードと非飽和モード間の位相不連続性に応じて、遅延調整回路５０６によって、トライステートインバータ５０３、５０４の段数を変更することにより、飽和モードと非飽和モードの切替時の位相の不連続を抑制することができる。

以上のように、本実施の形態の送信装置５００によれば、トライステートインバータ回路５０３、５０４と、ＲＦ位相信号を通過させるトライステートインバータ回路５０３、５０４の段数を変えることで、バイパス回路５０１での信号遅延量と振幅調整回路１６を介する信号ラインでの信号遅延量とを調整する遅延調整回路５０６とを設けたことにより、飽和モードと非飽和モードの切替時の位相の不連続を抑制することができる。

なお、本実施の形態では、トライステートインバータ回路５０３、５０４を設けた構成について説明したが、トライステートインバータ回路５０４及びスイッチ５０５を省略し、バイパス回路５０１のトライステートインバータ回路５０３及びスイッチ５０２のみで遅延調整して、飽和モードと非飽和モードの切替時の位相の不連続を解消してもよい。

（実施の形態４）
図３と図５との対応部分に同一符号を付して示す図８に、実施の形態４の送信装置の構成を示す。図８の送信装置６００は、送信データを振幅信号・位相信号形成部１１に入力する。

振幅信号・位相信号形成部１１は、送信データに応じた振幅信号及び位相信号を形成する。位相信号は、加算器６０１により位相オフセットと加算された後、位相変調部１５によってアップコンバートされることで、ＲＦ位相信号とされる。

飽和モードと非飽和モード位相連続性に応じて、位相オフセット量を変化させることにより、飽和モードと非飽和モードの切替時の位相の不連続を抑制することができる。

位相変調部１５で周波数がアップコンバートされる前のベースバンド周波数領域で位相を変化させるため、図１の構成と比べて低消費電力で実現できるというメリットがある。

２００６年１２月２６出願の特願２００６−３４９８０７の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明は、送信信号の電力を増幅するパワーアンプを有し、当該パワーアンプの動作モードを飽和モードと非飽和モードとで切換可能な無線通信機器に広く適用可能である。

従来の送信装置の構成を示すブロック図飽和モードと非飽和モードの説明に供する図本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図実施の形態１の通信装置の構成を示すブロック図実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図実施の形態３の送信装置の構成を示すブロック図実施の形態４の送信装置の構成を示すブロック図

Claims

送信信号の電力を増幅するパワーアンプを有し、当該パワーアンプの動作モードを飽和モードと非飽和モードとで切換可能な送信装置であって、
前記パワーアンプに供給する電源電圧を制御する電源電圧調整回路と、
前記パワーアンプの信号入力端に、振幅が調整された入力信号である第１の入力信号を入力させる入力信号振幅調整回路と、
前記パワーアンプの信号入力端に、前記入力信号振幅調整回路をバイパスした第２の入力信号を入力させるバイパス回路と、
前記パワーアンプへの入力を切り換えるためのバイパス制御回路と
を具備し、
前記バイパス制御回路は、前記パワーアンプを非飽和モードで動作させる場合には前記パワーアンプに前記第１の入力信号を入力させ、前記パワーアンプを飽和モードで動作させる場合には前記パワーアンプに前記第２の入力信号を入力させる
送信装置。
前記第１の入力信号は位相変調された位相信号の振幅が調整された信号であり、
前記第２の入力信号は位相変調された位相信号である
請求項１に記載の送信装置。
送信データから振幅信号及び位相信号を形成する振幅信号・位相信号形成部と、前記位相信号を位相変調する位相変調部とをさらに具備し、
前記振幅信号は前記電源電圧調整回路に入力され、前記振幅信号は増幅され前記パワーアンプの電源端子に入力される
請求項１に記載の送信装置。
前記バイパス回路は、論理回路と、スイッチング回路とを有する
請求項１に記載の送信装置。
前記論理回路は、ＮＡＮＤ回路またはＯＲ回路と、インバータ回路とを有する
請求項４に記載の送信装置。
前記論理回路は、ＮＡＮＤ回路またはＯＲ回路と、複数のインバータ回路とを有する
請求項４に記載の送信装置。
前記バイパス回路は、
論理回路と、
従属接続された複数のインバータ回路と、
前記入力信号を通過させる前記インバータ回路の段数を変えることで、前記パワーアンプへの前記入力信号の遅延量を調整する遅延調整制御回路と、
を具備する請求項１に記載の送信装置。
前記第１の入力信号と前記第２の入力信号の位相不連続性に応じて、位相オフセットを位相信号に加算する加算器をさらに具備する
請求項１に記載の送信装置。
請求項１に記載の送信装置と、
アンテナと、
受信装置と、
前記アンテナと、前記送信装置及び前記受信装置との間に設けられたアンテナ共用器と、
を具備する通信装置。