DE10339055B4

DE10339055B4 - Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung

Info

Publication number: DE10339055B4
Application number: DE10339055A
Authority: DE
Inventors: Martin Bosch; Alexander Belitzer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2003-08-25
Filing date: 2003-08-25
Publication date: 2012-10-31
Anticipated expiration: 2023-08-26
Also published as: US7145388B2; US20050073363A1; DE10339055A1

Abstract

Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung (16), umfassend
– die Verstärkeranordnung (16) mit einem Hochfrequenzsignaleingang (9), mit einem Ausgang (14) zum Abgreifen eines verstärkten Signals, mit einem Eingang (10) zum Einstellen der Verstärkung und mit einem Zusatzausgang (15) zum Bereitstellen eines die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) repräsentierenden Signals,
– eine Verknüpfungseinheit (27) mit einem ersten Eingang, der an den Zusatzausgang (15) angeschlossen ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen eines Schwellwertes und mit einem Ausgang, wobei ein am Ausgang anliegendes Signal schaltungsbedingt nie kleiner als 0 sein kann, und
– einen Regelverstärker (18) mit einem Führungsgrößeneingang (21) zum Anlegen einer Führungsgröße (VGC), der den Ausgang der Verknüpfungseinheit (27) mit dem Eingang zum Einstellen der Verstärkung (10) koppelt und der die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) regelt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung.
In der Nachrichtentechnik, insbesondere der Hochfrequenz-Signalverarbeitung, ist häufig die Aufgabenstellung anzutreffen, aus einem variablen Eingangspegel einen definierten Ausgangspegel zu erzeugen. Hierfür werden normalerweise Verstärker mit einstellbarer Verstärkung eingesetzt, welche auch als Variable Gain Amplifier, VGA, bezeichnet werden. Ein derartiger Verstärker mit einer Temperaturkompensationsschaltung ist zum Beispiel aus der DE 197 42 954 C1 bekannt. Derartige VGA können entweder eine dB-lineare oder eine spannungslineare Kennlinie haben, wobei letztere dadurch gekennzeichnet sind, dass sie einen Verstärkungsfaktor haben, der linear in Bezug auf eine Führungsgröße, nämlich eine Steuerspannung, ist.
In der Druckschrift von Alan Grebene: ”Bipolar And MOS Analog Integrated Circuit Design”, ISBN 0-471-08529-4 ist auf Seite 446 in Figur 8.36 ein Beispiel für eine übliche VGA-Architektur gezeigt. Der dort gezeigte, breitbandig ausgelegte sogenannte AGC-, Automatic Gain Control-, Verstärker beruht auf der Struktur einer sogenannten Gilbert-Multiplizierer-Zelle. Dabei sind zwei Differenzverstärkerzellen vorgesehen, die steuerseitig parallel geschaltet sind, wobei an dem so gebildeten differenziellen Eingang die gewünschte Verstärkung als Führungsgröße angelegt wird. Die Fußpunkte der beiden Differenzverstärkerzellen sind an Ausgänge eines weiteren Differenzverstärkers gelegt, der ebenfalls Steuereingänge hat, die einen differenziellen Eingang für ein zu verstärkendes Signal haben. An den miteinander geeignet verschalteten Ausgängen der beiden Differenzverstärkerzellen kann ein ebenfalls differenziell vorliegendes, verstärktes Ausgangssignal abgeleitet werden. Mit anderen Worten wird ein an die Steuereingänge der Transistoren des Differenzverstärkers im Fußpunkt angelegtes hochfrequentes Eingangssignal im Quartett der vier Transistoren der Differenzverstärkerzellen umgesteuert. Dabei wird ein variabler Signalstromanteil aus je einem Transistor der beiden Differenzverstärkerzellen auf eine elektrische Last geleitet, während die übrigen Teilströme der jeweils anderen Differenzverstärkerzellen-Transistoren direkt auf Versorgungspotential geleitet und damit verworfen werden. Die Ansteuerung einer solchen Struktur mit einer Führungsgröße erfolgt üblicherweise mit einem sogenannten VGA-Buffer, und zwar so, daß dort die Transistoren der Differenzverstärkerzellen nachgebildet und als Dioden verschaltet werden, um über einstellbare Ströme an ihren Diodenkennlinien Spannungen zu erzeugen, die wiederum als Führungsgröße, nämlich als Steuerspannung für die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung dienen. Die einzustellenden Ströme wiederum werden mit einer Führungsspannung U_GC, Gain Control Voltage, gesteuert. Eine derartige Buffer-Struktur selbst besitzt eine hyperbolische Übertragungsfunktion, verursacht durch die Strom-Spannungs-Umsetzung an den Diodenkennlinien der nachgebildeten Transistoren. Wenn ein lineares Verhalten des Verstärkungsfaktors gewünscht ist, so ist dies näherungsweise nur in einem schmalen, mittleren Arbeitsbereich möglich.
Um dennoch einen hohen Dynamikbereich zu erzielen, könnte man einen VGA mehrstufig ausführen. Damit wäre jedoch der Nachteil eines hohen Flächenverbrauchs bei Ausführung in integrierter Schaltungstechnik mit einem ebenfalls nachteilhaften, hohen Stromverbrauch verbunden. Bei der erläuterten, einstufigen Ausführung hingegen besteht der Nachteil, daß bei einer hohen Dynamikanforderung die vier Transistoren der beiden Differenzverstärkerzellen des Gilbert-Multiplizierers in einem sehr weiten Bereich umgesteuert werden müssen. Damit müssen auch die diesen Transistoren nachgebildeten Dioden im VGA-Buffer in einem weiten Bereich umgesteuert werden. Wenn dabei eine hohe Dämpfung des hochfrequenten Eingangssignals gewünscht ist, müssen die Ausgangstransistoren und damit auch eine der diesen zugeordneten Dioden im Buffer nahezu stromlos werden. In diesem nahezu stromlosen Betriebszustand führen jedoch Fertigungsschwankungen bei der Herstellung integrierter Schaltkreise sowie Temperaturschwankungen zu besonders großen Änderungen für den gewählten Verstärkungsfaktor. Bei logarithmischer Betrachtung der Verstärkung wirkt sich dieses nachteilhafte Verhalten so aus, dass ein korrektes Einstellen einer niedrigen Verstärkung praktisch nicht mehr möglich ist. Geht der Verstärkungsfaktor gegen Null, so geht die Verstärkung praktisch gegen minus unendlich. Ein noch weiterer Nachteil der beschriebenen, bekannten Struktur ist es, dass die Dioden im VGA-Buffer die gleiche Stromdichte aufweisen müssen wie das Quartett der Transistoren der Differenzverstärkerzellen. Soll der VGA hohe Ausgangsleistungen ermöglichen, so liegt der größte Stromanteil des VGA-Buffers in den beiden erwähnten Transistordioden.
Es kann wünschenswert sein, einen Regelkreis mit Verstärker so auszubilden, dass der Verstärkungsfaktor des Verstärkers proportional zu einer Führungsgröße ist. In 7 der US 2002/0057131 A1 ist zum Beispiel ein Hochfrequenzleistungsverstärker 20b bekannt, dessen Ausgangsleistung über einen Transistor Q17 erfasst wird und dessen Verstärkung über eine Regelschleife mit Hilfe eines Operationsverstärker 30 auf einen vorgegebene Wert eingestellt wird. Die minimale und die maximale Verstärkung wird bei einem solchen Regelkreis von dem Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor bestimmt. Dabei kann das Problem auftreten, dass ein solcher linearer Verstärkungsfaktor bis zum minimal einstellbaren Verstärkungsfaktor verläuft und, wenn man die Verstärkung bei logarithmischem Verstärkungsfaktor betrachtet, zu einer sehr hohen Verstärker-Steilheit führen kann. Wenn der Verstärkungsfaktor gegen 0 strebt, so geht die Verstärkung gegen minus unendlich. Dabei können Steilheiten von mehreren 100 dB pro Volt auftreten. Die unerwünschte Folge wäre ein starker Durchgriff von Störungen wie Rauschen am Steuereingang des Verstärkers auf den eingestellten Verstärkungsfaktor. Damit wäre der Nachteil. verbunden, dass beim Einstellen sehr kleiner Verstärkungsfaktoren, also hohen Dämpfungen, große Schwankungen der Verstärkung bei Störungen am Führungsgrößeneingang des Reglers auftreten würden.
Eine ähnliche Problematik könnte sich am Maximum der einstellbaren Verstärkung der Verstärkungsfaktor-Kennlinie ergeben. Wenn eine Verstärkerschaltung mit spannungslinearer Verstärker-Kennlinie gefordert ist, so ergibt sich im Bereich des Maximums der Verstärkung ein Knick der Kennlinie, der unerwünscht ist. Wird ein Verstärker mit derartiger Kennlinie beispielsweise in einem Mobilfunksender zur Einstellung der Sendeleistung verwendet, entstehen zwangsläufig sogenannte Schalt-Transienten aufgrund der beschriebenen Eigenschaft der Verstärker-Kennlinie. Diese Schalt-Transienten sind unerwünschte, spektrale Energieanteile, die beim Variieren der Verstärkung entlang der Kennlinie erzeugt werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung anzugeben, der eine spannungslineare Kennlinie aufweist und dennoch in den Randbereichen der Verstärker-Kennlinie, das heißt im Bereich der minimal und/oder maximal einstellbaren Verstärkung, verbesserte Eigenschaften bezüglich Störsignalen hat.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch einen Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung, umfassend

– die Verstärkeranordnung mit einem Hochfrequenzsignaleingang, mit einem Ausgang zum Abgreifen eines verstärkten Signals, mit einem Eingang zum Einstellen der Verstärkung und mit einem Zusatzausgang zum Bereitstellen eines die Verstärkung der Verstärkeranordnung repräsentierenden Signals,
– eine Verknüpfungseinheit mit einem ersten Eingang, der an den Zusatzausgang angeschlossen ist, mit einem zweiten Eingang zum zuführen eines Schwellwertes und mit einem Ausgang, wobei ein am Ausgang anliegendes Signal schaltungsbedingt nie kleiner als 0 sein kann, und
– einen Regelverstärker mit einem Führungsgrößeneingang zum Anlegen einer Führungsgröße, der den Ausgang der Verknüpfungseinheit mit dem Eingang zum Einstellen der Verstärkung koppelt und der die Verstärkung der Verstärkeranordnung regelt.

Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip wird eine Schwelle eingeführt, die mit dem Ausgangssignal des Verstärkers, welches dessen Verstärkung repräsentiert, verknüpft wird. Die Verknüpfung erfolgt so, daß ein Kennlinienknick der Verstärker-Kennlinie am Minimum und/oder Maximum der einstellbaren Verstärkung des Verstärkers einen weicheren Übergang hat, das heißt, daß die Steilheit der Verstärker-Kennlinie im Bereich des Minimums und/oder Maximums der einstellbaren Verstärkung verringert ist.
Die Verknüpfung des Schwellwertes mit dem die Verstärkung der Verstärkeranordnung repräsentierenden Signal im Regelkreis kann mit Vorteil beispielsweise derart erfolgen, daß die Verknüpfungseinheit ein Subtrahierglied und ein Addierglied umfaßt, daß der Zusatzausgang mit je einem Eingang des Addiergliedes und des Subtrahiergliedes verbunden ist, daß ein weiterer Eingang des Subtrahiergliedes zur Zuführung des Schwellwerts ausgebildet ist, daß der Ausgang des Subtrahiergliedes mit einem weiteren Eingang des Addiergliedes gekoppelt ist und daß der Ausgang des Addiergliedes mit einem Eingang des Regelverstärkers gekoppelt ist.
Dabei wird mit Vorteil im Subtrahierglied eine Differenz zwischen dem die Verstärkung der Verstärkeranordnung repräsentierenden Signal und dem Schwellwert gebildet. Diese Differenz wird, gegebenenfalls gewichtet, einem Eingang des Addierers zugeführt und dort mit dem die Verstärkung der Verstärkeranordnung repräsentierenden Signal verknüpft.
Um die Steilheit der Verstärker-Kennlinie im Bereich minimaler Verstärkung zu reduzieren und einen dortigen Kennlinienknick somit zu vermeiden, ist mit Vorteil der Subtrahierer so ausgeführt, daß von dem Schwellwert der die Verstärkung des Verstärkers repräsentierende Wert abgezogen wird.
Bevorzugt ist der Subtrahierer, um im Maximum der Verstärker-Kennlinie die Steilheit derselben zu reduzieren und somit einen Knick im Maximum der Verstärker-Kennlinie zu vermeiden, so ausgeführt, daß der Schwellwert von dem die Verstärkung des Verstärkers repräsentierenden Signal abgezogen wird. Zusätzlich ist hierbei der Addierer mit einem invertierenden Eingang ausgebildet, derart, daß das im Subtrahierglied gebildete Signal, gegebenenfalls gewichtet, von dem die Verstärkung der Verstärkeranordnung repräsentierenden Signal abgezogen wird.
Die Gewichtung des Signals am Ausgang des Subtrahiergliedes kann in beiden beschriebenen Fällen bevorzugt durch einen Verstärker mit vorbestimmtem Verstärkungsfaktor erzielt werden.
Selbstverständlich kann im Rahmen des vorgeschlagenen Prinzips die bevorzugte Ausführung der Verknüpfungseinheit mit Subtrahierer und Addierglied doppelt ausgeführt werden, wobei eine Verknüpfungseinheit so ausgebildet ist, daß ein Knick am Maximum der Verstärkung der Verstärker-Kennlinie und mit einer zweiten Verknüpfungseinheit der Knick am Minimum der Kennlinie des Verstärkungsfaktors vermieden wird.
Die Verstärkeranordnung im Regelkreis, die eine einstellbare Verstärkung hat, weist gemäß einer Weiterbildung des vorgeschlagenen Prinzips auf:

– eine Gilbert-Multipliziererschaltung mit zwei Eingängen, von denen ein Eingang zum Einstellen der Verstärkung und ein Eingang als Hochfrequenzsignaleingang dient, und mit dem Ausgang,
– einen Zusatztransistor mit einem Steueranschluß und einem Lastanschluß, der mit dem Steueranschluß und dem Lastanschluß eines Transistors der Multipliziererschaltung verbunden ist, und mit einem weiteren Lastanschluß, der den Zusatzausgang der Verstärkeranordnung bildet, zum Bereitstellen des die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) repräsentierenden Signals.

Mit dem Zusatztransistor wird ein kleiner Teil des Signalstroms abgezweigt, der wiederum proportional ist zum aktuell eingestellten Verstärkungsfaktor.
Somit ist es möglich, den Verstärkungsfaktor der Verstärkeranordnung so einzustellen, daß bei hoher Dynamik ein stabiler Verstärkungsfaktor bei zugleich in weiten Bereichen spannungslinearer Kennlinie des Verstärkers gewährleistet ist.
Da der Zusatztransistor an seinem Zusatzausgang stets ein Signal abgibt, welches den aktuellen Verstärkungsfaktor der gesamten Verstärkeranordnung repräsentiert, können mit zusätzlichem Vorteil problemlos auch Temperatur-Drift-Effekte sowie Fertigungsstreuungen bzw. deren Auswirkungen auf den Verstärkungsfaktor kompensiert werden.
Die Gilbert-Multipliziererschaltung umfaßt bevorzugt zwei Differenzverstärkerzellen, deren Fußpunkte von einem weiteren Differenzverstärker angesteuert werden.
Unter den Fußpunkten der beiden Differenzverstärkerzellen sind bevorzugt deren jeweils gemeinsame Emitter- bzw. Source-Anschlüsse verstanden.
Der Zusatztransistor ist bevorzugt mit seinem Steueranschluß und einem seiner Lastanschlüsse mit dem Steueranschluß und einem der Lastanschlüsse eines Transistors eines der beiden Differenzverstärkerzellen der Gilbert-Multipliziererschaltung verbunden.
In einer bevorzugten Weiterbildung umfaßt die Gilbert-Multipliziererschaltung einen ersten und einen zweiten Differenzverstärker mit je zwei Transistoren, deren Steueranschlüsse mit dem Eingang zum Einstellen der Verstärkung verbunden sind, und die Gilbert-Multipliziererschaltung umfaßt einen dritten Differenzverstärker mit je zwei Transistoren, deren Steueranschlüsse einen Hochfrequenz-Signaleingang der Verstärkeranordnung bilden, wobei den Transistoren des ersten und zweiten Differenzverstärkers je ein Zusatztransistor beziehungsweise ein weiterer Zusatztransistor zugeordnet ist.
Gemäß der Weiterbildung sind bevorzugt insgesamt vier Zusatztransistoren vorgesehen, um eine höhere Symmetrie der gesamten Schaltung zu gewährleisten. Dabei sind die jeweils weiteren Lastanschlüsse der weiteren Zusatztransistoren bevorzugt mit Versorgungspotentialanschluß des Verstärkers verbunden. Lediglich an einem der Zusatztransistoren ist dabei, wie bereits erläutert, der Zusatzausgang der Verstärkeranordnung gebildet, an dem ein die Verstärkung der Verstärkeranordnung repräsentierendes Signal abgreifbar ist.
Der Zusatztransistor und die weiteren Zusatztransistoren haben bevorzugt kleinere Abmessungen als die Transistoren des ersten und des zweiten Differenzverstärkers und sind demnach kleiner dimensioniert. Damit zweigen der Zusatztransistor und die weiteren Zusatztransistoren nur einen sehr geringen Teil des Signalstroms ab, so daß die Rückwirkungen der Zusatztransistoren auf die Verstärkeranordnung insgesamt gering bleiben.
Mit Versorgungspotential sind die vier Transistoren des ersten und des zweiten Differenzverstärkers bevorzugt so verschaltet, daß je ein Transistor je eines Differenzverstärkers mit seinem Lastanschluß unmittelbar an das Versorgungspotential angeschlossen ist und je ein Lastanschluß eines weiteren Transistors im ersten und zweiten Differenzverstärker über eine elektrische Last an Versorgungspotential gelegt ist. Die beiden letztgenannten Transistoren bilden an den Verbindungsknoten zu der elektrischen Last den Signalausgang der Verstärkeranordnung. Der Zusatztransistor, an dem der Zusatzausgang der Verstärkeranordnung gebildet ist, ist bevorzugt einem derjenigen Transistoren der Differenzverstärker des Gilbert-Multiplizierers zugeordnet, an denen diese elektrische Last angeschlossen und der Signalausgang gebildet ist.
Die elektrische Last ist bevorzugt als Impedanz ausgeführt, es kann aber auch eine rein Ohm'sche Last vorgesehen sein.
Die Verstärkeranordnung ist bevorzugt in bipolarer Schaltungstechnik aufgebaut, wodurch unter anderem der Vorteil der guten Eignung für besonders hohe Signalfrequenzen gegeben ist.
Insgesamt ist es folglich mit dem vorgeschlagenen Prinzip möglich, einen linearen Zusammenhang der Verstärkung eines Verstärkers mit einstellbarer Verstärkung zu einer Steuerspannung im Bereich niedriger und hoher Verstärkung so zu kombinieren, daß im Bereich mit besonders hoher und besonders geringer Verstärkung die Steilheit gering bleibt und dennoch in einem weiten Bereich der lineare Zusammenhang der Kennlinie des Verstärkers erhalten bleibt. Dabei wird ein dem Verstärkungsfaktor proportionales Signal mittels der Verknüpfungseinheit so modifiziert, daß im Bereich minimaler bzw. maximaler Verstärkung ein hyperbolischer Verlauf, gegebenenfalls in mehreren Schritten, angepaßt wird.
Wenn wie bevorzugt der Schwellwert als temperatur- und fertigungsstabiler Wert generiert wird, treten besonders geringe Streuungen des Verstärkungsfaktors im minimalen und/oder maximalen Verstärkungsbereich bezüglich Temperaturdrifts und Fertigungsstreuungen auf.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen des vorgeschlagenen Prinzips sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen an mehreren Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
1 einen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels eines Regelkreises gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip, bei dem die Kennlinie im Bereich geringer Verstärkung eine reduzierte Steilheit hat,
2 einen Schaltplan eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Regelkreises gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip, bei der die Verstärker-Kennlinie im Bereich maximal einstellbarer Verstärkung eine geringere Steilheit hat,
3 ein Ausführungsbeispiel einer Verstärkeranordnung anhand eines Schaltbildes, wie sie in den Reglern gemäß 1 oder 2 einsetzbar ist,
4 bis 7 die Verringerung der Steilheit im Bereich minimaler Verstärkung der Kennlinie gemäß der Schaltung von 1 anhand von Schaubildern, und
8 bis 10 anhand von Schaubildern die Verringerung der Steilheit der Kennlinie des Verstärkers im Bereich maximal einstellbarer Verstärkung gemäß der Schaltung von 2.
1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Regelkreises mit einer Verstärkeranordnung 16 gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Verstärkeranordnung 16 hat einen Hochfrequenzsignaleingang 9, einen Ausgang 14 zum Abgreifen eines verstärkten, vom am Eingang 9 anliegenden Signal abgeleiteten Signals, sowie einen Eingang 10 zum Einstellen der Verstärkung und einen Zusatzausgang 15 zum Bereitstellen eines die Verstärkung der Verstärkeranordnung 16 repräsentierenden Signals. An den Hochfrequenzeingang 9 des Verstärkers 16 ist eine Signalquelle 17 angeschlossen. Der Steuereingang 10 des Verstärkers 16 ist an den Ausgang eines herkömmlichen Operationsverstärkers 18 gelegt, der vorliegend als Regelverstärker arbeitet. Der Zusatzausgang 15 des Verstärkers 16 ist in einer negativen Rückkopplung über ein Addierglied 23 auf einen invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 18 gelegt. Ein nicht-invertierender Eingang des Operationsverstärkers 18 ist über eine Referenzspannungsquelle 19 am Bezugspotentialanschluß 20 angeschlossen. An einem Führungsgrößeneingang 21 ist eine Führungsgröße für den Regelkreis in Form eines Soll-Spannungssignals V_GC für die Verstärkung zuführbar. Dieser Führungsgrößeneingang 21 ist über einen Widerstand 22, an dem die Führungsspannung V_GC in einen proportionalen Strom I_GC umgesetzt wird, mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 18 verbunden.
Das Addierglied 23 ist Teil einer Verknüpfungseinheit 27, welche auch ein Subtrahierglied 25 und einen Verstärker 26 umfaßt. Das Subtrahierglied 25 hat einen ersten Eingang, an dem in Form eines Stromes, der von einer Stromquelle 24 bereitgestellt wird, ein Schwellwert anliegt. Ein weiterer Eingang des Subtrahierglieds 25 ist mit dem Zusatzausgang 15 des Verstärkers 16 verbunden. Der Subtrahierer 25 bildet die Differenz des Schwellwert-Stromes und des am Zusatzausgang abgreifbaren Stroms I(gain), wobei der Differenzstrom am Ausgang des Subtrahierglieds 25 stets größer 0 ist. Der Differenzstrom am Ausgang des Subtrahierglieds 25 wird in einem nachgeschalteten Verstärker 26 mit einem Verstärkungsfaktor K gewichtet. Der Ausgang des Verstärkers 26 ist an einen Eingang des Addierglieds 23 geführt, wobei das Addierglied 23 einen weiteren Eingang hat, der ebenfalls mit dem Zusatzausgang 15 des Verstärkers 16 verbunden ist.
Mittels des von dem Temperaturdrift-frei und Fertigungsschwankungs-frei arbeitenden Stromgenerators 24 wird ein Schwell-Strom bereitgestellt. Der Strom B am Zusatzausgang 15, welcher proportional ist zum Verstärkungsfaktor des Verstärkers 16, der gerade eingestellt ist, wird subtrahiert vom Schwellstrom A. Schaltungsbedingt kann der Strom C am Ausgang des Subtrahierers 25 nie kleiner 0 sein. Der Differenzstrom C am Ausgang des Subtrahierers 25 wird mit einer Gewichtung versehen, vorliegend mit dem Verstärkungsfaktor 0,5. Das so gewonnene Ergebnis wird zum Strom am Zusatzausgang 15 addiert und schließlich mit dem die Führungsgröße des Reglers repräsentierenden Strom I_GC verknüpft.
Wie weiter unten anhand von Schaubildern näher erläutert wird, gestattet es der Regelkreis von 1, eine spannungslineare Kennlinie des Verstärkers 16 im Bereich geringer Verstärkung mit einem hyperbolischen Verlauf zu versehen. Dabei ist die Steilheit der Kennlinie im Bereich geringer Verstärkung verringert. Dennoch bleibt in weiten Bereichen der Verstärkung der lineare Zusammenhang zwischen Führungsgröße und Verstärkungsfaktor erhalten. Damit ist der Vorteil erzielt, daß Störungen am Steueranschluß 21 des Regelkreises lediglich geringe Auswirkungen auf die Verstärkung haben. Zusätzliche Vorteile liegen im geringen Temperaturdrift der Schaltung, der insgesamt auch geringen Temperaturabhängigkeit des Regelkreises, einer geringen Variation der Verstärkung über Fertigungsschwankungen und einer geringen Variation der Verstärkung über Schwankungen der Versorgungsspannung.
Anstelle der gezeigten, einstufigen Reduzierung der Steilheit der Verstärkung kann diese auch in mehreren Schritten im Bereich der minimalen Verstärkung ausgeführt sein, so daß sich eine noch bessere Annäherung an einen hyperbolischen Verlauf der Kennlinie im Bereich besonders geringer Verstärkungsfaktoren ergibt.
2 zeigt eine alternative Ausführungsform eines Regelkreises mit einer Verstärkeranordnung gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Schaltung von 2 stimmt in den verwendeten Bauteilen, deren Funktion und deren vorteilhaftem Zusammenwirken weitgehend mit der von 1 überein und wird an dieser Stelle insoweit nicht noch einmal beschrieben. Unterschiede liegen lediglich in der Ausführung des Subtrahiergliedes und des Addiergliedes, welche in 2 mit Bezugszeichen 25', 23' versehen.
Das Subtrahierglied 25' ist so ausgebildet, daß an seinem Ausgang ein Strom abgegeben wird, der sich ergibt aus dem Strom B am Zusatzausgang 15 vermindert um den Strom G, den der Stromgenerator 24 bereitstellt. Der Strom H am Ausgang des Subtrahierglieds 25' ist nie kleiner 0. Das Addierglied 23' von 2 hat einen invertierenden Eingang. Das bedeutet, daß das Signal am Ausgang des Verstärkers 26 dem Addierglied 23' mit negativem Vorzeichen zugeführt wird.
Gemäß der Schaltung von 2 wird im Bereich der größten einstellbaren Verstärkung des Verstärkers 16 die Kennlinie so modifiziert, daß ein Kennlinienknick der Verstärkung vermieden wird. Dabei ist die Steilheit der Kennlinie im Bereich größter einstellbarer Verstärkung verringert. Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip erfolgt das Erreichen des Maximums des Verstärkungsfaktors asymptotisch, so daß ein Knick im Verlauf der Kurve vermieden wird. Da die Stromquelle 24' eine stabile Große in Form eines Schwellstroms liefert, treten lediglich sehr geringe Streuungen des Verstärkungsfaktors bezüglich Fertigungsschwankungen und Temperaturschwankungen auf. Insbesondere ergibt sich der Vorteil, daß Schalttransienten reduziert sind.
Selbstverständlich können die Schaltungen von 1 und 2 so miteinander kombiniert werden, daß die Verstärker-Kennlinie im Bereich minimaler Verstärkung und im Bereich maximaler Verstärkung eine geringere Steilheit mit den oben beschriebenen Vorteilen aufweist.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Verstärkeranordnung 16, wie sie in 1 und 2 einsetzbar ist. Die Schaltung von 3 beruht auf einer Gilbert-Multipliziererschaltung. Ein erster Transistor und ein zweiter Transistor 1, 2 sind emitterseitig miteinander verbunden und bilden einen ersten Differenzverstärker. Ein zweiter Differenzverstärker 3, 4 wird von ebenfalls emitterseitig verbundenen Transistoren 3, 4 gebildet. Die beiden Emitterknoten sind mit jeweiligen Kollektoranschlüssen weiterer Transistoren 5, 6 verbunden, welche einen dritten Differenzverstärker bilden. Hierbei sind die Emitteranschlüsse der Transistoren des dritten Differenzverstärkers 5, 6 miteinander verbunden und über eine Stromquelle 7 an Bezugspotential 8 angeschlossen. Die Basisanschlüsse der Transistoren 5, 6 des dritten Differenzverstärkers bilden den symmetrischen Hochfrequenzsignaleingang 9 der Verstärkeranordnung. Ein ebenfalls symmetrischer Eingang 10 zum Einstellen des Verstärkungsfaktors der Verstärkeranordnung ist an den Basisanschlüssen der Transistoren 1, 2; 3, 4 des ersten und zweiten Differenzverstärkers gebildet. Hierfür sind die Basisanschlüsse der Transistoren 1 und 4 sowie die Basisanschlüsse der Transistoren 2 und 3 miteinander verbunden. Während die Kollektorausgänge der Transistoren 2 und 3 über eine elektrische Last 11, 12 an Versorgungspotential 13 gelegt sind und zugleich den symmetrischen Signalausgang 14 der Verstärkeranordnung bilden, sind die Kollektoranschlüsse der Transistoren 1 und 4 unmittelbar an Versorgungspotential 13 angeschlossen. Somit ist eine als Verstärker ausgelegte Gilbert-Multiplziererschaltung gebildet.
Dem Transistor 2 im ersten Differenzverstärker 1, 2 ist ein Zusatztransistor 2' zugeordnet, der mit dem Transistor 2 in Basis- und Emitteranschlüssen verbunden ist. Der Kollektoranschluß des Zusatztransistors 2' bildet einen Zusatzausgang 15, an dem ein Strom I abgreifbar ist, der proportional ist zur aktuellen Verstärkung der Verstärkeranordnung. Aus Symmetriegründen ist den übrigen Differenzverstärkertransistoren des ersten und zweiten Differenzverstärkers 1, 2, 3, 4 je ein weiterer Zusatztransistor 1', 3', 4' zugeordnet, welche mit dem jeweils zugeordneten Transistor ebenfalls in Emitter- und Basisanschluß verbunden sind. Die Kollektoranschlüsse der weiteren Zusatztransistoren 1', 3, 4' sind mit Versorgungspotentialanschluß 13 verbunden.
Im Verhältnis zu den Transistoren 1, 2, 3, 4 des ersten und zweiten Differenzverstärkers sind der Zusatztransistor 2' und die weiteren Zusatztransistoren 1', 3', 4' deutlich kleiner dimensioniert.
Das über dem Eingang 9 an die Transistoren 5 und 6 angelegte hochfrequente Eingangssignal wird im Quartett der Transistoren 1 bis 4 umgesteuert. Die Umsteuerung erfolgt in Abhängigkeit vom gewünschten Verstärkungsfaktor, der als Führungsgröße am Eingang 10 anliegt. Dabei wird ein variabler Signalstromanteil aus den Transistoren 2 und 3 auf die hier als Beispiel resistive Last geleitet, die mit Bezugszeichen 11, 12 bezeichnet ist, der restliche Teilstrom aus den Transistoren 1 und 4 wird direkt auf VCC geleitet und damit verworfen. Außerdem ist ein Zusatztransistor 2' sowie aus Symmetriegründen weitere Zusatztransistoren 1', 3', 4' eingebracht. Der Strom I am Zusatzausgang 15 ist proportional zum Verstärkungsfaktor. Die Transistoren 1', 3', 4' sind nur aus Symmetriegründen vorhanden. Ihre Ströme werden direkt auf VCC geleitet. Die Zusatztransistoren bzw. weiteren Zusatztransistoren 1', 2', 3, 4' zweigen aufgrund ihrer kleineren Dimensionierung nur einen kleinen Teil des Signalstroms ab.
Am Zusatzausgang 15 steht ein verstärkungsfaktor-proportionaler Strom bereit, so daß problemlos Fertigungs- und Temperaturschwankungen des Verstärkungsfaktors erfaßt und gegebenenfalls wegkalibriert werden können. Damit ist ein stabil einstellbarer Verstärkungsfaktor erzielbar und zudem eine spannungslineare Verstärkerkennlinie möglich. Aufgrund der einstufigen Ausführung des gezeigten VGA ist der Betrieb des Verstärkers mit geringer Stromaufnahme gewährleistet. Zudem ergibt sich ein geringer Flächenbedarf, da nur ein einstufiger Verstärker benötigt wird und die Zusatztransistoren kleine Dimensionen haben.
Anstelle der gezeigten Ausführung in Bipolartechnik kann die Schaltung selbstverständlich auch in Metal Oxide Semiconductor-Schaltungstechnik implementiert werden.
4 bis 7 zeigen die Funktion der Schaltung von 1, insbesondere der Verknüpfungseinheit 27, anhand von Schaubildern. Bei dem Schaubild von 4 ist der konstante Schwellstrom der Stromquelle 24 mit A bezeichnet, der Verstärkungsfaktor-proportionale Strom am Zusatzausgang 15 ist mit B bezeichnet und das Stromsignal am Ausgang des Subtrahierers 25 ist mit Bezugszeichen C versehen. Die Kennlinien A, B, C sind aufgetragen über der Führungsgröße V_GC des Reglers. Man erkennt, daß, von großen Spannungen V_GC kommend, der Differenzstrom C Null ist bis zu derjenigen Führungsgröße, bei der sich die Kennlinien B und A schneiden. Ab hier steigt der Strom C linear an, bis er ein Maximum erreicht, um dann konstant zu bleiben.
5 zeigt den ersten Schritt zur Konstruktion des Stroms D am Ausgang des Addierglieds 23. Zum Strom B am Zusatzausgang 15 wird der vom Verstärker 26 halbierte Strom C am Subtrahiererausgang addiert zum Signal D'. Man erkennt, daß ab dem Punkt, an dem der Differenzstrom C größer als 0 ist, die Kennlinie D' eine geringere Steilheit hat. An dem Punkt, an dem der Differenzstrom C konstant wird, würde ein Reststrom stehen bleiben. Dabei kommt jedoch zum Tragen, daß der VGA-Puffer von 1 einen größeren Regelbereich aufweist als die Verstärkeranordnung 16 selbst. Die Begrenzung des Stroms tritt ein, wenn der Strom des Verstärkers 16 vollständig umgesteuert ist, am unteren Punkt also 0 ist. Für die Konstruktion nehmen wir an, daß der Strom negativ werden könnte, dann ergeben sich die Verhältnisse wie in 6 gezeigt. Darin ist zusätzlich ein fiktiver Strom E eingetragen, womit sich bei gleichem Strom A der fiktive Strom F aus der Differenz aus dem fiktiven Strom E minus der Schwelle A ergibt. Wird nun wiederum im Addierglied 23 die Summe gebildet, so erkennt man, daß der Strom D am Ausgang des Addierers 23 mit reduzierter Steigung bis 0 fällt und real nicht negativ werden kann.
Der Strom D erreicht sein Minimum ausgehend von großen Führungsgrößen später als der Strom B am Zusatzausgang. Man erzielt also eine Dehnung auf der Achse der Führungsgröße, eine erste Annäherung an einen hyperbolischen Verlauf der Kennlinie in diesem Bereich. Zu beachten ist, daß als externes Signal lediglich der Schwellstrom A verwendet wird.
7 zeigt den Vergleich des Stroms B am Zusatzausgang, der im Bereich sehr geringer Verstärkung einen Knick hat und dem Strom D am Ausgang des Addierglieds 23.
Selbstverständlich liegt es im Rahmen des vorgeschlagenen Prinzips, mehrere Verknüpfungseinheiten 27 mit unterschiedlichen Schwellströmen und/oder unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren K im Verstärker 26 vorzusehen, um so den Verlauf der Verstärkungs-Kennlinie im Bereich geringer Verstärkungen noch besser an einen hyperbolischen Verlauf anzunähern.
8 bis 10 zeigen in Analogie zu den 5 bis 7 die Signal-Verhältnisse bei der Schaltung gemäß 2. Der Generator 24' von 2 stellt eine konstante Stromschwelle G bereit. Mittels dieser Schwelle wird im Subtrahierglied 25' ein Differenzstrom H erzeugt, der sich aus der Differenz des Stroms B am Zusatzausgang 15 und der Schwelle G ergibt. Der Differenzstrom H wird mit dem Verstärker 26 gewichtet, vorliegend halbiert, und anschließend vom Strom B subtrahiert. Der resultierende Strom I' ist in 8 eingezeichnet. Man erkennt, daß ab dem Punkt, an dem der Differenzstrom H größer als 0 ist, der resultierende Strom I' eine geringere Steigung hat. Ab dem Punkt, an dem der Differenzstrom I' konstant ist, würde die volle Umsteuerung des Verstärkers 16 erreicht werden. Auch hier kommt jedoch zum Tragen, daß der VGA-Puffer von 2 einen größeren Regelbereich aufweist, als die Verstärkeranordnung 16 selbst. Die Begrenzung tritt ein, wenn der Strom des Verstärkers 16 vollständig umgesteuert ist. Für die Konstruktion soll angenommen werden, daß der Strom das Maximum übersteigen könnte. Dann ergäben sich die Verhältnisse wie in 9 gezeigt.
In 9 ist zusätzlich ein fiktiver Strom K eingezeichnet, womit sich bei gleicher Schwelle G der resultierende, fiktive Differenzstrom L ergibt. Bildet man nun wiederum die Verknüpfung mit dem Strom am Zusatzausgang, so ergibt sich die gewünschte Kennlinie I und man erkennt, daß der Verlauf des Stroms I mit reduzierter Steilheit bis zum Maximum steigt.
Auch hier ist deutlich, siehe 10, daß der Strom I am Ausgang des Addierers 23' sein Maximum später erreicht als der Strom B am Zusatzausgang 15. Es ist also eine Dehnung bezogen auf die U_GC-Achse erzielt, eine erste Annäherung an einen hyperbolischen Verlauf der Kennlinie im Bereich maximal einstellbarer Verstärkung. Dafür ist lediglich eine, stabile Referenzgröße G nötig.
Auch hier können mehrere Stufen der Verknüpfungseinheit 27' vorgesehen sein, so daß sich eine beliebig genaue Annäherung des Verlaufs an einen hyperbolischen Kennlinienverlauf erzielen läßt. Je besser die Kennlinie an einen hyperbolischen Verlauf angeglichen ist, desto weniger Schalttransienten werden beim Hochfahren des Verstärkers 16, dem sogenannten Ramping, erzeugt.
Bezugszeichenliste

1: Transistor
2: Transistor
3: Transistor
4: Transistor
1': weiterer Zusatztransistor
2': Zusatztransistor
3': weiterer Zusatztransistor
4': weiterer Zusatztransistor
5: Transistor
6: Transistor
7: Stromquelle
8: Bezugspotentialanschluß
9: Hochfrequenzeingang
10: Steuereingang
11: Widerstand
12: Widerstand
13: Versorgungspotentialanschluß
14: Hochfrequenzausgang
15: Zusatzausgang
16: Verstärkeranordnung
17: Signalquelle
18: Operationsverstärker
19: Spannungsquelle
20: Bezugspotentialanschluß
21: Führungsgrößeneingang
22: Widerstand
23: Addierglied
23': Addierglied
24: Stromquelle
24': Stromquelle
25: Subtrahierglied
25': Subtrahierglied
26: Verstärker
27: Verknüpfungseinheit
27': Verknüpfungseinheit
A: Referenzschwelle
B: verstärkungsproportionaler Strom
C: Differenzstrom
D: Strom
E: fiktiver Strom
F: fiktiver Strom
G: Referenzschwelle
H: Differenzstrom
I: Strom
K: fiktiver Strom
L: fiktiver Strom
I_GC: Steuerstrom
V_GC: Steuerspannung
V_REF: Referenzspannung
R: widerstand

Claims

Regelkreis mit einer Verstärkeranordnung (16), umfassend – die Verstärkeranordnung (16) mit einem Hochfrequenzsignaleingang (9), mit einem Ausgang (14) zum Abgreifen eines verstärkten Signals, mit einem Eingang (10) zum Einstellen der Verstärkung und mit einem Zusatzausgang (15) zum Bereitstellen eines die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) repräsentierenden Signals, – eine Verknüpfungseinheit (27) mit einem ersten Eingang, der an den Zusatzausgang (15) angeschlossen ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen eines Schwellwertes und mit einem Ausgang, wobei ein am Ausgang anliegendes Signal schaltungsbedingt nie kleiner als 0 sein kann, und – einen Regelverstärker (18) mit einem Führungsgrößeneingang (21) zum Anlegen einer Führungsgröße (VGC), der den Ausgang der Verknüpfungseinheit (27) mit dem Eingang zum Einstellen der Verstärkung (10) koppelt und der die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) regelt.
Regelkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, – daß die Verknüpfungseinheit (27) ein Subtrahierglied (25) und ein Addierglied (23) umfaßt, – daß der Zusatzausgang (15) mit je einem Eingang des Addierglieds (23) und des Subtrahierglieds (25) verbunden ist, – daß ein weiterer Eingang des Subtrahierglieds (25) zur Zuführung des Schwellwertes ausgebildet ist, – daß der Ausgang des Subtrahierglieds (25) mit einem weiteren Eingang des Addierglieds (23) gekoppelt ist, und – daß der Ausgang des Addierglieds (23) mit einem Eingang des Regelverstärkers (18) gekoppelt ist.
Regelkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Subtrahierglied (25) ausgebildet ist zum Subtrahieren des die Verstärkung der Verstärkeranardnung (16) repräsentierenden Signals von dem Schwellwert.
Regelkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Subtrahierglied (25') ausgebildet ist zum Subtrahieren des Schwellwerts von dem die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) repräsentierenden Signal und daß das Addierglied (23') über einen invertierenden Eingang an den Ausgang des Subtrahierglieds (25') angekoppelt ist.
Regelkreis nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kopplung des Ausgangs des Subtrahiergliedes (25, 25') mit dem Addierglied (23, 23') ein Verstärker (26) mit vorbestimmter Verstärkung vorgesehen ist.
Regelkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung (16) aufweist. – eine Gilbert-Multipliziererschaltung (1, 2; 3, 4; 5, 6) mit zwei Eingängen (9, 10), von denen ein Eingang (10) zum Einstellen der Verstärkung und ein Eingang (9) als Hochfrequenzsignaleingang dient, und mit dem Ausgang (14), – einen Zusatztransistor (2') mit einem Steueranschluß und einem Lastanschluß, der mit dem Steueranschluß und dem Lastanschluß eines Transistors (2) der Multipliziererschaltung verbunden ist, und mit einem weiteren Lastanschluß, der den Zusatzausgang (15) der Verstärkeranordnung (16) bildet, zum Bereitstellen des die Verstärkung der Verstärkeranordnung (16) repräsentierenden Signals.
Regelkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß – die Gilbert-Multipliziererschaltung (1, 2; 3, 4; 5, 6) einen ersten und einen zweiten Differenzverstärker umfaßt mit je zwei Transistoren (1, 2; 3, 4), deren Steueranschlüsse mit dem Eingang (10) zum Einstellen der Verstärkung verbunden sind, daß – die Gilbert-Multipliziererschaltung (1, 2; 3, 4; 5, 6) einen dritten Differenzverstärker umfaßt mit je zwei Transistoren (5, 6), deren Steueranschlüsse den Hochfrequenzsignaleingang (9) der Verstärkeranordnung (16) bilden, und daß – den Transistoren (1, 3, 4) des ersten und zweiten Differenzverstärkers je ein weiterer Zusatztransistor (1', 3', 4') zugeordnet ist.
Regelkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Zusatztransistor (2') und die weiteren Zusatztransistoren (1', 3', 4') kleinere Abmessungen haben als die Transistoren (1, 2, 3, 4) des ersten und des zweiten Differenzverstärkers.
Regelkreis nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß je ein Lastanschluß der weiteren Zusatztransistoren (1', 3', 4') mit einem Versorgungspotentialanschluß verbunden ist.
Regelkreis nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß je ein Lastanschluß der Transistoren des ersten und zweiten Differenzverstärkers (1, 2, 3, 4) über eine symmetrische elektrische Last (11, 12) mit einem Versorgungspotentialanschluß (13) gekoppelt ist, an der der Ausgang (14) der Verstärkeranordnung (16) gebildet ist.
Regelkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrische Last (11, 12) eine Impedanz ist.
Regelkreis nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung (16) in bipolarer Schaltungstechnik aufgebaut ist.