DE19742954C1 - Temperaturkompensationsschaltung für Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltungen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Temperatur­ kompensationsschaltung für spannungsgesteuerte Verstärker und insbesondere auf eine Temperaturkompensationsschaltung für Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltungen.

Spannungsgesteuerte Verstärker finden ein breites Anwen­ dungsgebiet z. B. in Empfängerschaltungen von Radios und Handys. In diesen Anwendungsfällen werden spannungsgesteuer­ te Verstärker verwendet, um ausgehend von stark schwankenden Eingangspegeln den Empfangs- bzw. Eingangssignalpegel auf einen vordefinierten Wert anzuheben, wobei mittels einer au­ tomatischen Verstärkungsregelung (AGC; AGC = automatic gain control) Pegelunterschiede verschieden großer Empfangs- bzw. Eingangssignale ausgeglichen werden sollen.

Es stehen gegenwärtig mehrere mögliche Ausführungen von ge­ regelten HF-Verstärkerstufen zur Verfügung, wobei sowohl bei Bipolar- als auch Feldeffekttransistoren die Abhängigkeit der Steilheit vom Arbeitspunkt des Transistors ausgenutzt wird. Die Änderung der Verstärkung beruht hierbei auf der Abhängigkeit der Steilheit des jeweiligen Verstärkerelements vom Betriebsstrom. Im allgemeinen ergibt sich die stärkste Änderung und damit die größte Abhängigkeit der Steilheit im Bereich einer geringen Betriebsstromänderung.

Folglich kann die Verstärkungsregelung bei Bipolartransi­ stor- bzw. MOSFET-Verstärkerstufen durch die Verschiebung des Arbeitspunktes des Transistors vorgenommen werden oder es können FETs mit mehreren Steuereingängen (z. B. Dual- Gate-MOSFETS) verwendet werden.

Die Realisierung von spannungsgesteuerten Verstärkern für die Anwendung im Hochfrequenzbereich erfolgt beispielsweise mit Dual-Gate-MOSFETs oder, wenn besonders hohe Verstärkun­ gen benötigt werden, mit integrierten Verstärkern, wie z. B. dem HPMX-3002 von Hewlett-Packard. Sowohl einzelne Transi­ storen als auch integrierte Verstärker weisen eine deutliche Abhängigkeit des Zusammenhangs zwischen der Regelspannung und der Verstärkung, d. h. der Kennlinie, von der Temperatur auf. Eine solche Temperaturabhängigkeit ist unbedeutend, wenn nur ein Interesse an der Konstanz einer Ausgangslei­ stung besteht.

Werden jedoch spannungsgesteuerte Verstärker derart verwen­ det, daß die Regelspannung des Verstärkers als Meßgröße aus­ gewertet wird, wie es beispielsweise bei Festphasenoszilla­ toren für Oberflächenwellensensoren der Fall ist, so darf sich die Kennlinie des Verstärkers nicht oder nur sehr wenig mit der Temperatur ändern.

Im Gegensatz zu einer Temperaturstabilisierung von Bipolar­ transistorverstärkern, die im allgemeinen durch eine Strom­ stabilisierung mit Hilfe eines Emitterwiderstandes und eines Basisspannungsteilers erreicht wird, ist bei Feldeffekttran­ sistoren dieses Verfahren nicht anwendbar, da Feldeffekt­ transistoren einen negativen Temperaturkoeffizienten aufwei­ sen, wodurch bei steigender Temperatur und sonst gleichen Bedingungen der Drainstrom eines Feldeffekttransistors sinkt. Dieser Effekt wird beispielsweise bei der Parallel­ schaltung von Leistungs-MOSFETs ausgenutzt. Bei Kleinsi­ gnal-Feldeffekttransistoren ändert sich mit der Temperatur auch die für Verstärker ausschlaggebende Größe der Steil­ heit, d. h. der Änderung des Drainstroms über der Gatespan­ nung, wobei die Steilheit den eigentlichen Steuereffekt ei­ nes Feldeffekttransistors kennzeichnet.

Aus der JP07-162241A ist eine Temperaturkompensationsschal­ tung für einen Feldeffekttransistorverstärker bekannt, die einen Widerstand in Reihenschaltung zum Drain des Feld­ effekttransistors aufweist, um durch Messen der über diesen Widerstand abfallenden Spannung mittels eines Operationsver­ stärkers ein vom Drainstrom abhängiges Signal zu erzeugen, das als Eingangssignal eines Reglers verwendet wird, dessen Ausgang mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist, um den Drainstrom auf einen konstanten Wert zu regeln.

Aus der JP06-29751A ist eine Temperaturkompensationsschal­ tung für einen Dual-Gate-MOSFET bekannt.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen­ den Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, eine Temperatur­ kompensationsschaltung für eine Feldeffekttransistor-Ver­ stärkerschaltung zu schaffen, um im gesamten Betriebstempe­ raturbereich eine vollständige Temperaturkompensation zu er­ reichen.

Diese Aufgabe wird durch eine Temperaturkompensationsschal­ tung für eine Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Temperaturkompensa­ tionsschaltung für eine Feldeffekttransistor-Verstärker­ schaltung, mit folgenden Merkmalen: einer Stromerfassungs­ einrichtung zum Erfassen des Ist-Drainstroms des Feldeffekt­ transistors; einer Regelungseinrichtung mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Stromerfassungseinrichtung verbun­ den ist, und einem Ausgang, der mit einem Steuereingang des Feldeffekttransistors verbunden ist, zur Regelung des Ist- Drainstroms des Feldeffekttransistors auf einen Soll-Drain­ strom, wobei der Soll-Drainstrom einem solchen Drainstrom entspricht, bei dem der Zusammenhang zwischen Drainstrom und Steilheit des Feldeffekttransistors im wesentlichen tempera­ turunabhängig ist.

Besonders vorteilhaft ist die vorliegende Erfindung bei sol­ chen Anwendungen einsetzbar, bei denen die Regelspannung eines Spannungsgesteuerten Verstärkers als Meßgröße ausge­ wertet wird, beispielsweise zur Dämpfungsmessung in einem geschlossenen Regelkreis. Die erfindungsgemäße Temperatur­ kompensationsschaltung ist insbesondere in solchen Verstär­ kerschaltungen vorteilhaft einsetzbar, die mittels MOS-Feld­ effekttransistoren (MOSFET) oder Dual-Gate-MOS-Feldeffekt­ transistoren (Dual-Gate-MOSFET) realisiert sind.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine vollständige Temperaturkompensation, d. h. bei­ spielsweise eine vollständige Temperaturunabhängigkeit der Meßergebnisse bei der oben genannten Dämpfungsmessung, und damit das Verstärkungsverhalten eines Feldeffekttransistors über den gesamten Betriebstemperaturbereich desselben er­ reicht werden kann, wenn der Drainstrom des verwendeten Feldeffekttransistors auf einen Wertebereich eingestellt und geregelt wird, bei dem die Beziehung zwischen der Steilheit und dem Drainstrom eines Feldeffekttransistors im wesentli­ chen vollständig temperaturunabhängig ist.

Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Er­ findung kann die Stromerfassungseinrichtung durch eine Stromspiegelschaltung realisiert sein, während die Regler­ einrichtung zum Regeln des Drainstroms durch einen Propor­ tional-Integral-Regler (PI-Regler) ausgebildet sein kann, der vorzugsweise im aperiodischen Grenzfall betrieben wird.

Somit kann gemäß der vorliegenden Erfindung eine wesentliche Verbesserung der Temperaturstabilität bis hin zu einer voll­ ständigen Temperaturkompensation über den gesamten Betriebs­ temperaturbereich des Halbleiterelements mittels einer rela­ tiv unaufwendigen Temperaturkompensationsschaltung erreicht werden.

Bevorzugte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine graphische Darstellung des Zusammenhangs zwi­ schen der Steilheit und dem Drainstrom eines Dual- Gate-MOSFET in Abhängigkeit von der Temperatur;

Fig. 2 ein prinzipielles Blockschaltbild einer erfindungs­ gemäßen Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltung;

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild der Temperaturkompen­ sationsschaltung für eine Feldeffekttransistor-Ver­ stärkerschaltung von Fig. 2.

Im folgenden wird nun die vorliegende Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels derselben, das sich auf ei­ nen Dual-Gate-MOSFET bezieht, näher erläutert. Es ist jedoch offensichtlich, daß die erfindungsgemäße Temperaturkompensa­ tionsschaltung auch für andere Feldeffekttransistoren ver­ wendbar ist.

In Fig. 1 ist die Beziehung zwischen der Steilheit [mS] und dem Drainstrom I_D [mA] eines MOSFET in Abhängigkeit von der Temperatur graphisch dargestellt. Der Erfinder hat sowohl bei der Simulation als auch experimentell überraschenderwei­ se beobachtet, daß der Zusammenhang zwischen dem Drainstrom I_D und der Steilheit g_m nahezu temperaturunabhängig ist, wo­ bei aus Fig. 1 ein Bereich zu entnehmen ist, in dem die Tem­ peraturabhängigkeit nahezu Null ist (Schnittpunkt). Da die Steilheit den eigentlichen Steuereffekt eines MOSFET kenn­ zeichnet, ist es nun erwünscht, den Drainstrom I_D eines MOS- FET in dem Bereich zu halten, in dem der Zusammenhang zwi­ schen Drainstrom I_D und Steilheit g_m keine Temperaturabhän­ gigkeit aufweist.

Das Prinzip der Temperaturstabilisierung bzw. Temperaturkom­ pensation einer Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltung ba­ siert auf der Messung des Drainstromes I_D als Istwert für einen Regler, z. B. einen PI-Regler, der den Drainstrom I_D durch eine geeignete Steuergröße (z. B. die Gate-Spannung des MOSFET) konstant hält. Der Sollwert für den Regler wird für einen Verstärker mit fester Verstärkung zweckmäßigerwei­ se so gewählt, daß der Drainstrom I_D im Bereich des Schnitt­ punktes (siehe Fig. 1) liegt. Bei einem regelbaren Verstär­ ker findet der Sollwert des Drainstroms I_D als Stellgröße Verwendung.

Anhand der Fig. 2 und 3 wird nun ein bevorzugtes Ausfüh­ rungsbeispiel der erfindungsgemäßen Temperaturkompensations­ schaltung für eine MOS-Feldeffekttransistor-Verstärkerschal­ tung näher beschrieben.

In Fig. 2 ist mit 20 ein Dual-Gate-MOSFET einer Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung dargestellt. Der Sourcean­ schluß S des MOSFET 20 liegt auf Masse, während zwischen den Drainanschluß D des MOSFET 20 und eine Versorgungsspannung V₊ eine Stromerfassungseinrichtung 22 geschaltet ist. Der Ausgang der Stromerfassungseinrichtung, auf dem ein den er­ faßten Strom darstellendes Signal vorliegt, ist mit einem Eingang eines Regler 24 verbunden. Ein zweiter Eingang des Reglers 24 ist mit einem Sollwert beaufschlagbar. Der Aus­ gang des Reglers 24 ist mit einem ersten Gateanschluß G1 des Dual-Gate-MOSFET 20 verbunden. Ein zweiter Gateanschluß G2 des MOSFET 20 ist mit dem Eingang 26 der Verstärkerschaltung verbunden. Der Ausgang 28 der Verstärkerschaltung ist mit dem Drainanschluß D des MOSFET 20 verbunden. Ein Bulk-An­ schluß B des MOSFET 20 ist ebenfalls mit Masse verbunden.

Im folgenden wird nun die prinzipielle Funktionsweise der oben beschriebenen Temperaturkompensationsschaltung für MOS- FET-Verstärkerschaltungen näher ausgeführt.

Durch die an der Stromerfassungseinrichtung 22 anliegende Versorgungsspannung V₊ wird ein Drainstrom I_D des MOS-Feld­ effekttransistors 20 bewirkt. An dem Ausgang der Stromerfas­ sungseinrichtung 22 wird ein Signal, Istwert, erzeugt, das den Drainstrom I_D an dem Drainanschluß D des MOSFET 20 dar­ stellt. Dieses Signal wird bei dem dargestellten Ausfüh­ rungsbeispiel dem invertierenden Eingang eines Differenzver­ stärkers, der den Regler 24 darstellt, zugeführt. Dem nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers wird ein Signal zugeführt, das dem Sollwert des Drainstroms I_D ent­ spricht.

Das sich am Ausgang des Reglers 24 einstellende Signal wird daraufhin einem geeigneten Steueranschluß des MOSFET 20, d. h. bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel, dem Gatean­ schluß G1 des MOSFET, zugeführt, wodurch der Drainstrom I_D des MOSFET 20 immer auf einem durch den Sollwert V_GC vorbe­ stimmten festen Pegel gehalten wird. Dieser Pegel für den Drainstrom I_D entspricht zweckmäßigerweise dem Drainstrom I_D im Schnittpunkt (siehe Fig. 1), bei dem der Zusammenhang zwischen Steilheit und Drainstrom des MOS-Feldeffekttransi­ stors über dem gesamten Betriebstemperaturbereich der Ver­ stärkeranordnung im wesentlichen vollständig temperaturunab­ hängig sind. Ein an dem Eingang 26 der Verstärkeranordnung anliegendes Eingangssignal wird in den Gateanschluß G2 des MOS-Feldeffekttransistors 20 eingespeist und daraufhin von der MOSFET-Verstärkeranordnung verarbeitet bzw. verstärkt und ist am Ausgang 28 der Verstärkeranordnung als Ausgangs­ signal abgreifbar.

Durch die Erfassung des Istwertes des Drainstroms des MOS- FETs und die Regelung der am Gateanschluß des MOSFETs anlie­ genden Steuerspannung auf der Basis des erfaßten Drainstroms sowie eines Sollwertes für den Drainstrom ist es möglich, unabhängig von der Temperatur, gleichbleibende Verstärkungs­ eigenschaften der Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltung zu erhalten. Sowohl der Drainstrom als auch die Steilheit eines MOSFET ändern sich mit der Temperatur, wodurch sich ohne Temperaturkompensation die Verstärkungseigenschaften ändern. Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung der Drainstrom durch die in Fig. 2 dargestellte Regeleinrichtung stabilisiert, d. h. auf den Sollwert geregelt. Da der Drain­ strom auf einen Sollwert geregelt wird, der in einem Bereich liegt, in dem der Zusammenhang zwischen Drainstrom und Steilheit im gesamten Betriebstemperaturbereich im wesentli­ chen temperaturunabhängig ist, beeinflussen Temperatur­ schwankungen das Verstärkungsverhalten der Verstärkerschal­ tung nicht.

In Fig. 3 ist nun die Temperaturkompensationsschaltung für eine MOS-Feldeffekttransistor-Verstärkerschaltung detail­ lierter dargestellt.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Versor­ gungsspannung V₊, die von einer Strom-/Spannungsversorgungs­ quelle (nicht gezeigt) bereitgestellt wird, über einen er­ sten Widerstand R1 mit dem zweiten Gateanschluß G2 des Dual-Gate-MOSFET 20 verbunden. Über einen zweiten Widerstand R2 ist dieser Gateanschluß G2 des MOSFET 20 mit Masse ver­ bunden. Die beiden Widerstände R1, R2 bilden bzgl. der Span­ nung V₊ einen Spannungsteiler, um dem MOSFET in einen für die Anwendung günstigen Bereich zu bringen. Der Eingang 26 der Verstärkerschaltung ist über einen Koppelkondensator C1 mit dem zweiten Gateanschluß G2 des MOSFET 20 verbunden.

Wie es in Fig. 3 dargestellt ist, ist bei diesem Ausfüh­ rungsbeispiel die Stromerfassungseinrichtung durch eine Stromspiegelschaltung gebildet, die zwei Bipolartransistoren T₁, T₂ aufweist. Derartige Stromspiegelschaltungen sind in der Technik bekannt. Es ist jedoch offensichtlich, daß neben der dargestellten Stromspiegelschaltung andere Stromerfas­ sungseinrichtungen verwendet werden können.

Die Emitteranschlüsse E1 und E2 der zwei Bipolartransistoren T1, T2 sind mit der Versorgungsspannung V₊ verbunden. Der Basisanschluß B1 des ersten Bipolartransistors T1 ist mit dem Basisanschluß B2 des zweiten Bipolartransistors T2 ver­ bunden, wobei der Kollektoranschluß K2 des Bipolartransi­ stors T2 ferner mit dessen Basisanschluß B2 rückgekoppelt ist. Der Kollektoranschluß K2 des Bipolartransistors T2 ist über eine Induktivität L1 mit dem Drainanschluß D des MOSFET 20 verbunden. Der Drainanschluß D des MOSFET 20 ist ferner über einen Koppelkondensator C4 mit dem Ausgang 28 der Schaltungsanordnung verbunden. Der Sourceanschluß S und der Bulk-Anschluß B des MOSFET 20 sind miteinander verbunden und liegen auf Masse.

Der Kollektoranschluß K1 des Bipolartransistors T1 ist über einen dritten Widerstand R3 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP1 verbunden. Ferner ist der Kollektoranschluß K1 über eine Parallelschaltung eines drit­ ten Kondensators C3 und eines vierten Widerstandes R4 mit Masse verbunden. Der invertierende Eingang eines Operations­ verstärkers OP1 ist über einen zweiten Kondensators C2 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP1 verbunden, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers OP1 ferner mit dem Gateanschluß G1 des Feldeffekttransistors 20 verbunden ist. An dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstär­ kers OP1 liegt ein Signal V_GC an. Der Operationsverstärker OP1, der zweite Kondensator C2 und der dritte Widerstand R3 stellen in der erläuterten Verschaltung einen Proportional- Integral-Regler (PI-Regler) dar, der bei diesem Ausführungs­ beispiel den Regler 24 bildet.

Im folgenden wird nun die Funktionsweise der in Fig. 3 dar­ gestellten Temperaturkompensationsschaltung für eine MOS- FET-Verstärkerschaltung beschrieben.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wurde ein Dual- Gate-MOSFET gewählt, da dieser eine Trennung des Hochfre­ quenz- und des Steuerkreises zuläßt. Der MOS-Feldeffekttran­ sistor 20 wird mittels des aus den Widerständen R1, R2 ge­ bildeten Spannungsteilers der Spannung V₊ am Gate G1 des Transistors T3 in einen für die Anwendung günstigen Arbeits­ bereich gebracht. Die Stromspiegelschaltung, die aus den Transistoren T1, T2 besteht, spiegelt den Drainstrom I_D in den Regelkreis. Aufgrund der Kurzschlußbildung zwischen Kol­ lektor K2 und Basis B2 arbeitet der Transistor T2 stets im aktiven Bereich. Die Basis-Emitter-Spannung ist zwangsweise für beide Transistoren T1, T2 gleich, so daß bei gleichen Transistorsystemen und gleicher Temperatur auch die Kollek­ torströme der Transistoren übereinstimmen.

Dieser Spiegelstrom, der durch den Kollektorstrom des Tran­ sistors T1 gebildet ist, erzeugt über den Widerstand R4 ei­ nen Spannungsabfall, der den Istwert des Drainstroms I_D dar­ stellt. Dieser Spannungsabfall wird an den PI-Regler, der durch den mit dem Widerstand R3 und den Kondensator C2 be­ schalteten Operationsverstärker gebildet ist, angelegt. Die charakteristischen Größen des Reglers sind vorzugsweise so eingestellt, daß der Regler im aperiodischen Grenzfall ar­ beitet. Der an dem Kollektoranschluß K1 des Bipolartransi­ stors T1 anliegende Kondensator C3 schließt störende Hoch­ frequenzreste kurz, die sich negativ auf das Verhalten des PI-Reglers auswirken könnten. Das am Ausgang des PI-Reglers anliegende Signal beeinflußt über den Gateanschluß G1 des Feldeffekttransistors 20 den Drainstrom I_D durch denselben. Der Sollwert für den Drainstrom I_D wird dem PI-Regler an dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1 als Signal (Spannung) V_GC zugeführt. Im Falle einer festen Verstärkerstufe wird das Signal V_GC auf einen festen Wert im Bereich des Schnittpunktes (siehe Fig. 1) eingestellt, wo­ hingegen bei einem regelbaren Verstärker hierdurch die Ein­ stellung der Verstärkung vorgenommen wird.

Die Kondensatoren C1 und C4 dienen zur Abtrennung der Gleichstromwege der Anordnung und stellen für das HF-Nutzsi­ gnal einen Kurzschluß dar, um das HF-Eingangssignal am Ein­ gang der Anordnung einkoppeln und am Ausgang der Anordnung das HF-Ausgangssignal auskoppeln zu können. Die Induktivität L1 stellt für die Hochfrequenzsignale einen sehr großen bzw. unendlichen Widerstand dar, wodurch verhindert wird, daß das HF-Nutzsignal über die Gleichstromzuführungen abfließt, um das gesamte HF-Ausgangssignal über den Koppelkondensator C4 an dem Ausgang bereitstellen zu können.

Die hierin beschriebene Kompensationsschaltung ist bei­ spielsweise für den Aufbau eines Festphasenoszillators zur Auswertung eines Oberflächenwellensensors in der Meßtechnik vorteilhaft einsetzbar. Bei einem solchen Oszillator wird der Verstärker mit einem Filterelement, z. B. einem Oberflä­ chenwellensensor, rückgekoppelt. Mit Hilfe eines Reglers wird die Ausgangsleistung auf einen bestimmten Wert gere­ gelt. Hierzu beeinflußt der Regler die Verstärkung derart, daß dieselbe genauso groß ist, wie die Dämpfung des Filter­ elements. Die dazu notwendige Regelspannung ist ein Maß für die Dämpfung und damit für die Meßgröße.

Die erfindungsgemäße Temperaturkompensationsschaltung ist vorteilhaft für spannungsgesteuerte Verstärkerschaltungen für Hochfrequenzsignale, z. B. 50 bis 120 MHz, einsetzbar. Durch die vorliegende Erfindung kann eine weitgehende Tempe­ raturunabhängigkeit erreicht werden, wobei bei einem span­ nungsgesteuerten Verstärker (VCA; VCA = voltage controlled amplifier) der Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von einer von außen zugeführten Regelspannung (gain control voltage) variiert werden kann.

Claims (7)

1. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung mit folgenden Merkmalen:
einer Stromerfassungseinrichtung (22) zum Erfassen des Ist-Drainstroms des Feldeffekttransistors (20); und
einer Reglereinrichtung (24) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Stromerfassungseinrichtung (22) ver­ bunden ist, und einem Ausgang, der mit einem Steuerein­ gang (G1) des Feldeffekttransistors (20) verbunden ist, zur Regelung des Ist-Drainstromes des Feldeffekttransi­ stors (20) auf den Soll-Drainstrom, wobei der Soll- Drainstrom einem solchen Drainstrom entspricht, bei dem der Zusammenhang zwischen Steilheit und Drainstrom des Feldeffekttransistors (20) im wesentlichen temperatur­ unabhängig ist.

2. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, bei der der Steuereingang des Feldeffekttransistors (20) die Gate-Elektrode (G1) desselben ist.

3. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der der Feldeffekttransistor ein Dual-Gate-MOSFET ist.

4. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprü­ che 1 bis 3, bei der die Stromerfassungseinrichtung (20) durch eine Stromspiegelschaltung (T1, T2, R4) ge­ bildet ist.

5. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Reglereinrichtung durch einen Proportional-In­ tegral-Regler (OP1, C2, R3) gebildet ist.

6. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 5, bei der die charakteristischen Größen des Proportional-In­ tegral-Reglers derart eingestellt sind, daß derselbe im aperiodischen Grenzfall arbeitet.

7. Temperaturkompensationsschaltung für eine Feldeffekt­ transistor-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Reglereinrichtung einen weiteren Eingang auf­ weist, an den ein den Soll-Drainstrom bestimmendes Si­ gnal anlegbar ist.