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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Strom gesteuerte
Schaltkreise für
Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor
(„VGAs"). Genauer gesagt,
die Erfindung bezieht sich auf einen Schaltkreis, welcher die Linearität (auf der
dB Skala) der Ausgangsleistung eines Strom gesteuerten Schaltkreises verbessert.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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VGAs
werden bei zahlreichen elektronischen Produkten, wie z.B. Empfängern mit
globalem Positionsbestimmungssystem (GPS), drahtlosen, lokalen Netzen
und Mobilkommunikationsgeräten,
wie z.B. schnurlosen und Zellulartelefonen, eingesetzt. Insbesondere
werden VGAs in verschiedenen Teilen solcher Geräte, zum Beispiel in dem Radiofrequenz-(RF),
Zwischenfrequenz-(ZF)- und Niederfrequenzkreis oder der Basisbandschaltung
dieser Geräte,
verwendet.
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1 zeigt
einen bekannten, Strom gesteuerten Schaltkreis 100 für Verstärker mit
variablem Verstärkungsfaktor,
der ein Differenzpaar (Bipolartransistoren Q1, Q2) aufweist, welches
einen Teil eines, an Eingang 102 empfangenen Eingangsstromsignals „Isignal" zu
dem Ausgangsanschluss 104 leitet, während der andere, nicht verwendete
Teil des Eingangsstromsignals gegen Erde geleitet wird. Die Höhe des Signalstroms,
welcher zu dem Ausgang geleitet wird, ist von der Differenz-Steuerspannung „Vagc",
welche an die Basen der Transistoren Q1, Q2 über die Eingänge 101, 102 angelegt
wird, abhängig.
Der Teil des Eingangssignalstroms, welcher durch den Transistor
Q2 fließt,
erscheint an dem Ausgangsanschluss, während der Rest durch den Transistor Q1
gegen Erde fließt.
Im Allgemeinen ist durch das Anlegen einer höheren Steuerspannung an die
Basis des Transistors Q2 im Vergleich zu der Basis des Transistors
Q1 ein größerer Teil
des Eingangssignalstroms an dem Ausgang 104 verfügbar.
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Die
Formel für
die Verstärkungsregelungscharakteristik
des Schaltkreises
100 resultiert aus den translinearen
Gleichungen der Schaltschleife, welche durch den Ba sis-Emitter-Übergang
des Transistors Q1, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q2
und die zwischen den Eingangsanschlüssen
101 und
102 anliegende
Steuerspannung V
agc geschlossen wird. Daraus
ergibt sich die Formel
wobei I
c1 und
I
c2 jeweils die Kollektorströme der Transistoren
Q1 und Q2 und V
T die thermische Spannung,
26 mV bei Raumtemperatur, darstellen. Da I
c1 +
I
c2 = I
signal (wobei
die Basisströme
nicht berücksichtigt
werden), ergibt sich die Verstärkungsregelungsformel,
welche aus Gleichung 1 folgt
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Bei
Verstärkungsregelungsspannungen
Vagc, welcher wesentlich niedriger als 0
sind, zeigt Gleichung 3 eine genaue Steuercharakteristik, bei welcher
die Leistungsverstärkung
(Gain) des Strom gesteuerten Schaltkreises 100 exponentiell
von der Steuerspannung abhängig
ist.
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Diese
exponentielle Relation wird im Allgemeinen als ,linear in dB' bezeichnet, da Gleichung
3 bei Darstellung auf einer dB-Skala eine Gerade in einem Bereich
liefert, in welchem Vagc ≪ 0. Bei Ansteigen
von Vagc auf höhere Spannungen ist die Relation
linear in dB von Gleichung 2 leider nicht mehr gültig. Bei Steuerspannungen
von etwa 0 Volt und höher
beginnt die Verstärkungsregelungskurve
abzuflachen und nähert
sich dem Verstärkungsfaktor
Eins.
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Der
Strom gesteuerte Schaltkreis von 1 und die
obige Analyse (Gleichungen 1–3)
sind bekannt aus dem Text: B. Gilbert, Current-Mode Circuits from
a Translinear Viewpoint: a Tutorial, at Chapter 2 (United Kingdom
1990).
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Die
Nichtlinearität
der Steuercharakteristik (auf einer dB-Skala) ist, da sich die Steuerspannung
Null nähert
und überschreitet,
ein bedeutender Nachteil des Schaltkrei ses zur Verwendung in einem
Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor
(VGA), da die Empfindlichkeit der Signalverstärkung zur Steuerung von Spannungsschwankungen
bei hohen Verstärkungseinstellungen
abnimmt.
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Infolgedessen
liegt der Erfindung als Aufgabe zugrunde, die Linearität (auf der
dB-Skala) der Ausgangsleistung eines Verstärkers mit variablem Verstärkungsfaktor
zu verbessern.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Im
Allgemeinen umfasst ein Strom gesteuerter Schaltkreis gemäß der vorliegenden
Erfindung ein erstes, differentiell gekoppeltes, Strom gesteuertes
Paar Transkonduktanzelemente, wobei jedes eine Steuerelektrode und
eine erste und zweite leitende Elektrode aufweist, zwischen denen
sich eine Hauptstrombahn erstreckt, wobei der Strom durch die Hauptstrombahn
eine exponentielle Relation zu einer, an die Steuerelektrode angelegten
Steuerspannung aufweist. Die zweiten leitenden Elektroden sind im
Allgemeinen so geschaltet, dass sie ein Eingangsstromsignal empfangen.
Die erste leitende Elektrode des zweiten Transistors gibt einen
Ausgangsstrom des Strom gesteuerten Paares ab. Das Strom gesteuerte
Paar sieht eine charakteristische Verstärkung des Ausgangsstroms zum
Eingangsstrom vor, welche gegenüber
einem ersten Bereich Differenzspannungen, die an die Steuerelektroden
des Strom gesteuerten Paares angelegt werden, linear in dB ist.
Eine Linearisierungsschaltung nimmt eine Differenz-Eingangsspannung
zur Verstärkungsregelung
auf und legt Steuersignale an die Steuerelektroden des ersten Strom
gesteuerten Paares so an, dass die Leistungsverstärkung des
Strom gesteuerten Paares in einem Differenz-Steuerspannungsbereich, welcher größer als der
erste Differenzspannungsbereich ist, linear in dB ist.
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In
einem Ausführungsbeispiel
weist die Linearisierungsschaltung einen ersten und zweiten Steuereingang
auf, um eine jeweilige, eine Differenz-Eingangsspannung definierende
Steuerspannung aufzunehmen. Ein zweites Differenzpaar umfasst ein
drittes und ein viertes, differentiell gekoppeltes Transkonduktanzelement
elektrisch parallel zu dem ersten Differenzpaar, so dass eine Stromsteuerung,
welche an dem zweiten Paar erfolgt, von dem ersten Paar widergespiegelt
wird. Der zweite Steuereingang ist so geschaltet, dass die Spannung
an der Steuerelektrode des zweiten und dritten Bauelements mit einer
an den zweiten Steuereingang angelegten Steuerspannung gleichgesetzt
ist. Eine Rückkopplungsschaltung
hält die
Spannung des dritten Bauelements proportional zu der Differenz- Eingangsspannung,
so dass der Strom an seiner ersten leitenden Elektrode und infolgedessen
der Strom (und Ausgangsstrom) an der ersten leitenden Elektrode
des zweiten Transistors von der Differenz-Eingangsspannung exponentiell
abhängig
sind. In dem offenbarten Ausführungsbeispiel
weist der Schaltkreis eine Verstärkungscharakteristik
linear in dB bis zu einer Verstärkung
von 0 dB auf.
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Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
sind die Transkonduktanzelemente durch Bipolartransistoren dargestellt,
welche eine Basis sowie einen Kollektor und einen Emitter mit der
Steuerelektrode sowie die erste und zweite leitende Elektrode aufweisen.
Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
sind die Transkonduktanzelemente durch MOSFETs dargestellt, die
in ihrem Bereich unterhalb des Schwellwerts arbeiten und ein Gate, einen
Drain und eine Source mit der Steuerelektrode und die erste und
zweite leitende Elektrode aufweisen.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich ebenfalls auf ein Verfahren zur
Steuerung eines Strom gesteuerten Schaltkreises, um eine Charakteristik
linear in dB vorzusehen.
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Diese
und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
sind aus der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung und der Zeichnung
zu ersehen.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden
näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
elektrisches Schaltbild eines bekannten, Strom gesteuerten Schaltkreises
für einen
Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor;
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2 ein
elektrisches Schaltbild eines Verstärkers mit variablem Verstärkungsfaktor
mit einem Strom gesteuerten Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung;
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3 die
Ausgangsleistung linear in dB des Schaltkreises von 2;
sowie
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4 ein
elektrisches Schaltbild entsprechend 2, wobei
MOSFETs durch die Bipolartransistoren von 2 ersetzt
sind.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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2 zeigt
einen verbesserten, Strom gesteuerten Schaltkreis 300 gemäß der vorliegenden
Erfindung. Schaltelemente, welche mit denen von 1 identisch
sind, tragen die gleichen Bezugszeichen. Der Schaltkreis 300 umfasst
eine Linearisierungsschaltung 200, welche die Verstärkungscharakteristik
des Strom gesteuerten Differenzpaares (Transistoren Q1, Q2) linearisiert.
Im Allgemeinen nimmt die Linearisierungsschaltung 200 eine
Differenz-Eingangsspannung Vagc an ihren
Verstärkungsregelungseingängen 201, 202 auf und
modifiziert diese so, dass ein Anlegen der sich ergebenden Ausgangsspannung
an die Basen des Differenzpaares Q1, Q2 über einen wesentlich größeren Bereich
als bei dem bekannten Schaltkreis von 1 in einer
Verstärkungsregelungskurve
linear in dB resultiert.
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Die
Linearisierungsschaltung 200 umfasst ein zweites, differentiell
gekoppeltes Paar Bipolartransistoren Q4 und Q5, welche elektrisch
parallel zu dem ersten Differenzpaar Q1, Q2 des Strom gesteuerten
Schaltkreises 100 vorgesehen sind. Sowohl der dritte als
auch der vierte Transistor Q5 und Q4 hat einen, an die erste Spannungsversorgung
Vcc gekoppelten Kollektor und einen, an ein Ende einer Stromquelle
I2 gekoppelten Emitter, wobei das andere Ende an den unteren Spannungsversorgungsanschluss,
Erde, gekoppelt ist. Die Basen des zweiten und des dritten Transistors
Q2 und Q5 sind miteinander und mit dem Eingang 202 verbunden.
Die Linearisierungsschaltung weist ebenfalls eine Rückkopplungsschleife 250 auf,
welche durch einen Bipolartransistor Q3 und einen Stromspiegel 260,
der die Bipolartransistoren Q6 und Q7 umfasst, gebildet wird. Die
Transistoren Q6 und Q7 weisen jeweils einen Kollektor auf, welcher
an die Spannungsversorgung Vcc gekoppelt ist. Der Emitter des Transistors
Q7 ist an die Basen der Transistoren Q1 und Q4 und an eine Seite
der Stromquelle I1 gekoppelt. Das andere Ende von Stromquelle I1
ist an Erde gelegt. Der Transistor Q3 weist eine mit dem Eingang 201 verbundene
Basis, einen mit dem Emitter des Transistors Q6 verbundenen Kollektor
und einen Emitter auf, der an einen Übergang gekoppelt ist, welcher
von der Stromquelle I2 und den Emittern der Transistoren Q4 und
Q5 gemeinsam genutzt wird.
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Da
die Transistoren des zweiten Differenzpaares Q4, Q5 der Linearisierungsschaltung
elektrisch parallel zu dem ersten Differenzpaar Q1, Q2 des Strom
gesteuerten Schaltkreises 100 vorgesehen sind, ist eine Stromsteuerung,
welche durch die Transistoren Q4 und Q5 stattfindet, ebenfalls auf
die Transistoren Q1 und Q2 anwendbar. Somit regelt die Linearisierungsschaltung
die Stromsteuerung der Transistoren Q1, Q2 durch An wenden einer
Stromsteuerung auf die Transistoren Q4, Q5 mit der gewünschten
Relation linear in dB mit der Differenzspannung Vagc zur
Verstärkungsregelung.
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Die
Basisspannung des Transistors Q5 wird unmittelbar durch die Steuerspannung
an dem Eingangsanschluss 202 eingestellt. Die Rückkopplungsschleife 250 setzt
die Emitterspannung des Transistors Q5 auf einen, von der Eingangsspannung
an Eingangsanschluss 201 abgeleiteten Pegel fest. Dieses
macht die Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors Q5 proportional
zu der Differenz-Steuerspannung Vagc. Auf
Grund der exponentiellen Reaktion des Bipolartransistors Q5 ist
der Kollektorstrom des Transistors Q5 von der gleichen Differenz-Steuerspannung
Vagc exponentiell abhängig. Da das erste Differenzpaar
Q1, Q2 das Verhalten des zweiten Differenzpaares Q4, Q5 widerspiegelt,
weist der Kollektorstrom des Transistors Q2 die gleiche exponentielle
Relation bei der Differenz-Steuerspannung Vagc wie
der Kollektorstrom des Transistors Q5 auf.
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Die
Rückkopplungsschleife 250 setzt
die Emitterspannung des dritten Transistors Q5 (und der Transistoren
Q3 und Q4) wie folgt fest. Der Stromspiegel 260 setzt den
Kollektorstrom des Transistors Q3 mit dem von der Stromquelle I1
abgegebenen Strom gleich. Die Stromquelle I2 spannt die Emitter
der Transistoren Q3, Q4 und Q5 bei dem gleichen Strompegel wie dem,
welcher dem Kollektor des Transistors Q3 zugeführt wird, vor. In 2 werden
drei Bauelemente Q3, Q4, Q5 von der Stromquelle I2 vorgespannt,
so dass der von Stromquelle I2 abgegebene Gesamtstrom dreimal den
von der Stromquelle I1 abgegebenen Strom ausmacht. Da der Kollektorstrom
des Transistors Q3 von der Stromquelle I1 festgelegt wird, ist die
Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q3 konstant. Daher folgen
die gemeinsamen Emitterknoten der Transistoren Q3, Q4 und Q5 der
Spannung an dem Eingang 201 bei einem konstanten Basis-Emitter-Diodenspannungsabfall.
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Das
Verhalten der Linearisierungsschaltung
200 wird von den
Gleichungen für
die translineare Schleife, welche von dem Basis-Emitter-Übergang
des Transistors Q3, dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q5
und der Differenz-Steuerspannung V
agc zwischen
den Eingängen
201 und
202 geschlossen
wird, abgeleitet. Dieses resultiert in
wobei I
c5 und
I
c3 jeweils die Kollektorströme der Transistoren
Q5 und Q3 darstellen. Die Variable m in Gleichung 4 entspricht der
Kennzeichnung m im Zusammenhang mit dem Emitter von Transistor Q3
in
2 und stellt die Anzahl Parallelelemente für Transistor
Q3 dar. Bei m = 1 ist zum Beispiel lediglich ein Transistor Q3 vorgesehen,
wie dieses in
2 der Fall ist. Bei m = 6 wären in
2 sechs
Paralleltransistoren vorgesehen, wobei jeder eine mit dem Eingang
202 verbundene
Basis, an den Stromspiegeltransistor Q6 gekoppelte Kollektoren sowie
normalerweise mit den Emittern der Transistoren Q4 und Q5 verbundene
Emitter aufweisen würde.
Die Variable m dient als Parameter zur Einstellung der Dämpfung des
Strom gesteuerten Schaltkreises, wenn die Steuerspannung V
agc 0 Volt beträgt.
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Da
die Rückkopplungsschleife
250 sicherstellt,
dass durch den Transistor Q3 ein konstanter Strom I1 fließt, kann
Gleichung 4 umgeschrieben werden als
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Das
erste Differenzpaar Q1, Q2 folgt, wie bereits erwähnt, der
Stromsteuerung zwischen den Transistoren Q4 und Q5. Damit kann Gleichung
5 umgeschrieben werden als
Gleichung 6 stellt die gewünschte Relation
linear in dB zwischen dem Eingangsstrom „I
signal" und dem Ausgangsstrom „I
out" her.
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Die
sich ergebende Kurve bei m = 6 ist in 3, welche
ein Kurvenbild der Verstärkung
(in dB) des Ausgangssignals Iout relativ
zu dem Eingangssignal Isignal vs. der Differenz-Eingangsspannung
Vagc (T) (in Volt) zeigt, als durchgehende
Linie dargestellt. Die gestrichelte Linie stellt das Verhalten des
bekannten Schaltkreises von 1 dar und
ist nur bis zu einer Verstärkung
von etwa 15 dB linear. Bei höheren
Verstärkungen
und Eingangsspannungen nähert
sich die Verstärkungskurve
asymptotisch einem Verstärkungspegel
von 0 dB. Die durchgehende Linie stellt das Verhalten des Schaltkreises
von 2 dar. Es sei erwähnt, dass die Verstärkungscharakteristik
eine Gerade bis hinauf zu einem Verstärkungsfaktor von 0 dB, entsprechend
einer Spannung von etwa +2,3 mV, ist. Dieses ist der Grenzfall von
Gleichung 6, da an diesem Punkt der gesamte Signalstrom Isignal an dem Eingang des Differenzpaares
Q1, Q2 zu dem Ausgangsanschluss 104 geleitet wird.
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Es
sei erwähnt,
dass in 1 und 2 Bipolartransistoren
dargestellt und beschrieben wurden, da es sich bei diesen um die
in VGA-Schaltkreisen überwiegend
verwendeten Transistoren handelt. Die vorliegende Erfindung ist
nicht auf diese beschränkt,
und es können
ebenfalls andere Transkonduktanzelemente eingesetzt werden, welche
eine exponentielle Relation zwischen dem Bauelementstrom und einem,
an eine Steuerelektrode desselben angelegten Steuersignal aufweisen.
Zum Beispiel können
bei bestimmten Anwendungen MOSFETs durch die Bipolartransistoren
ersetzt werden, da MOSFETs die gewünschte, exponentielle Charakteristik
aufweisen, wenn diese in ihrem Bereich unterhalb des Schwellwerts
arbeiten. 4 zeigt einen Schaltkreis entsprechend
diesem von 2, in welchem einander entsprechende
Elemente die gleichen Bezugsziffern tragen. PMOS-Bauelemente wurden
durch die PNP-Bauelemente (Q1–Q5)
und NMOS-Bauelemente durch die NPN-Bauelemente (Q6, Q7) von 2 ersetzt.
Somit stellen die Bipolartransistoren und MOSFETs jeweils ein Transkonduktanzelement
dar, bei welchem die Basis, der Kollektor und der Emitter des Bipolartransistors
und ebenso das Gate, der Drain und die Source der MOSFETs jeweils
der Steuerelektrode und der ersten und zweiten leitenden Elektrode
eines „Transkonduktanzelements", wie hier verwendet,
entsprechen. Darüber
hinaus sei erwähnt,
dass die Stromspiegeltransistoren Q6, Q7 durch MOSFETs dargestellt sein
können,
wenn die Bauelemente Q1–Q5
bipolar sind und umgekehrt.
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Aus
der ausführlichen
Beschreibung sind die vielen Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung ersichtlich, und die beigefügten Ansprüche sollen alle solche Merkmale
und Vorteile, welche in den Anwendungsbereich der Erfindung fallen,
umfassen. Da für
Fachkundige zahlreiche Modifikationen und Änderungen auf der Hand liegen,
wird nicht gewünscht,
die Erfindung auf den hier dargestellten und beschriebenen, genauen
Aufbau und Betrieb zu beschränken;
infolgedessen kann von sämtlichen
geeigneten Modifikationen und Äquivalenten
insofern Gebrauch gemacht werden, als diese in den Anwendungsbereich
der Erfindung fallen.
