CN1503462A - 混频电路和使用它的高频信号接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种抑制图象干扰信号、与振荡器的高频成分有关的干扰信号的混频电路。并提供一种通过采用该混频电路来保持良好的接收状态的高频信号接收装置。该混频电路具有多个混频器、振荡器、使振荡器的输出相位位移并供给到混频器的多个振荡器用移相器、使混频器的输出相位位移的多个中间频率用移相器。该高频信号接收装置至少具有前置滤波器和上述混频电路。

Description

混频电路和使用它的高频信号接收装置
技术领域
本发明涉及在接收播放信号和通信信号等高频信号时使用的混频电路、使用它的高频信号接收装置。
背景技术
下面说明现有的抑制图象干扰的混频电路(以下称为图象排除混频器或IRM)。
图16展示了现有的IRM。如图16所示，现有的IRM由输入高频信号的输入端子1101、将输入该输入端子1101的高频信号供给到一个输入，同时将振荡器1102的输出信号供给到另一个输入的混频器1103、供给从该混频器1103的输出的输出端子1107、将输入输入端子1101的高频信号供给到一个输入的混频器1105、连接在该混频器1105的另一个输入和振荡器1102的输出之间，同时使混频器1103的另一个输入的相位位移-π/2弧度相位的振荡器用移相器1104、连接在混频器1105的输出和输出端子1107之间的，使混频器1105的输出位移-3π/2弧度相位的中间频率用移相器1106构成。
如上所述构成的混频电路的动作被设置为使混频器1105的输出相对于混频器1103的输出的相位的相位差为-π/2弧度。进而，通过向该混频器1105的输出插入相位位移是-3π/2弧度的中间频率用移相器1106，能够使希望的信号通过的同时，抑制图象干扰信号。
下面对其进行详细说明。在此，将接收了输入信号、振荡器1102的基本输出成分从振荡器1102的基本输出成分的混频器1103和1105内的限幅电路所产生的3次高频成分的大小都设为1。另外，将混频器1103和1105的增益、振荡器用移相器1104的增益、中间频率用移相器1106的增益设为1，来简化以下的说明。
这样进行简化的理由是，由于从输出端子1107输出的信号被附加了2个信号、或者被抑制而输出，所以相位比大小更成为问题。
具体地说，将相对于作为输入信号的希望信号Vd、图象干扰信号Vi、从振荡器1102输出的基本频率的3倍的频率在下侧只离开IF(中间频率信号的频率)的干扰信号(以下称为Vm1)、相对于从振荡器1102输出的基本频率的3倍的频率在上侧只离开IF的干扰信号(以下称为Vm2)各自的大小设为1。
另外，将振荡器1102的基本输出成分VL设为1。将接收从该振荡器1102发出的基本输出成分VL的混频器1103内的限幅电路所产生的3次高频成分VL3a、经由振荡器用移相器1104接收从振荡器1102发出的基本输出成分的混频器1105内的限幅电路所产生的3次高频成分VL3b各自的大小分别设为1。3次高频成分VL3a和3次高频成分VL3b在实际中相对于振荡器1102的基本输出成分VL是小值，但为了简化说明，而将其设为1。
首先，使用计算公式说明将希望信号Vd和图象干扰信号Vi输入到输入端子1101的情况。
在此，用式(1)表示希望信号Vd。设角频率为ω1，时间为t，相位角为-θ1。
Vd＝sin(ω1t-θ1)                式(1)
另外，用式(2)表示图象干扰信号Vi。设角频率为ω3，相位角为-θ3。
Vi＝sin(ω3t-θ3)                 式(2)
进而，用式(3)表示振荡器1102的基本输出成分VL。设角频率为ω2，相位角为-θ2。
 VL＝sin(ω2t-θ2)               式(1)
分别将该希望信号Vd和图象干扰信号Vi分配为2份，输入到混频器1103的一个输出1103a，将振荡器1102的基本输出成分VL输入到混频器1103的另一个端子1103b，则从混频器1103的输出1103c输出的信号V(1103c)是用式(4)表示的信号。
V(1103c)＝1/2×(Vd+Vi)×VL＝1/2×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2))         式(4)
接着，向混频器1105的一个输出1105a输入与混频器1103相同的信号。向混频器1105的另一个输入1105b输入通过振荡器用移相器1104使振荡器1102的相位只位移了-π/2弧度的信号。因而，用式(5)表示作为从混频器1105的输出1105c发出的IF信号成分(中间频率成分)的信号V(1105c)。
V(1105c)＝1/2×(Vd+Vi)×sin(ω2t-θ2-π/2)＝1/2×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2-π/2)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2+π/2))
                                         式(5)
由于通过中间频率用移相器1106使该信号V(1105c)相位位移3π/2弧度，所以用式(6)表示中间频率用移相器1106的输出1106a的信号V(1106a)。
V(1106a)＝1/2×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2-π))                            式(6)
另外，由于在输出端子1107对V(1103c)和V(1106a)进行合成，所以通过输出端子1107输出用式(7)表示的V(1107)的IF信号成分。
V(1107)＝V(1103c)+V(1106a)＝1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)
                                          式(7)
由式(7)可以知道，由于作为希望信号Vd的IF成分的V(1103c)的一项和V(1106a)的一项的相位是相互一致的，所以被合成为2倍。其结果是从输出端子1107输出用式(7)表示的希望信号Vd的IF成分。
另一方面，作为图象干扰信号IF的IF成分的V(1103c)的2项和V(1106a)的2项成为相互的相位为π弧度的关系而被抵消。其结果是，从输出端子1107不输出图象干扰信号Vi的IF成分。
图17是展示上述现有的混频电路的希望信号和图象干扰信号的相位的图。
图17表现了混频器1103和混频器1105的希望信号和图象干扰信号的相位，并没有表现其大小。进而，用实线表示希望信号，用虚线表示图象干扰信号。
另外，为了简化说明，在以下假设振荡器1102的基本输出成分、从输入端子1101供给的希望信号和图象干扰信号各自的相位-θ2、-θ1、-θ3都为0弧度，来进行说明。
首先，将输入到混频器1103的一个输入1103a的希望信号Vd表示为信号1131，将图象干扰信号Vi表示为信号1132，同时设其相位为0弧度。接着，可以将输入到混频器1103的另一个输入1103b的信号1133也表示为相同相位。进而，根据上述式(4)，从混频器1103的输出1103c作为IF信号成分输出的希望信号1134的相位成为0弧度，另外，作为IF信号成分输出的图象干扰信号1135的相位也成为0弧度。
第2次，将输入到混频器1105的一个输入1105a的希望信号Vd表示为信号1136，将图象干扰信号Vi表示为信号1137，输入到混频器1103的希望信号Vd的信号1131与图象干扰信号Vi的信号1132是相同的。接着，由于输入到混频器1105的另一个输入1105b的信号1138经由振荡器用移相器1104，所以表示为相对于振荡器1102的输出信号只位移相位-π/2弧度的信号。
如上述式(5)所示的那样，从混频器1105的输出1105c作为IF信号成分输出的希望信号1139只相位位移了-π/2弧度。另外，从混频器1105的输出1105c作为IF信号成分输出的图象干扰信号1140只相位位移了π/2弧度。进而，输出1106a由于通过中间频率用移相器1106只相位位移了-3π/2弧度，所以可以如图17那样地表示希望信号1141和图象干扰信号1142。
最后，从输出端子1107作为IF信号成分输出的希望信号与从混频器1103输出的希望信号1134和从混频器1105输出的希望信号1141合成。这些希望信号1134和1141由于相位是一致的，所以成为2倍而成为希望信号1143。另外，从输出端子1107作为IF信号成分输出的图象干扰信号与从混频器1103输出的图象干扰信号1135和从混频器1105输出的图象干扰信号1142合成。在这种情况下，由于图象干扰信号1135和1142的相位差为π弧度的关系，所以被抵消为0。所以，不输出图象干扰信号。这与上述式(7)一致。
如上述说明的那样，希望信号通过了，但图象干扰信号通过相位抵消而被抑制不被输出。
现有的抑制图象干扰的混频电路已知有特开昭52-132710号公报所揭示的技术。
另外，“RF MICROELECTRONICS”作者：Behzad Razavi(University California Los Angeles)，P138～P146，1998中也有所记载。
在这样的现有结构中，例如在以电视播放信号等频率比较低的频道进行接收时，能够抑制图象干扰信号。但是，在相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率，在下侧或上侧只离开中间频率(以下称为IF)的干扰信号的情况下，则会发生失真，有接收紊乱或不能接收的问题。
以下，说明其理由。在此，使用计算公式说明相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率，在下侧或上侧只离开IF的干扰信号被输入到输入端子1101的情况。
在此，用式(8)表示相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率，在下侧只离开IF的干扰信号Vm1。设角频率为ω4，相位为-θ4。
Vm1＝sin(ω4t-θ4)                 式(8)
进而，用式(9)表示相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率，在上侧只离开IF的干扰信号Vm2。设角频率为ω5，相位为-θ5。
Vm2＝sin(ω5t-θ5)                 式(9)
可以用式(10)表示接收从振荡器1102发出的基本输出成分，作为在混频器1103内的限幅电路产生的3次高频成分的VL3a。
VL3a＝sin(3ω2t-3θ2)              式(10)
可以用式(11)表示经由振荡器用移相器1104接收从振荡器1102发出的基本输出成分，作为在混频器1105内的限幅电路产生的3次高频成分的VL3b。
VL3b＝sin(3ω2t-3θ2-3π/2)       式(11)
干扰信号Vm1和Vm2分别被分配为2部分输入到混频器1103的一个端子1103a。同时与向混频器1103的另一个输入1103b输入3次高频成分VL3a等价。因此，从混频器1103的输出1103c作为IF成分输出的V(1103c)输出用式(12)表示的信号。
V(1103c)＝1/2×(Vm1+Vm2)×VL3a＝1/2×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2))    式(12)
接着，向混频器1105的一个输入1105a输入与混频器1103相同的信号。同时与向混频器1105的另一个输入1105b输入3次高频成分VL3b等价。因此，用式(13)表示从混频器1105的输出1105c作为IF成分输出的V(1105c)。
V(1105c)＝1/2×(Vm1+Vm2)×VL3b＝1/2×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2-3/2)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2+3π/2))式(13)
该V(1105c)通过中间频率用移相器1106被相位位移-3π/2弧度，因而中间频率用移相器1106的输出1106a的V(1106a)成为式(14)。
V(1106a)＝1/2×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2-π)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2))                        式(14)
另外，从输出端子1107输出的V(1107)是V(1103c)和V(1106a)的合成，用式(15)表示。
V(1107)＝V(1103c)+V(1106a)＝1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2)                                          式(15)
如通过式(15)所知道的那样，作为干扰信号Vm1的IF成分的V(1103c)的第1项和V(1106a)的第1项的相互关系是相位相差π弧度，被抵消了。其结果是从输出端子1107不输出干扰信号Vm1的IF成分。
另一方面，作为干扰信号Vm2的IF成分的V(1103c)的第2项和V(1106a)的第2项相互相位一致，因而被合成为2倍，从输出端子1107输出。即，输出相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率，在上侧只离开IF的干扰信号Vm2，而成为干扰。
图18是展示现有的混频电路中的与从振荡器发出的基本频率的3倍的频率相关的干扰信号的相位的图。
图18表现了混频器1103和混频器1105的各部分中的相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率在上侧或下侧只离开IF的干扰信号的相位，而没有表现其大小。
这时，用实线表示干扰信号Vm1，用虚线表示干扰信号Vm2。
首先，分别设干扰信号Vm1和Vm2为信号1171和信号1172。这些作为干扰信号Vm1的信号1171、作为干扰信号Vm2的信号1172被输出到混频器1103的一个端子1103a。另外，在混频器1103内产生的3次高频成分VL3a根据上述式(10)用信号1173表示。进而，从混频器1103的输出1103c输出的干扰信号Vm1、Vm2的IF成分如根据上述式(12)所知道的那样，可以分别用信号1174和信号1175表示。
下面，用信号1176和信号1177分别表示向混频器115的一个输入1105a输入的干扰信号Vm1和Vm2。在此，信号1176作为与信号1171相同的信号被输入，信号1177作为与信号1172相同的信号被输入。
另外，振荡器1102的基本输出成分通过振荡器用移相器1104只被相位位移-π/2弧度后，被输入到混频器1105的另一个输入。所以，作为通过混频器1105内的限幅电路产生的3次高频成分的VL3b根据上述式(11)可以用信号1178表示。进而，从混频器1105的输出1105c输出的干扰信号Vm1和Vm2的IF成分根据上述式(13)可以分别用信号信号1179和信号1180表示。
其次，从输出1105c输出的干扰信号Vm1和Vm2的IF成分在中间频率用移相器1106中，被只相位位移-3π/2弧度。所以，输出1106a根据上述式(14)分别成为信号1181和信号1182。
根据以上所述，从输出端子1107输出的干扰信号Vm1的IF成分是信号1174和信号1181的合成信号。信号1174和信号1181的相互关系为相位差π弧度，因而干扰信号Vm1被抵消而不输出。
相对于此，从输出端子1107输出的干扰信号Vm2的IF成分是信号1175和1182的合成信号。但是，信号1175和信号1182的相位相互一致，因而被相加而输出信号1183。这与上述式(15)的计算结果一致。
另外，从振荡器1102输出的输出信号被输入到混频器1103和1105的另一个输入，但用来提高混频器1103和1105的基本功能的振荡器1102所发出的输入电平通过混频器1103和1105内的放大器被充分放大而使用。或者，通过限幅电路使从振荡器1102发出的输入信号成为矩形波信号。使用该矩形波信号使接收信号进行开关动作，来作为混频器使用。
因此，即使减小振荡器1102所具有的高频成分，也会由于后阶段的混频器1103和1105内的放大器或限幅电路而产生高频成分。另外，在电路集成化的情况下，由于采用了适合于集成化的差动形式，所以偶数倍的高频成分比较小，而奇数倍的高频成分比较大。
另外，由于与振荡器1102的基本输出成分相近的3次高频成分或5次高频成分的相对电平大，所以如果在相对于这些高频成分在上侧或下侧只离开IF的频率中存在干扰信号，则接收干扰信号会使接收状态恶化或不能接收。
表(1)表示了在现有例子的IRM中，是否能够抑制与由于振荡器1102的基本输出成分而产生的高频成分相关的干扰信号。
  相对于n倍×(基本频率)-IF     相对于n倍×(基本频率)+IF
  输入频率  抑制效果   输入频率     抑制效果
  n＝1   基本频率-IF  希望信号   图象干扰     ○
  n＝3   3倍×基本频率-IF  ○   3倍×基本频率+IF     ×
  n＝5   5倍×基本频率-IF  ×   5倍×基本频率+IF     ○
  n＝7   7倍×基本频率-IF  ○   7倍×基本频率+IF     ×
  n＝9   9倍×基本频率-IF  ×   9倍×基本频率+IF     ○
  n＝11   11倍×基本频率-IF  ○   11倍×基本频率+IF     ×
  n＝13   13倍×基本频率-IF  ×   13倍×基本频率+IF     ○
  :   :  :   :     :
表(1)
在表(1)中，表示相对于振荡器1102的基本频率的倍数的“n”为1时，作为振荡器1102表示基本频率，(基本频率-IF)表示希望信号，(基本频率+IF)表示图象干扰信号。表示出对该干扰信号有抑制效果。
进而，表示出在“n”为3的情况下，对干扰信号Vm1有抑制效果，但对干扰信号Vm2没有抑制效果。进而，还表示出对于相对于从振荡器1102发出的基本频率的“n”为5以上的n倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号，对其中任意的一个都没有抑制效果。
这样，在电视播放信号中，有以下这样的问题：在接收频率比较低的频道时，如果在相对于从振荡器1102发出的基本频率的3倍的频率在上侧只离开IF的频率、或相对于5倍的频率在下侧只离开IF的频率中有播放频率，则会成为干扰信号，而接收状态会恶化。
发明内容
本发明的目的是提供一种混频电路(以下作为谐波抑制混频器的略称，称为HRM)：能够解决上述现有技术中的问题点，抑制相对于图象信号、从振荡器发出的基本频率的高频波的频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号。
本发明的混频电路至少具备：
振荡器；
在向一个输入供给高频信号的同时，向另一个输入供给振荡器的输出信号的混频器；
连接在混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间，同时使振荡器的输出信号相位位移的振荡器用移相器；以及
与混频器的输出连接，同时使混频器的输出的相位位移的中间频率用移相器，其中
在混频器的另一个输入中设置各个限幅电路。
本发明的高频信号接收装置至少具备：
前置滤波器；以及
上述混频电路。
附图说明
图1是本发明的实施例1的混频电路的框图。
图2是本发明的实施例1的混频电路中的希望信号和图象干扰信号的相位图。
图3是本发明的实施例1的混频电路中的与从振荡器发出的基本频率对应的3倍的频率相关的干扰信号的相位图。
图4是本发明的实施例2的混频电路的框图。
图5是本发明的实施例3的混频电路的框图。
图6是本发明的实施例4的混频电路的框图。
图7是本发明的实施例5的混频电路的框图。
图8是本发明的实施例6的混频电路的框图。
图9是本发明的实施例7的混频电路的框图。
图10是本发明的实施例8的混频电路的框图。
图11是本发明的实施例8的混频电路中的希望信号和图象干扰信号的相位图。
图12是本发明的实施例8的混频电路中的与从振荡器发出的基本频率对应的3倍的频率相关的干扰信号的相位图。
图13是本发明的实施例9的混频电路和高频信号接收装置的框图。
图14是本发明的实施例10的混频电路和高频信号接收装置的框图。
图15是在北美的播放频道和与振荡器的高频相关的干扰信号的关系图。
图16是现有的混频电路的框图。
图17是现有的混频电路的希望信号和图象干扰信号的相位图。
图18是现有的混频电路的与振荡器的基本频率对应的3倍的频率相关的干扰信号的相位图。
具体实施方式
以下，利用附图说明本发明的实施例。
(实施例1)
图1是本发明的实施例1的混频电路的框图。
在图1中，本实施例的混频电路具有输入高频信号的输入端子1、一个输入与输入到该输入端子1的高频信号连接，同时另一个输入与振荡器2的输出信号连接的第1混频器3(以下记载为混频器3)、与该混频器3的输出连接的输出端子10、一个输入与输入到输入端子1的高频信号连接的第2混频器5(以下记载为混频器5)、连接在该混频器5的另一个输入和振荡器2的输出之间，同时使振荡器2的输出信号相对于混频器3的另一个输入的相位位移-π/3弧度的第1振荡器用移相器4(以下记载为振荡器用移相器4)、连接在混频器5的输出和输出端子10之间，同时使混频器3的输出位移-5π/3弧度相位的第1中间频率用移相器8(以下记载为中间频率用移相器8)、一个输入与输入到输入端子1的高频信号连接的第3混频器7(以下记载为混频器7)、连接在该混频器7的另一个输入和振荡器2的输出之间，同时使振荡器2的输出信号相对于混频器3的另一个输入的相位位移-2π/3弧度的第2振荡器用移相器6(以下记载为振荡器用移相器6)、连接在混频器7的输出和输出端子10之间，同时使混频器3的输出位移-4π/3弧度相位的第2中间频率用移相器9(以下记载为中间频率用移相器9)。
在此，振荡器2的振荡频率可以连续从大致约100MHz变更到约1000MHz。另外，在混频器3和混频器5和混频器7的另一个输入设置了放大度大的放大器或限幅电路。这是为了使从振荡器2发出的信号成为矩形波，确实地混合从输入端子1输入的信号。
振荡器用移相器4和振荡器用移相器6使振荡器2的输出信号相位位移，不但可以使用高精度的触发形式，而且可以使用能够只由电容器和电阻廉价地构成的多相形式。
在该振荡器2中的可变的振荡频率是广频带时，或者作为相位位移量必须是高精度时，大多使用触发形式。但是，在可变的振荡频率是窄频带时，或作为相位位移几乎不需要高精度时，可以使用廉价的多相形式。
进而，中间频率用移相器8和中间频率用移相器9分别使混频器5和混频器7的输出相位位移。但是，由于是使从混频器5和混频器7发出的规定信号频率频带的IF信号相位位移，所以中间频率用移相器8和中间频率用移相器9大多使用廉价的多相形式。但是，作为相位位移需要高精度时，采用触发形式。
例如，可以用触发形式构成振荡器用移相器4和振荡器用移相器6，同时用多相滤波器构成中间频率用移相器8和中间频率用移相器9。在这样的结构中，即使振荡器2的频率是可变，由于用触发形式对该输出信号进行相位位移。所以也能够在广频带的接收频率宽度内进行高精度相位位移。
另外，混频器的输出由于是单一的IF信号，所以用作为廉价的只由电容和电阻构成的部件的多相滤波器对其进行相位位移，能够对应于高精度并且广频带的接收频率宽度，同时作为整体能够得到成本、性能优越的混频器。
另外，可以用多相滤波器构成振荡器用移相器4、振荡器用移相器6、中间频率用移相器8和中间频率用移相器9。在这样的结构中，用作为廉价的只由电容和电阻构成的部件的多相滤波器对其进行相位位移，因而能够实现低价格。另外，它还比较适合于接收频率为窄频带的混频电路。
进而，可以用触发形式构成振荡器用移相器4、振荡器用移相器6、中间频率用移相器8和中间频率用移相器9。在这样的结构中，适合于能够对应更高精度并且广频带的接收频率刻度的混频电路。
下面，说明以上这样构成的混频电路的动作。
在此，设输入信号、振荡器2的基本输出成分、接收振荡器2输出的基本输出成分通过混频器3、5和7内的各个限幅电路产生的3次高频成分的大小都为1。另外，通过设混频器3、5和7的增益、振荡器用移相器4和6的增益、中间频率用移相器8和9的增益分别都为1，来简化以下的说明。
这是因为由于从输出端子10输出的信号是叠加了3个信号或被抑制输出的，所以根据大小而相位成为了问题。
具体地说，设作为输入信号的希望信号Vd、图象干扰信号Vi、相对于从振荡器2发出的基本频率的3倍的频率在下侧只离开IF的干扰信号(以下称为Vm1)、相对于从振荡器2发出的基本频率的3倍的频率在上侧只离开IF的干扰信号(以下称为Vm2)各自的大小为都1。
另外，设振荡器2的基本输出成分VL为1。接收从该振荡器2输出的基本输出成分VL通过混频器3内的限幅电路产生的3次高频成分VL3a、经由振荡器用移相器4接收从振荡器2发出的基本输出成分通过混频器5内的限幅电路产生的3次高频成分VL3b、经由振荡器用移相器6接收从振荡器2发出的基本输出成分通过混频器7内的限幅电路产生的3次高频成分VL3c各自的大小实际比振荡器2的基本输出成分VL1小，但为了简化说明而设为1。
首先，使用计算式说明向输入端子1输入了希望信号Vd和图象干扰信号Vi的情况。
在此，用式(16)表示希望信号Vd。设角频率为ω1，时间为t，相位角为-θ1。
Vd＝sin(ω1t-θ1)                  式(16)
另外，用式(17)表示图象干扰信号Vi。设角频率为ω3，相位角为-θ3。
Vi＝sin(ω3t-θ3)                  式(17)
进而，用式(18)表示振荡器2的基本输出成分VL。设角频率为ω2，相位角为-θ2。
VL＝sin(ω2t-θ2)                  式(18)
分别将该希望信号Vd和图象干扰信号Vi分配为3份，输入到混频器3的一个输出3a，将振荡器2的基本输出成分VL输入到混频器3的另一个端子3b，则从混频器3的输出3c输出的信号V(3c)是用式(19)表示的信号。
V(3c)＝1/3×(Vd+Vi)×VL＝1/3×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2))        式(19)
接着，向混频器5的一个输出5a输入与混频器3相同的信号。向混频器5的另一个输入5b输入通过振荡器用移相器4使振荡器2的相位只位移了-π/3弧度的信号。因而，用式(20)表示作为从混频器5的输出5c发出的IF信号成分的信号V(5c)。
V(5c)＝1/3×(Vd+Vi)×sin(ω1t-θ1-π/3)＝1/3×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2-π/3)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2+π/3))
                                   式(20)
由于通过中间频率用移相器8使作为该混频器5的输出5c的信号V(5c)相位位移5π/3弧度，所以用式(21)表示作为中间频率用移相器8的输出8a的IF成分的V(8a)。
V(8a)＝1/3×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2-4/3))                           式(21)
进而，向混频器7的一个输入7a输入与混频器3相同的信号，但向混频器7的另一个输入7b输入通过振荡器用移相器6使振荡器2的相位位移了-2π/3弧度的信号。所以，用式(22)表示作为从混频器7的输出7c输出的IF成分的V(7c)。
V(7c)＝1/3×(Vd+Vi)×sin(ω2t-θ2-π2/3)＝1/3×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2-2π/3)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2+2/3))
                                     式(22)
由于通过中间频率用移相器9使作为该混频器7的输出7c的信号V(7c)相位位移-4π/3弧度，所以用式(23)表示中间频率用移相器9的输出9a的信号V(9a)。
V(9a)＝1/3×(1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)+1/2×cos(ω3t-ω2t-θ3+θ2-2π/3))                          式(23)
另外，作为从输出端子10输出的IF成分的V(10)是V(3c)、V(8a)和V(9a)的合成，用式(24)来表示。
V(10)＝V(3c)+V(8a)+V(9a)＝1/2×cos(ω2t-ω1t+θ1-θ2)                               式(24)
由式(24)可以知道，由于作为希望信号Vd的IF成分的V(3c)的一项和V(8a)的一项以及V(9a)的一项的相位是相互一致的，所以被合成为3倍。其结果是从输出端子10输出用式(24)表示的希望信号Vd的IF成分。
另一方面，作为图象干扰信号Vi的IF成分的V(3c)的2项和V(8a)的2项以及V(9a)的2项成为相互的相位为2π/3弧度的关系而被抵消。其结果是，从输出端子10不输出图象干扰信号Vi的IF成分。
以下，根据这些计算公式利用图说明信号的相位变化。这时，为了简化说明，设振荡器2的基本输出成分、希望信号、图象信号、各自的相位θ2、θ1、θ3都为0弧度进行说明。
图2是展示本发明的实施例1的混频电路中的希望信号和图象干扰信号的相位的图。图2表现了混频器3、5、7的各部分中的希望信号和图象干扰信号的相位，并没有表现其大小。在此，用实线表示希望信号，用虚线表示图象干扰信号。
以下，利用图2，详细说明希望信号通过而图象干扰信号被抵消的情况。
首先，输入到混频器3的一个输入3a的希望信号31、图象干扰信号32的相位都为0弧度。另外，可以设输入到混频器3的另一个输入3b的振荡器2的信号33的相位也是0弧度。而根据上述式(19)，从混频器3的输出3c作为IF成分输出的希望信号34的相位为0弧度。另外，图象干扰信号35的相位也同样为0弧度。
第2，输入到混频器5的一个输入5a的希望信号36、图象干扰信号37的相位都为0弧度，与混频器3中的希望信号31和图象干扰信号32是相同的。输入到混频器5的另一个输入5b的从振荡器用移相器4输出的信号38相对于振荡器2只相位位移-π/3弧度。另外，根据上述式(20)从混频器5的输出5c作为IF成分输出的希望信号39只相位位移-π/3，图象干扰信号40只相位位移π/3弧度。进而，通过中间频率用移相器8这些信号只相位位移-5π/3弧度。
第3，输入到混频器7的一个输入7a的希望信号43、图象干扰信号44的相位都为0弧度，与混频器3中的希望信号31和图象干扰信号32是相同的。由于输入到混频器7的另一个输入7b的信号45经由振荡器用移相器6，所以它相对于振荡器2只相位位移-2π/3弧度。另外，根据上述式(22)从混频器7的输出7c作为IF成分输出的希望信号46只相位位移-2π/3，图象干扰信号47只相位位移2π/3弧度。进而，通过中间频率用移相器9这些信号只相位位移-4π/3弧度。所以，根据上述式(23)输出9a的希望信号48、图象干扰信号49被表示为图2所示那样。
最后，从输出端子10作为IF成分输出的希望信号50是各希望信号34、41和48的合成。在这种情况下，由于相互的相位一致，所以输出各希望信号的3倍的大小。
另外，从输出端子10作为IF成分输出的图象干扰信号是各图象干扰信号35、42和49的合成。在这种情况下，由于其相位差为分别间隔2π/3的关系，所以被抵消而不输出。这与上述式(24)的计算结果是一致的。
下面，利用计算公式说明向输入端子1输入了相对于从振荡器2发出的基本频率的3倍频率在下侧只离开IF的干扰信号Vm1、相对于从振荡器2发出的基本频率的3倍频率在上侧只离开IF的干扰信号Vm2的情况。
在此，用式(25)表示干扰信号Vm1。设角频率为ω4，相位角为-θ4。
Vm1＝sin(ω4t-θ4)                式(25)
另外，用式(26)表示干扰信号Vm2。设角频率为ω5，相位角为-θ5。
Vm2＝sin(ω5t-θ5)                式(26)
用式(27)表示接收从振荡器1102发出的基本输出成分，作为在混频器3内的限幅电路中产生的3次高频成分的VL3a。
VL3a＝sin(3ω2t-3θ2)             式(27)
用式(28)表示经由振荡器用移相器4接收从振荡器2发出的基本输出成分，作为在混频器5内的限幅电路产生的3次高频成分的VL3b。
VL3b＝sin(3ω2t-3θ2-3π/3)       式(28)
用式(29)表示经由振荡器用移相器6接收从振荡器2发出的基本输出成分，作为在混频器7内的限幅电路产生的3次高频成分的VL3c。
VL3c＝sin(3ω2t-3θ2-6π/3)       式(29)
首先，干扰信号Vm1和Vm2分别被分配为3部分输入到混频器3的一个端子3a。同时与向混频器3的另一个输入3b输入3次高频成分VL3b等价。因此，从混频器3的输出3c作为IF成分输出的信号V(3c)用式(30)表示。
V(3c)＝1/3×(Vm1+Vm2)×VL3a＝1/3×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2))    式(30)
第2，向混频器5的一个输入5a输入与混频器3相同的信号。同时与向混频器5的另一个输入5b输入3次高频成分VL3b等价。因此，用式(31)表示从混频器5的输出5c作为IF成分输出的V(5c)。
V(5c)＝1/3×(Vm1+Vm2)×VL3b＝1/3×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2-π)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2+π))  式(31)
该V(5c)通过中间频率用移相器8被相位位移-5π/3弧度，因而作为中间频率用移相器8的输出8a的V(8a)成为式(32)。
V(8a)＝1/3×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2-2π/3)+1/2 ×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2-2/3))                   式(32)
第3，向混频器7的一个输入7a输入与混频器3相同的信号。同时与向混频器7的另一个输入5b输入通过振荡器用移相器6使振荡器2的只相位位移-2π/3弧度后在混频器7内的限幅电路中产生的3次高频成分VL3c等价。因此，用式(33)表示作为混频器7的输出7c的信号V(7c)。
V(7c)＝1/3×(Vm1+Vm2)×VL3c＝1/3×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2))    式(33)
该V(7c)通过中间频率用移相器9被相位位移-4π/3弧度，因而作为中间频率用移相器9的输出9a的V(9a)成为式(34)。
V(9a)＝1/3×(1/2×cos(3ω2t-ω4t+θ4-3θ2-4π/3)+1/2×cos(ω5t-3ω2t-θ5+3θ2+2π/3))                   式(34)
最后，作为从输出端子10输出的IF成分V(10)是V(3c)、V(8a)和V(9a)的合成。用式(35)表示。
V(10)＝V(3c)+V(8a)+V(9a)＝0                 式(35)
如通过式(35)所知道的那样，作为干扰信号Vm1的IF成分的V(3c)的1项、V(8a)的1项和V(9a)的1项的相互关系是相位相差2π/3弧度，被抵消了。
其结果是从输出端子10不输出干扰信号Vm1的IF成分。
另一方面，作为干扰信号Vm2的IF成分的V(3c)的2项、V(8a)的2项和V(9a)的2项的相互关系是相位相差2π/3弧度，被抵消了。即，从输出端子10不输出干扰信号Vm2的IF成分。
图3是展示在本发明的实施例1的混频电路中，与从振荡器发出的基本频率的3倍的频率相关的干扰信号的相位的图。
图3表现了混频器3、5和7的各部分中的相对于从振荡器2发出的基本频率的3倍的频率在上侧或下侧只离开IF的干扰信号的相位，而没有表现其大小。用实线表示干扰信号Vm1，用虚线表示干扰信号Vm2。
以下，利用图3详细说明抵消与对应于振荡器2的基本频率的3倍的频率相关的干扰信号的情况。
首先，分别用信号71和信号72表示输入到混频器3的一个输入3a的干扰信号Vm1和Vm2。另外，根据上述式(27)用信号73表示从振荡器2输出的信号在混频器3内产生的3次高频成分VL3a。进而，从混频器3的输出3c输出的干扰信号Vm1、Vm2的IF成分如根据上述式(30)所知道的那样，可以分别用信号74和信号75表示。
第2，用信号76和信号77分别表示向混频器5的一个输入5a输入的干扰信号Vm1和Vm2。振荡器2的基本输出成分通过振荡器用移相器4只相位位移-π/3弧度后被输入到混频器5的另一个输入。在这种情况下，作为在混频器5内的限幅电路中产生的3次高频成分的VL3b如上述式(28)所知道的那样，可以用信号78表示。
进而，从混频器5的输出5c输出的干扰信号Vm1、Vm2的IF成分如根据上述式(31)所知道的那样，可以分别用信号79和信号80表示。接着，从输出5c输出的干扰信号Vm1和Vm2的IF成分在中间频率用移相器8中只相位位移了-5π/3弧度。所以输出8a如根据上述式(32)所知道的那样，可以分别用信号81和信号82表示。
第3，用信号83和信号84分别表示向混频器7的一个输入7a输入的干扰信号Vm1和Vm2。另外，振荡器2的基本输出成分通过振荡器用移相器6只相位位移-2π/3弧度后被输入到混频器7的另一个输入7b。在这种情况下，作为在混频器7内的限幅电路中产生的3次高频成分的VL3c如上述式(29)所知道的那样，可以用信号85表示。
进而，从混频器7的输出7c输出的干扰信号Vm1、Vm2的IF成分如根据上述式(33)所知道的那样，可以分别用信号86和信号87表示。接着，从输出7c输出的干扰信号Vm1和Vm2的IF成分在中间频率用移相器9中只相位位移了-4π/3弧度，所以输出9a如根据上述式(34)所知道的那样，可以分别用信号88和信号89表示。
最后，从输出端子10输出的干扰信号Vm1的IF成分是信号74、信号81和信号88的合成信号。但是，由于这些信号74、信号81和信号88具有相位差分别相等间隔2π/3的关系，所以被抵消而不从输出端子10输出。
另外，从输出端子10输出的干扰信号Vm2的IF成分是信号75、信号82和信号89的合成信号。但是，由于这些信号75、信号82和信号89具有相位差分别相等间隔2π/3的关系，所以被抵消而不输出。这与上述式(35)的计算结果一致。
这时，从振荡器2输出的输出信号被输入到混频器3、5、7的另一个输入，但为了提高混频器的基本性能而通过混频器3、5、7内的放大器使从振荡器2输出的输出电平充分大再使用。或者通过混频器内的放大器充分放大后，通过例如限幅电路变换为矩形波信号后，使接收信号进行开关动作，来作为混频器使用。
在此，即使振荡器2所具有的高频成分小，通过作为后阶段的混频器3、5、7内放大器或限幅电路也会产生高频成分。在这种情况下，偶数倍的高频成分比较小而奇数倍的高频成分比较大，另外接近于振荡器2的基本成分的3次高频成分或5次高频成分以大电平被输出。在相对于这些高频成分在下侧或上侧只离开IF的频率中如果存在干扰信号，则会使接收状态恶化，根据情况还会不能接收。
图15展示了在北美的播放频道和与振荡器的高频相关的干扰信号的关系。
在图15中，横轴1217表示频率轴，纵轴1218表示信号的大小。频率位置1219表示北美的电视或CATV的播放频率，使用大致从50MHz到900MHz进行播放。例如，设接收属于被称为“VLow”频带的频道2的信号1202，该制动器2的基本频率1203约为100MHz。信号1202是被输入到输入端子1的希望信号，其频率为55MHz。设信号1208是对应于作为希望信号的信号1202的图象干扰信号，信号1201是输出到输出端子10的IF信号。
在此，设基本频率1203的2倍的频率成分为信号1204，3倍的频率成分为信号1205，4倍频率成分为信号1206，5倍的频率成分为信号1207。进而，设存在于只比2倍的频率成分1204的频率低IF的频率中的信号为信号1209，存在于只比2倍的频率成分1204的频率高IF的频率中的信号为信号1210，设存在于只比3倍的频率成分1205的频率低IF的频率中的信号为信号1211，存在于只比3倍的频率成分1205的频率高IF的频率中的信号为信号1212，设存在于只比4倍的频率成分1206的频率低IF的频率中的信号为信号1213，存在于只比4倍的频率成分1206的频率高IF的频率中的信号为信号1214，设存在于只比5倍的频率成分1207的频率低IF的频率中的信号为信号1215，存在于只比5倍的频率成分1207的频率高IF的频率中的信号为信号1216。
在进行频率混合时，如果通过限幅电路使振荡器发出的信号成为矩形波，则产生高频成分。存在于只比产生的各高频成分的频率低IF的频率中的信号表现为频率混合输出的IF信号的频率。另外，存在于只比产生的各高频成分的频率高IF的频率信号中的信号也表现为频率混合输出的IF信号的频率。即，存在于从振荡器发出的信号的各高频成分只离开IF的频率中的信号作为图象信号表现为频率混合输出的IF信号的频率。
这时，信号1211、信号1212、信号1215等的频率是CATV频道的频带内的频率。另外，信号1216是UHF频道的频带内的频率。即，存在于CATV频道中的播放信号和存在于UHF频道中的播放信号分别是干扰信号。即，表现为在接收低频率的频道时，存在于比接收频道高的频率中的播放频道成为干扰信号，接收越低频率的频道则夹杂干扰信号越多。
本发明的实施例是与混频器的个数相当的数目“M”为3的HRM。表(2)表示在本发明中“M”为3的情况下，能否抑制振荡器2的基本输出成分和与其高频成分有关的干扰信号。
  相对于n倍×(基本频率)-IF     相对于n倍×(基本频率)+IF
  输入频率  抑制效果   输入频率     抑制效果
  n＝1   基本频率-IF  希望信号   图象干扰     ○
  n＝3   3倍×基本频率-IF     ○   3倍×基本频率+IF     ○
  n＝5   5倍×基本频率-IF     ○   5倍×基本频率+IF     ×
  n＝7   7倍×基本频率-IF     ×   7倍×基本频率+IF     ○
  n＝9   9倍×基本频率-IF     ○   9倍×基本频率+IF     ○
  n＝11   11倍×基本频率-IF     ○   11倍×基本频率+IF     ×
  n＝13   13倍×基本频率-IF     ×   13倍×基本频率+IF     ○
  :   :     :   :     :
○——有抑制效果，能够消除
×——没有抑制效果。不能消除
表(2)
在表(2)中，在表示相对于振荡器2的基本频率的倍数的“n”为1时，表示振荡器2的基本频率，“基本频率-IF”是只比基本频率低IF的频率的信号，表示希望信号。“基本频率+IF”是只比基本频率高IF的频率的信号，表示图象干扰信号。“○”表示对该图象干扰信号有抑制效果。
进而，在“n＝3”的情况下，对“3倍×基本频率+IF”(只比基本频率的3倍频率高IF的频率的信号)和“3倍×基本频率-IF”(只比基本频率的3倍频率低IF的频率的信号)的干扰信号有抑制效果。另外，在“n＝5”的情况下，表现为对“5倍×基本频率-IF”(只比基本频率的5倍频率低IF的频率的信号)的干扰信号没有抑制效果。而“×”表示没有抑制效果。
这样，在作为M＝3构成HRM中，能够抑制图象干扰信号、相对于从振荡器2发出的基本频率的3倍频率在上侧和下侧只离开IF信号的频率的干扰信号、相对于从振荡器2发出的基本频率的5倍频率在下侧只离开IF信号的频率的干扰信号，能够提供良好的接收状态。
由此，与振荡器2的基本输出成分的高频成分相关的干扰信号的频率与现有例子相比，能够提高约200MHz。因此，能够缓和与该混频电路的输入连接的输入电路的滤波器衰减特性，作为高频接收装置能够进一步小型化和低成本化。
(实施例2)
图4展示了本发明的实施例2中的混频电路的框图。
在图4中，在实施例2中，向振荡器2的输出直接插入滤波器11。在这点上与实施例1不同。另外，在实施例2中，向与实施例1相同的部分付与了相同的编号，来简化说明。该滤波器11是只使振荡器2的基本频率通过的频带通过滤波器或低通滤波器。
以下，说明其动作。如果使用使振荡器2进行大振幅动作或线性不好的半导体，则在振荡器2自身输出与基本输出成分的电平相接近的高频波成分。有高频波成分成为支配而无法被相位抵消的情况。特别由于作为接近振荡器2的基本成分的奇数倍的高频波的3次高频波成分或5次高频波成分具有比较大的电平，所以大多成为问题。
本来，作为振荡器2的输出的基本输出成分通过了振荡器用移相器4后在混频器5内的限幅电路中产生的3次高频波成分VL3b为上述式(28)。但是，振荡器2自身的3次高频波成分通过振荡器用移相器4被相位位移-π/3弧度，如式(36)所示成为信号VL3bb。
VL3bb＝(3ω2t-3θ2-π/3)                式(36)
该信号VL3bb与VL3b相位不同，相对于振荡器2的基本频率的3倍频率只在下侧或上侧离开IF的干扰信号不能被抵消。对3倍以上的频率成分也同样不能被抵消。
为了对其进行改善，向振荡器2的输出插入滤波器11。通过这样，能够向混频器3、5、7的另一个输入提供抑制了振荡器2的高频波成分的信号，因而能够更确实地抑制干扰。
如上述那样，由于通过该滤波器抑制了从振荡器输出的3次以上的高频波成分，所以能够向第1、第2、第3混频器的另一个输入提供抑制了振荡器的3次以上的高频成分的信号。所以，能够确实地抑制相对于从振荡器发出的基本频率的3倍频率只在下侧或上侧离开IF的干扰信号。
另外，为了广频带地进行接收，有必要使振荡器2成为广频带。例如，在从100MHz到1000MHz的广范围的频率下的振荡动作中，无论如何都会存在高频波成分变大的频率，因而插入这样的滤波器11能够有效地改善。该滤波器11可以是固定式的也可以是可变式的，还可以是对应于接收频带进行切换的切换式。但是，理想的是随着振荡器2的输出频率，中心频率变化的频带通过滤波器。
(实施例3)
图5是本发明的实施例3中的混频电路的框图。
在图5中，输入到输入端子301的高频波信号被分配，与M个混频器304、306、308、310、312的一个输入连接。另外，M个混频器304、306、308、310、312的另一个输入与将振荡器302的输出分别通过M个振荡器用移相器303、305、307、309、311被相位位移了-Kπ/M弧度后的信号连接。在此，M是3以上的自然数，K是一个一个地递增的从1到M的自然数。
进而，在M个混频器304、306、308、310、312的输出和输出端子318之间，连接了与振荡器用移相器303、305、307、309、311的相位位移量-Kπ/M弧度对应地分别具有-2π-(-Kπ/M)弧度的相位位移量的M个中间频率用移相器313、314、315、316、317。
在这种情况下，M个混频器304、306、308、310、312的输出与振荡器用移相器303、305、307、309、311的相位位移量-Kπ/M弧度对应地分别具有Kπ/M弧度的相位位移量的M个中间频率用移相器313、314、315、316、317连接，也能够得到相同的效果。
以下，说明如上述那样构成的混频电路的动作。
基本动作与图1所示的具有3个混频器3、5、7的实施例1相同，但在实施例3中有M个混频器这点上不同。由于该不同，能够消除相对于从振荡器302发出基本频率的3倍以上到2M-3倍的频率分别在下侧或上侧离开IF的干扰信号。
首先，如果向输入端子301输入希望信号，则也输入到M个混频器304、306、308、310、312的一个输入。另一方面，向M个混频器304、306、308、310、312各自的另一个输入分别输入从振荡器302的信号经由M个振荡器用移相器303、305、307、309、311分别相位位移了-Kπ/M弧度的信号。
进而，从混频器304、306、308、310、312的输出分别输出相位位移了-Kπ/M弧度的希望信号。该相位位移了-Kπ/M弧度的希望信号通过中间频率用移相器313、314、315、316、317分别只被相位位移-2+Kπ/M弧度，因而作为结果输出端子318的希望信号的相位θd如式(37)所示。所以，这与-2π弧度，即0弧度的相位位移的相位一致。
θd＝Kπ/M-2π+Kπ/M＝-2π            式(37)
即，希望信号的IF成分被放大M倍，从输出端子318输出。
接着，如果从输入端子301输入图象干扰信号，则也被输入到M个混频器304、306、308、310、312的一个输入。M个混频器304、306、308、310、312各自的另一个输入被输入从振荡器302的信号的输出经由M个振荡器用移相器303、305、307、309、311分别相位位移了-Kπ/M弧度的信号。
进而，由于图象干扰信号的频率比振荡器302的频率高，所以从混频器304、306、308、310、312的输出输出只相位位移了+Kπ/M弧度图象干扰信号。该相位位移了+Kπ/M弧度图象干扰信号通过M个中间频率用移相器313、314、315、316、317分别只相位位移-2π+Kπ/M弧度。所以，作为结果，输出端子318的图象干扰信号的相位θi所有都成为式(38)。
θi＝-Kπ/M-2π+Kπ/M＝K2π/M            式(38)
即，成为具有K×2π/M弧度的相位的成分，由于将2π进行M等分后的成分成为M份，所以被相位抵消了。即，图象干扰信号的IF成分成为0，不从输出端子318输出。
进而，如果向输入端子301输入相对于从振荡器302发出的基本频率的n倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号，则它们被输入到M个混频器304、306、308、310、312的一个输入。该M个混频器304、306、308、310、312的另一个输入被输入使振荡器302的信号输出通过M个振荡器用移相器303、305、307、309、311相位位移了-Kπ/M弧度的信号。但是，通过分别被设置在混频器304、306、308、310、312内的限幅电路会产生-Kπn/M弧度的n次高频波成分。进而，相对于从振荡器302发出的基本频率的n倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号分别相位位移Kπn/M弧度和-Kπn/M弧度，从混频器304、306、308、310、312的输出被输出。该只相位位移Kπn/M弧度和-Kπn/M弧度的信号通过中间频率用移相器313、314、315、316、317分别只被相位位移-2π+Kπ/M弧度。其结果是，从输出端子318输出的基于相对于从振荡器302发出的基本频率的n倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号的失真信号的相位θm1如式(39)所示。
θm1＝-Kπn/M-2+Kπ/M＝Kπ(1-n)/M      式(39)
另外，从输出端子318输出的基于相对于从振荡器302发出的基本频率的n倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号失真信号的相位θm2如式(40)所示。
θm2＝-Kπn/M-2+Kπ/M＝Kπ(1+n)/M     式(40)
例如，在混频器的个数为5个(M＝5)，作为相对于从振荡器302发出的基本频率的倍数的“n”为5时，相位θm1为Kπ4/5弧度，具有将4π分割5份的相位的信号存在5份。另一方面，相位θm2为Kπ6/5弧度，具有将6π分割5份的相位的信号存在5份。所以它们被相位抵消了。
但是，在混频器的个数为(M＝5)，作为相对于从振荡器302发出的基本频率的倍数的“n”为9时，相位θm1为Kπ8/5弧度，相位θm2为Kπ10/5弧度。在此，由于Kπ10/5弧度就是K2π弧度，所以相位一致的信号为5个。所以，它们不被相位抵消。另外，具有将8π分割5份的相位的信号存在5份，所以Kπ8/5弧度被相位抵消。
表(3)表示在本发明的实施例3中，M为5的HRM对与通过振荡器302的基本成分产生的高频波成分有关的干扰信号的抑制度。
  相对于n倍×(基本频率)-IF     相对于n倍×(基本频率)+IF
  输入频率  抑制效果 输入频率     抑制效果
  n＝1   基本频率-IF  希望信号 图象干扰     ○
  n＝3   3倍×基本频率-IF  ○ 3倍×基本频率+IF     ○
  n＝5   5倍×基本频率-IF  ○ 5倍×基本频率+IF     ○
  n＝7   7倍×基本频率-IF  ○ 7倍×基本频率+IF     ○
  n＝9   9倍×基本频率-IF  ○ 9倍×基本频率+IF     ×
  n＝11   11倍×基本频率-IF  × 11倍×基本频率+IF     ○
  n＝13   13倍×基本频率-IF  ○ 13倍×基本频率+IF     ○
  :   :  : :     :
○——有抑制效果，能够消除
×——没有抑制效果，不能消除
表(3)
在表(3)中，M为5的HRM表现出对所有的图象干扰信号、相对于振荡器302的基本频率的3倍和5倍频率分别在上侧和下侧只离开IF的干扰信号、相对于振荡器302的基本频率的9倍频率在下侧只离开IF的干扰信号进行了相位抵消和抑制。
在表(4)中，表示了在本发明的实施例3中，混频器的个数为M的多段HRM对与通过振荡器302的基本成分产生的高频波成分有关的干扰信号的抑制度。
  相对于n倍×(基本频率)-IF      相对于n倍×(基本频率)+IF
  输入频率 抑制效果 输入频率     抑制效果
  n＝1   基本频率-IF 希望信号 图象干扰     ○
  n＝3   3倍×基本频率-IF ○ 3倍×基本频率+IF     ○
  n＝5   5倍×基本频率-IF ○ 5倍×基本频率+IF     ○
  n＝7   7倍×基本频率-IF ○ 7倍×基本频率+IF     ○
  n＝9   9倍×基本频率-IF ○ 9倍×基本频率+IF     ○
  n＝11   11倍×基本频率-IF ○ 11倍×基本频率+IF     ○
  n＝13   13倍×基本频率-IF ○ 13倍×基本频率+IF     ○
  n＝2M-3   (2M-3)倍×基本频率-IF ○ (2M-3)倍×基本频率+IF     ○
  n＝2M-2   (2M-2)倍×基本频率-IF ○ (2M-2)倍×基本频率+IF     ×
  n＝2M-1   (2M-1)倍×基本频率-IF × (2M-1)倍×基本频率+IF     ○
  :   : : :     :
○——有抑制效果，能够消除
×——没有抑制效果，不能消除
表(4)
在表(4)中，在混频器的个数为M的多段HRM中，表现出对所有的图象干扰信号、相对于振荡器302的基本频率的3倍以上到2M-3倍频率分别在下侧和上侧只离开IF的干扰信号进行了相位抵消和抑制。另外，表(4)表示出对于相对于基本频率的2M-2倍以上频率分别在下侧和上侧只离开IF的干扰信号，存在能够抑制的情况和不能抑制的情况。
如上所述，通过本发明的实施例3，能够抑制所有的图象干扰信号、相对于振荡器的基本频率的3倍以上到2M-3倍频率分别在下侧和上侧只离开IF的干扰信号。
另外，在本实施例3中，可以至少将混频器302和振荡器用移相器303、305、307、309、311集成到一个封装中。通过将混频器和振荡器用移相器集成到一个封装中，能够特别地抑制振荡器用移相器之间的散乱。还适合于小型化。
另外，在本实施例3中，可以至少将混频器304、306、308、310、312和振荡器用移相器303、305、307、309、311和中间频率用移相器313、314、315、316、317集成到一个封装中。通过至少将混频器、振荡器用移相器和中间频率用移相器集成到一个封装中，能够特别抑制振荡器用移相器之间和中间频率用移相器之间的散乱。还适合于小型化。
(实施例4)
图6展示了本发明的实施例4中的混频电路的框图。
在实施例4中，在向振荡器302的输出直接插入滤波器319这点上与实施例3不同。另外，向与实施例3相同的部分付与了相同的编号，来简化说明。该滤波器319是只使振荡器302的基本信号通过的频带通过滤波器或低通滤波器。
以下，说明如上述那样构成的混频电路的动作。
如果使用使振荡器302进行大振幅动作或线性不好的半导体，则相对于基本输出成分，高频波成分变大。特别由于作为接近振荡器302的基本成分的奇数倍的高频波的3次高频波成分或5次高频波成分具有比较大的电平，所以大多成为问题。
在实施例4中，使用M个混频器，但如果使M为3个则成为实施例2。所以，在作为振荡器302自身的输出信号与基本波相比高频波成分大时，与实施例2相同，大高频波成分成为支配而不能被相位抵消。所以，不能抵消与振荡器302的基本频率的n倍频率有关的干扰信号。
为了进行改善，通过向振荡器302的输出插入滤波器319，能够向M个混频器304、306、308、310、312的另一个输入提供抑制了振荡器302的高频成分的信号。所以，能够确实地抑制失真成分。
另外，为了广频带地进行接收，有必要使振荡器302成为广频带。在广频带的频率下的振荡动作中，由于无论如何高频波成分都会变大，所以插入这样的滤波器319能够有效地改善。该滤波器319可以是固定式的也可以是可变式的，还可以是对应于接收频带进行切换的切换式。
如上所述，在本实施例4中，通过滤波器能够抑制从振荡器输出的高频波成分，能够向所有的第1到第M混频器的另一个输入提供抑制了上述振荡器的高频成分的信号。所以，能够确实地抑制相对于所有的振荡器的基本频率的3倍以上到2M-3倍的频率分别在下侧和上侧只离开IF的干扰信号所造成的干扰。
(实施例5)
图7展示了本发明的实施例5中的混频电路的框图。
在图7中，在实施例5中，在删除了实施例4中的第M个振荡器用移相器311和第M个中间频率用移相器317这一点上不同。向与实施例4相同的部分付与了相同的编号，省略了说明。
在与M-1个混频器304、406、308、310的另一个输入连接的振荡器用移相器303、305、307、309的插入损耗小的情况下，可以删除第M个振荡器用移相器，直接进行连接。另外，在与M-1个混频器304、406、308、310的输入连接的中间频率用移相器313、314、315、316的插入损耗小的情况下，可以删除第M个中间频率用移相器，直接进行连接。能够更多地削减部件。
(实施例6)
图8展示了本发明的实施例6中的混频电路的框图。
在图8中，实施例6中的混频电路由以下部件构成：作为IRM的第2混频电路618(以后记载为混频电路618)、作为HRM的第1混频电路619(以后记载为混频电路619)，这些混频电路618和619通过由电子线路形成的切换装置614、615和616、617适当地被切换。另外，从外部付与该切换装置614、615、616、617的切换信号。另外，混频电路619是如实施例1所示的形式的混频电路。
首先，说明作为IRM的混频电路618。在图8中，输入端子601与切换装置614的端子614a和混频器605的一个输入连接。
混频器605的另一个输入直接与振荡器602连接。另外，该混频器605的输出与输出端子613、切换装置615的端子615a连接。
另外，切换装置614的端子614b与混频器604的一个输入连接，同时振荡器602的输出经由具有-π/2弧度的相位位移的振荡器用移相器603与混频器604的另一个输入连接。另外，混频器604的输出经由具有-3π/2弧度的相位位移的中间频率移相器610与切换装置615的端子615b连接。
下面，说明作为HRM的混频电路619。另外，混频电路619和混频电路618共用混频电路605、混频电路602、输入端子601、和输出端子613。
输入端子601与切换装置616的端子616a连接。该切换装置616的端子616b与混频电路607的一个输入连接，同时混频器607的另一个输入经由具有-π/3弧度的相位位移的振荡器用移相器606与振荡器602的输出连接。另外，混频器607的输出经由具有-5π/3弧度的相位位移的中间频率移相器611与切换装置617的端子617b连接。然后，该切换装置617的端子617a与输出端子613连接。
另外，切换装置616的端子616b与混频器609的一个输入连接，同时混频器609的另一个输入经由具有-2π/3弧度的相位位移的振荡器用移相器608与振荡器602的输出连接。另外，混频器609的输出经由具有-4π/3弧度的相位位移的中间频率移相器612与切换装置617的端子617b连接。
在如上述那样连接的混频电路中，通过使切换装置616、617开，使切换装置614、615关，来选择作为HRM的混频电路619。另外，通过使切换装置616、617关，使切换装置614、615开，能够选择作为IRM的混频电路618。
通过这样的结构，即使有相对于从振荡器602发出的基本频率的3倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号，选择M为3的作为HRM的混频电路619，也能够得到良好的接收状态。另外，在只有图象干扰信号时，选择作为IRM的混频电路618。这样，由于能够根据使用状况和接收状态的优劣适当地进行切换，所以能够降低电力消耗，适用于便携机器等。另外，由于能够根据接收场所进行切换，所以适用于便携机器。
(实施例7)
图9展示了本发明的实施例7中的混频电路的框图。
实施例7中的混频电路由以下部件构成：作为IRM的第4混频电路717(以后记载为混频电路717)、作为HRM的第3混频电路718(以后记载为混频电路718)，这些混频电路717和718通过由电子线路形成的切换装置714、715适当地被切换。另外，从外部付与该切换装置714、715的切换信号。
首先，说明作为IRM的混频电路717。在图9中，701是输入端子，该输入端子701与混频器703的一个输入连接。混频器703的另一个输入直接与振荡器702连接。另外，该混频器703的输出与输出端子713连接。
另外，输入端子701与混频器705的一个输入连接，同时振荡器702的输出经由具有-2π/4弧度的相位位移的振荡器用移相器704与混频器705的另一个输入连接。另外，混频器705的输出经由具有-6π/4弧度的相位位移的中间频率移相器710与输出端子713连接。
输入端子701与切换装置714的端子714a连接。该切换装置714的端子714b与混频电路707的一个输入连接，同时混频器707的另一个输入经由具有-π/4弧度的相位位移的振荡器用移相器706与振荡器702的输出连接。另外，混频器707的输出经由具有-7π/4弧度的相位位移的中间频率移相器711与切换装置715的端子715b连接。然后，该切换装置715的端子715a与输出端子713连接。
另外，切换装置714的端子714b与混频器709的一个输入连接，同时混频器709的另一个输入经由具有-3π/4弧度的相位位移的振荡器用移相器708与振荡器702的输出连接。另外，混频器709的输出经由具有-5π/4弧度的相位位移的中间频率移相器712与切换装置715的端子715b连接。
在如上述那样连接的混频电路中，通过使切换装置714、715开，来选择M为4的作为HRM的混频电路718。另外，通过使切换装置714、715关，来选择作为IRM的混频电路717。
通过这样的结构，在由于相对于从振荡器702发出的基本频率的3倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号、相对于从振荡器702发出的基本频率的5倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号而接收状态恶化时，可以选择M为4的作为HRM的混频电路718。另外，在只由于图象干扰信号而受到干扰时，可以选择作为IRM的混频电路717。设置切换装置714、715来执行这样的选择。另外，由于该混频电路能够降低消耗电力，所以适用于便携机器。
进而，振荡器用移相器706、704、708的相位位移量是-π/4弧度、2×(-π/4)弧度、3×(-π/4)弧度。即，这些相位位移量由于是基本的-π/4弧度的2倍和3倍，所以能够容易地用触发方式设计这些振荡器用移相器706、704、708。
这样，本实施例7在由于相对于从振荡器发出的基本频率的3倍或5倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号而接收状态恶化时，能够切换使M为4的作为HRM的混频电路动作，在只有基于图象干扰信号的干扰时，切换使IRM动作。
所以，能够根据接收状态的优劣适当地进行切换，其结果是能够降低电力消耗。另外，由于能够根据接收场所进行切换，所以适用于便携机器等。
另外，振荡器用移相器的相位位移量是-π/4弧度、2×(-π/4)弧度、3×(-π/4)弧度。即，由于能够设置为具有-π/4弧度的相位位移量的基准振荡器用移相器的2倍和3倍，所以在要求高精度相位时能够容易地用触发方式进行设计。
(实施例8)
图10展示了本发明的实施例8中的混频电路的框图。
实施例8中的混频电路由以下部件构成：作为IRM的第4混频电路816(以后记载为混频电路816)、作为IRM的第5混频电路815(以后记载为混频电路815)、作为HRM的第6混频电路817(以后记载为混频电路817)。这些混频电路816和817通过由电子线路形成的切换装置813、814适当地被切换。另外，从外部付与该切换装置813、814的切换信号。
首先，说明作为IRM的混频电路816。在图10中，输入端子801与混频器803的一个输入连接。混频器803的另一个输入直接与振荡器802连接。另外，该混频器803的输出经由具有-π/2弧度的相位位移的中间频率用移相器810与输出端子812连接。
另外，输入端子801与混频器805的一个输入连接，同时振荡器802的输出经由具有-/2弧度的相位位移的振荡器用移相器804与混频器805的另一个输入连接。另外，混频器805的输出与输出端子812直接连接。
接着，说明作为HRM的混频电路817。另外，在混频电路817中，共用作为IRM的混频电路816和混频电路815的所有部件。
输入端子801与切换装置813的端子813a连接。该切换装置813的端子813b与混频电路807的一个输入连接。混频器807的另一个输入经由具有-π/3弧度的相位位移的振荡器用移相器806与振荡器802的输出连接。另外，混频器807的输出经由具有-π/2弧度的相位位移的中间频率移相器811与切换装置814的端子814b连接。然后，该切换装置814的端子814a与输出端子812连接。
另外，切换装置813的端子813b与混频器809的一个输入连接，同时混频器809的另一个输入经由具有-5π/6弧度的相位位移的振荡器用移相器808与振荡器802的输出连接。另外，混频器809的输出与切换装置814的端子814b直接连接。
在如上述那样连接的混频电路中，通过使切换装置813、814一起开，来选择作为HRM的混频电路817。另外，通过使切换装置813、814一起关，来选择作为IRM的混频电路816。
图11是展示本发明的实施例8中的混频电路的希望信号和图象干扰信号的相位的图。另外，表现了混频器803、805、807、809各部件中的希望信号和图象干扰信号的相位，并没有表现其大小。在此，用实线表示希望信号，用虚线表示图象干扰信号。
以下，利用图11，详细说明希望信号通过而图象干扰信号被抵消的情况。与实施例1所示的从上述式(16)到式(35)相同地考虑相位的计算公式，并利用附图进行说明。
首先，输入到混频器803的一个输入803a的希望信号831、图象干扰信号832的相位都为0弧度。另外，可以设输入到混频器803的另一个输入803b的振荡器802的信号833的相位也是0弧度。另一方面，从混频器803的输出803c输出的希望信号834的相位为0弧度。另外，图象干扰信号835的相位也同样为0弧度。进而，由于这些信号通过中间频率用移相器810只相位位移-π/2弧度，所以中间频率用移相器810的输出810a的希望信号836、图象干扰信号837如图11所示那样。
第2，输入到混频器805的一个输入805a的希望信号838、图象干扰信号839都为0弧度。与混频器803中的希望信号831和图象干扰信号832是相同的。输入到混频器805的另一个输入的805b的从振荡器用移相器804发出的信号840相对于振荡器802只相位位移了-π/2弧度。因此，表现为从混频器805的输出805c输出的希望信号841只相位位移了-π/2弧度，图象干扰信号842只相位位移了+π/2弧度。
第3，输入到混频器807的一个输入807a的希望信号843、图象干扰信号844的相位都为0弧度，与混频器803中的希望信号831和图象干扰信号832是相同的。输入到混频器807的另一个输入的807b的信号845由于经由振荡器用移相器806，所以相对于振荡器802的相位只相位位移了-π/3弧度。另外，从混频器807的输出807c输出的希望信号846只相位位移了-π/3弧度，图象干扰信号847只相位位移了+π/3弧度。进而，由于这些信号通过中间频率用移相器811只相位位移-π/2，所以从中间频率用移相器811的输出811a输出的希望信号848、图象干扰信号849如图11所示那样。
第4，输入到混频器809的一个输入809a的希望信号850、图象干扰信号851的相位都为0弧度，与混频器803中的希望信号831和图象干扰信号832是相同的。输入到混频器809的另一个输入的809b的信号852由于经由振荡器用移相器808，所以相对于振荡器802的相位只相位位移了-5π/6弧度。另外，从混频器809的输出809c输出的希望信号853只相位位移了-5π/6弧度，图象干扰信号854只相位位移了+5π/6弧度。
最后，从输出端子812输出的希望信号的IF信号成分是希望信号836、841、848、853的合成信号。这些希望信号836、841由于是相同相位，它们合成而成为信号855。希望信号848、853相互是相同相位，它们合成而成为信号856。该合成的信号855、856相互具有π/3的相位差，从输出端子812输出对它们进行了矢量合成的信号857。
另外，从输出端子812输出的图象干扰信号的IF信号成分是图象干扰信号837、842、849、854的合成信号。该图象干扰信号837、842是从作为IRM的混频电路816输出的信号，相互具有π弧度的相位差而被抵消。即，这些图象干扰信号成分不被输出。进而，图象干扰信号849、854是从作为IRM的混频电路815输出的信号，相互具有π弧度的相位差而被抵消。即，这些图象干扰信号成分不被输出。即，从输出端子812不输出图象干扰信号。
图12是本发明的实施例8的混频电路中的与从振荡器发出的基本频率对应的3倍的频率相关的干扰信号的相位图。
图12表现了混频器803、805、807、809各部件中相对于振荡器802的基本频率的3倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号的相位，并没有表现其大小。
以下，利用图12，详细说明抵消相对于振荡器802的基本频率的3倍频率在下侧或上侧只离开IF的干扰信号的情况。
首先，输入到混频器803的一个输入803a的作为相对于振荡器802的基本频率的3倍频率在下侧只离开IF的干扰信号Vm1的干扰信号871的相位、作为相对于振荡器802的基本频率的3倍频率在上侧只离开IF的干扰信号Vm2的干扰信号872的相位都为0弧度。另外，可以设输入到混频器803的另一个输入803b的振荡器802的信号873的相位也是0弧度。另一方面，从混频器803的输出803c作为IF成分输出的干扰信号Vm1的干扰信号874、Vm2的干扰信号875的相位都为0弧度。
进而，由于这些信号通过中间频率用移相器810只相位位移-π/2弧度，所以包含在中间频率用移相器810的输出810a的IF信号成分中的干扰信号Vm1的干扰信号876、干扰信号Vm2的干扰信号877如图12所示那样。
第2，输入到混频器805的一个输入805a的作为干扰信号Vm1的干扰信号878和作为干扰信号Vm2的干扰信号879的相位都为0弧度，与混频器803中的干扰信号(Vm1)871和干扰信号(Vm2)872是相同的。输入到混频器805的另一个输入805b的振荡器用移相器804的信号880相对于振荡器802只相位位移3×(-π/2)弧度。因此，表现为从混频器805的输出805c输出的作为IF信号成分的干扰信号(Vm1)881只相位位移3×(-π/2)弧度，干扰信号(Vm2)882只相位位移3×(π/2)弧度。
第3，输入到混频器807的一个输入807a的作为干扰信号Vm1的干扰信号883和作为干扰信号Vm2的干扰信号884的相位都为0弧度，与混频器803中的干扰信号(Vm1)871和干扰信号(Vm2)872是相同的。输入到混频器807的另一个输入807b的信号885由于经由振荡器用移相器806，所以相对于振荡器802的相位只相位位移3×(-π/3)弧度。另外，从混频器807的输出807c输出的作为IF信号成分的干扰信号(Vm1)886只相位位移3×(-π/3)弧度，干扰信号(Vm2)887只相位位移3×(π/3)弧度。进而，由于这些信号通过中间频率用移相器811只相位位移-/2弧度，所以从中间频率用移相器811的输出811a输出的作为IF信号成分的干扰信号(Vm1)888、干扰信号(Vm2)889如图12所示那样。
第4，输入到混频器809的一个输入809a的作为干扰信号Vm1的干扰信号890和作为干扰信号Vm2的干扰信号891的相位都为0弧度，与混频器803中的干扰信号(Vm1)871和干扰信号(Vm2)872是相同的。输入到混频器809的另一个输入809b的信号892由于经由振荡器用移相器808，所以相对于振荡器802的相位只相位位移3×(-5π/6)弧度。
因此，表现为从混频器809的输出809c输出的IF信号成分的干扰信号(Vm1)893只相位位移3×(-5π/6)弧度，干扰信号(Vm2)894只相位位移3×(5π/6)弧度。
最后，从输出端子812输出的干扰信号Vm1的IF成分是干扰信号876、干扰信号888和干扰信号893的合成信号。该干扰信号876和干扰信号881相互具有π弧度的相位差而被抵消。另外，干扰信号888和干扰信号893相互具有π弧度的相位差而被抵消。
另外，从输出端子812输出的干扰信号Vm2的IF成分是干扰信号877、干扰信号882、干扰信号889和干扰信号894的合成信号。该干扰信号877和干扰信号889相互具有π弧度的相位差而被抵消。另外，干扰信号882和干扰信号894相互具有π弧度的相位差而被抵消。即，从输出端子812不输出干扰信号Vm2的IF信号成分。
通过这样的结构，在由于相对于从振荡器802发出的基本频率的3倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号、相对于从振荡器802发出的基本频率的5倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号而接收状态恶化时，可以选择作为HRM的混频电路817。另外，在只由于图象干扰信号而受到干扰时，可以选择作为IRM的混频电路816。图10所示的结构能够进行这样的切换。由于通过适当地切换切换装置813、切换装置814能够降低消耗电力，所以适用于便携机器等。
作为HRM的混频电路817由作为IRM的混频电路816和作为IRM的混频电路815构成。分别设计振荡器用移相器806、808，使得相对于输入到该混频电路816内的混频器803和混频器805的另一个端子的从振荡器802输出的相位位移量，使输入到该混频电路815内的混频器807和混频器809的另一个端子的从振荡器802输出的相位位移差分别具有-π/3弧度。因此，在M为4的作为HRM的实施例8中，与需要相位位移量不同的3个中间频率用移相器相对，成为与实施例1的相位位移量相同的2个中间频率用移相器。即，在能够削减部件的同时，能够至少减小中间频率用移相器810、811的相位差，提高对与振荡器802的基本输出成分所产生的高频波成分有关的干扰信号抑制度。
所以，在采用了本实施例8所示的混频电路的接收机等中，能够根据接收状态的优劣适当地进行切换，并能够根据接收场所降低电力消耗，因而适用于便携机器等。
另外，由于第3混频电路和第5混频电路的中间频率用移相器的相位位移可以同时使用-π/2弧度，所以能够抑制散乱，能够提高对干扰的抑制度。
(实施例9)
图13是本发明的实施例9的混频电路和高频信号接收装置的框图。
在图13中，本发明的实施例的高频接收装置对输入到输入端子901的高频信号通过前置滤波器902使希望信号以外的信号衰减后，输入到混频电路904。另外，该混频电路904的输出与输出端子905连接，输出IF信号。在此，作为该混频电路904使用从本发明的实施例1到实施例8的混频电路。
在此，在混频电路904是混频器的个数为3的HRM的情况下，能够抑制图象干扰信号、混频电路904内的相对于从振荡器发出的基本频率的3倍频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号、相对于从振荡器802发出的基本频率的5倍频率在下侧只离开IF的干扰信号。所以，能够缓和前置滤波器902的衰减特性，因而能够小型化和低成本化。
另外，本实施例中的高频波接收装置的混频电路904并不只限于混频器的个数M为3的HRM的情况，可以是从上述实施例1到实施例8所示的本发明的任何一个混频电路。
另外，在本实施例9中，作为混频电路904可以采用实施例3记载的混频电路。通过这样，使M为3以上，能够消除相对于从振荡器发出的基本频率的从3倍以上到2M-3倍的频率分别在下侧和上侧只离开IF的干扰信号相关的干扰。能够在广范围的频率内缓和上述量的上述滤波器的衰减特性，进而能够小型化和低成本化。
(实施例10)
图14是本发明的实施例10的混频电路和高频信号接收装置的框图。
在图14中，本实施例的高频波接收装置对输入到输入端子1001的高频信号通过前置滤波器1002使希望信号以外的信号衰减后，输入到混频电路1004。另外，该混频电路1004的输出与解调电路1005连接。该解调电路1005的输出与输出端子1006连接。然后，从该输出端子1006输出解调信号。进而，解调电路1005的输出与检测信号质量的检测电路1007连接，接收该检测电路1007的信号，切换用控制电路1008进行动作，根据该输出信号控制混频电路1004内的切换装置。
即，在通过检测电路1007检测出接收状态恶化时，通过切换用控制电路1008将混频电路1004内的切换装置从低消耗电力的IRM切换到干扰性能非常优越的HRM，改善了接收状态，这样能够对应于接收状态选择最适合的电路。在此，混频电路1004使用从实施例6到实施例8所示的混频电路。
在本实施例10中，作为混频电路1004可以采用实施例6记载的混频电路。通过这样，在通过检测电路1007检测出接收状态恶化时，通过切换用控制电路1008将混频器的切换装置从低消耗电力的IRM切换到干扰特性非常优越的HRM，能够改善接收状态。其结果是，能够对应于接收状态选择最适合的电路。
另外，在本实施例10中，作为混频电路1004可以采用实施例7所记载的混频电路。通过这样，在通过检测电路检测出接收状态恶化时，通过切换用控制电路将混频器内的切换装置从低消耗电力的IRM切换到干扰特性更加优越的M＝4的HRM，能够改善接收状态。其结果是，能够对应于接收状态选择最适合的电路。
如上所述通过本发明，能够提供抑制图象干扰信号、相对于振荡器的高频波的频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号的混频电路。所以，本发明的混频电路能够在接收高频波信号时充分抑制实质成为问题的干扰。所以，如果在高频信号接收装置中使用本发明的混频电路，则能够保持良好的接收状态。
进而，本发明的混频电路能够抑制相对于振荡器的高频波的频率在上侧和下侧只离开IF的干扰信号，因而能够缓和与混频器的输入连接的前置滤波器衰减特性。所以，如果在高频波接收装置中使用本发明的混频电路，则能够小型化和低成本化。

Claims (18)

1.一种混频电路，其特征在于包括：
振荡器；
在向一个输入供给高频信号的同时，向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的第1混频器；
供给从上述第1混频器发出的输出的输出端子；
向另一个输入供给上述高频信号的第2混频器；
连接在上述第2混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-π/3弧度相位位移的第1振荡器用移相器；
连接在上述第2混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第2混频器的输出相位位移-5π/3弧度的第1中间频率用移相器；
向一个输入供给上述高频信号的第3混频器；
连接在上述第3混频器的另一个输入和上述振荡器的输出信号之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-2π/3弧度相位位移的第2振荡器用移相器；
连接在上述第3混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第3混频器的输出相位位移-4π/3弧度的第2中间频率用移相器，其中
向上述第1混频器的另一个输入、第2混频器的另一个输入和上述第3混频器的另一个输入分别设置限幅电路。
2.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于：
还具备插入到上述振荡器的输出的，使上述振荡器的基本输出成分通过的滤波器。
3.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于：
上述第1振荡器用移相器和上述第2振荡器用移相器由触发器形式构成，
上述第1中间频率用移相器和上述第2中间频率用移相器由多相滤波器构成。
4.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于：
上述第1振荡器用移相器、上述第2振荡器用移相器、上述第1中间频率用移相器和上述第2中间频率用移相器由多相滤波器构成。
5.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于：
上述第1中间频率用移相器和上述第2中间频率用移相器由触发器形式构成。
6.一种混频电路，其特征在于包括：
振荡器；
分别向一个输入供给高频信号，分别向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的M(M为3以上的自然数)个混频器；
供给上述各个混频器的输出的输出端子；
连接在上述M个混频器中的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个混频器的另一个输入和上述振荡器之间，使上述振荡器的输出信号相位位移-Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个振荡器用移相器；
连接在上述K个混频器的输出和上述输出端子之间，使上述第K个混频器的输出相位位移-2π+Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个中间频率用移相器，其中
向上述各个混频器的另一个输入分别设置限幅电路。
7.根据权利要求6所述的混频电路，其特征在于：
还具备插入到上述振荡器的输出的，使上述振荡器的基本输出成分通过的滤波器。
8.根据权利要求6所述的混频电路，其特征在于：
上述第M个混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间直接连接，同时上述第M个混频器的输出和上述输出端子之间直接连接。
9.一种混频电路，其特征在于包括：
具备
振荡器、
在向一个输入供给高频信号的同时，向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的第1混频器、
供给从上述第1混频器发出的输出的输出端子、
向另一个输入供给上述高频信号的第2混频器、
连接在上述第2混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-π/3弧度相位位移的第1振荡器用移相器、
连接在上述第2混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第2混频器的输出相位位移-5π/3弧度的第1中间频率用移相器、
向一个输入供给上述高频信号的第3混频器、
连接在上述第3混频器的另一个输入和上述振荡器的输出信号之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-2π/3弧度相位位移的第2振荡器用移相器、
连接在上述第3混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第3混频器的输出相位位移-4π/3弧度的第2中间频率用移相器，并且
向上述第1混频器的另一个输入、第2混频器的另一个输入和上述第3混频器的另一个输入分别设置了限幅电路的第1混频电路；
共用上述第1混频器和上述振荡器，形成了图象拒波混频器的第2混频电路；
能够根据切换用控制电路的信号，切换上述第1混频电路和上述第2混频电路的切换装置。
10.一种混频电路，其特征在于包括：
具备
振荡器、
分别向一个输入供给高频信号，分别向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的M(M为3以上的自然数)个混频器、
供给上述各个混频器的输出的输出端子、
连接在上述M个混频器中的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个混频器的另一个输入和上述振荡器之间，使上述振荡器的输出信号相位位移-Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个振荡器用移相器、
连接在上述K个混频器的输出和上述输出端子之间，使上述第K个混频器的输出相位位移-2π+Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个中间频率用移相器，并且
向上述各个混频器的另一个输入分别设置限幅电路，
上述第M个混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间直接连接，同时上述第M个混频器的输出和上述输出端子之间直接连接，
上述M的值为4的第3混频电路；
共用上述第3混频电路内的部件的图象拒波混频器；
能够根据切换用控制电路的信号，切换上述第3混频电路和上述图象拒波混频器的切换装置。
11.一种混频电路，其特征在于包括：
由图象拒波混频器形成的第4混频电路；
由图象拒波混频器形成的第5混频电路；
至少由上述第4混频电路和上述第5混频电路共用的振荡器；
将相对于从上述振荡器输入到第4混频电路的信号分别相位位移了-π/3弧度的信号供给到上述第5混频电路的振荡器用移相器；
并联连接上述第4混频电路和上述第5混频电路而成的第6混频电路；
能够根据切换用控制电路的信号，切换上述第4混频电路和上述第6混频电路的切换装置。
12.根据权利要求6所述的混频电路，其特征在于：
至少将上述混频器和上述振荡器用移相器集成在同一封装中。
13.根据权利要求6所述的混频电路，其特征在于：
至少将上述混频器、上述振荡器用移相器和上述中间频率用移相器集成在同一封装中。
14.一种高频信号接收装置，其特征在于包括：
供给高频信号的前置滤波器；
具备
振荡器、
在向一个输入供给上述前置滤波器的输出的同时，向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的第1混频器、
供给从上述第1混频器发出的输出的输出端子、
向另一个输入供给上述前置滤波器的输出的第2混频器、
连接在上述第2混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-π/3弧度相位位移的第1振荡器用移相器、
连接在上述第2混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第2混频器的输出相位位移-5π/3弧度的第1中间频率用移相器、
向一个输入供给上述前置滤波器的输出的第3混频器、
连接在上述第3混频器的另一个输入和上述振荡器的输出信号之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-2π/3弧度相位位移的第2振荡器用移相器、
连接在上述第3混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第3混频器的输出相位位移-4π/3弧度的第2中间频率用移相器，并且
向上述第1混频器的另一个输入、第2混频器的另一个输入和上述第3混频器的另一个输入分别设置限幅电路的混频电路；
供给上述混频电路的输出信号的输出端子，其中
上述前置滤波器缓和：成为图象干扰信号、相对于上述混频电路内的振荡器的基本频率的3倍频率在下侧和上侧只离开中间频率的干扰信号的频率的衰减特性。
15.一种高频信号接收装置，其特征在于包括：
供给高频信号的前置滤波器；
具备
振荡器、
分别向一个输入供给上述前置滤波器的输出，分别向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的M(M为3以上的自然数)个混频器、
供给上述各个混频器的输出的输出端子、
连接在上述M个混频器中的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个混频器的另一个输入和上述振荡器之间，使上述振荡器的输出信号相位位移-Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个振荡器用移相器、
连接在上述K个混频器的输出和上述输出端子之间，使上述第K个混频器的输出相位位移-2π+Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个中间频率用移相器，并且
向上述各个混频器的另一个输入分别设置限幅电路的混频电路；
供给上述混频电路的输出信号的输出端子，其中
上述前置滤波器缓和：成为图象干扰信号、相对于上述振荡器的基本频率的3倍以上的频率在下侧和上侧只离开中间频率的干扰信号的频率的衰减特性。
16.一种高频信号接收装置，其特征在于包括：
输入高频信号的前置滤波器；
具备第1混频电路、
共用上述第1混频器和上述振荡器，形成了图象拒波混频器的第2混频电路、
能够根据切换用控制电路的信号，切换上述第1混频电路和上述第2混频电路的切换装置的混频电路，其中的
第1混频电路具备
振荡器、
在向一个输入供给上述前置滤波器的输出的同时，向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的第1混频器、
供给从上述第1混频器发出的输出的输出端子、
向另一个输入供给上述前置滤波器的输出的第2混频器、
连接在上述第2混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-π/3弧度相位位移的第1振荡器用移相器、
连接在上述第2混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第2混频器的输出相位位移-5π/3弧度的第1中间频率用移相器、
向一个输入供给上述前置滤波器的输出的第3混频器、
连接在上述第3混频器的另一个输入和上述振荡器的输出信号之间，同时使上述振荡器的输出信号相对于上述第1混频器的另一个输入的相位，进行-2π/3弧度相位位移的第2振荡器用移相器、
连接在上述第3混频器的输出和上述输出端子之间，同时使上述第3混频器的输出相位位移-4π/3弧度的第2中间频率用移相器，并且
向上述第1混频器的另一个输入、第2混频器的另一个输入和上述第3混频器的另一个输入分别设置了限幅电路；
输入上述混频电路的输出信号的解调电路；
供给上述解调电路的输出信号的输出端子；
在供给上述解调电路的输出信号的同时，检测上述高频信号的信号质量的检测电路；
插入到上述检测电路的输出和上述混频电路内的切换装置之间，根据上述检测电路的输出切换上述切换装置的切换用控制电路。
17.一种高频信号接收装置，其特征在于包括：
输入高频信号的前置滤波器；
具备第3混频电路、
共用上述第3混频电路内的部件的图象拒波混频器、
能够根据切换用控制电路的信号，切换上述第3混频电路和上述图象拒波混频器的切换装置的混频电路，其中的
第3混频电路具备
振荡器、
分别向一个输入供给上述前置滤波器的输出，分别向另一个输入供给上述振荡器的输出信号的M(M为3以上的自然数)个混频器、
供给上述各个混频器的输出的输出端子、
连接在上述M个混频器中的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个混频器的另一个输入和上述振荡器之间，使上述振荡器的输出信号相位位移-Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个振荡器用移相器、
连接在上述K个混频器的输出和上述输出端子之间，使上述第K个混频器的输出相位位移-2π+Kπ/M弧度的第K(K为从1到M依次加1的自然数)个中间频率用移相器，并且
向上述各个混频器的另一个输入分别设置限幅电路，
上述第M个混频器的另一个输入和上述振荡器的输出之间直接连接，同时上述第M个混频器的输出和上述输出端子之间直接连接，
上述M的值为4；
输入上述混频电路的输出信号的解调电路；
供给上述解调电路的输出信号的输出端子；
在供给上述解调电路的输出信号的同时，检测上述高频信号的信号质量的检测电路；
插入到上述检测电路的输出和上述混频电路内的切换装置之间，根据上述检测电路的输出切换上述切换装置的切换用控制电路。
18.一种高频信号接收装置，其特征在于包括：
输入高频信号的前置滤波器；
具备由图象拒波混频器形成的第4混频电路、
由图象拒波混频器形成的第5混频电路、
至少由上述第4混频电路和上述第5混频电路共用的振荡器、
将相对于从上述振荡器输入到第4混频电路的信号分别相位位移了-π/3弧度的信号供给到上述第5混频电路的振荡器用移相器、
并联连接上述第4混频电路和上述第5混频电路而成的第6混频电路、
能够根据切换用控制电路的信号，切换上述第4混频电路和上述第6混频电路的切换装置，并且
输入上述前置滤波器的输出信号的混频电路；
输入上述混频电路的输出信号的解调电路；
供给上述解调电路的输出信号的输出端子；
在供给上述解调电路的输出信号的同时，检测上述高频信号的信号质量的检测电路；
插入到上述检测电路的输出和上述混频电路内的切换装置之间，根据上述检测电路的输出切换上述切换装置的切换用控制电路。
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