JP4874983B2

JP4874983B2 - デジタル発生中間周波を有する受信器アーキテクチャ

Info

Publication number: JP4874983B2
Application number: JP2007535904A
Authority: JP
Inventors: シーンドリプ，キショア; モンテマイヤー，レイモンド; イェ，シェン; チャン，グレン; リング，カーティス
Original assignee: マックスリニアー，インコーポレイティド
Priority date: 2004-10-12
Filing date: 2005-10-12
Publication date: 2012-02-15
Anticipated expiration: 2025-10-12
Also published as: EP2088681A2; US8306157B2; EP2088681B1; CA2583654A1; EP1810411A2; WO2006044372A2; US20060083335A1; US20110009080A1; WO2006044372A3; EP2088681A3; CA2583654C; JP2008516536A

Description

本開示は電子信号処理に関する。より特定すれば，本開示は無線周波（ＲＦ）受信器及び受信器アーキテクチャに関する。

典型的な周波数分割多重通信システムにおいては，複数の送信信号が同時に既定の運用帯域を占有する。運用帯域内の信号は，所定の通信標準によって動作し，それによって予測可能な動作範囲内にエネルギを持つことができる。通信標準はまた，隣接チャネル間の周波数間隔及びチャネル帯域幅も規定することができる。また通信標準は，変調種別，情報レート，チャネル外の振る舞い，及びほかの信号パラメータ，のような信号パラメータも規定する。

このほかにも運用帯域外で運用される多くの信号源があり得る。運用帯域内の信号と異なり帯域外の信号は，普通帯域内信号の振る舞いを規制する通信標準によって規制されることはない。その結果，帯域外信号は帯域内信号に比べて相当に大きなエネルギを有するかもしれないし，変調種別，帯域外の振る舞い，及びほかのパラメータを含む別の信号パラメータによって動作するかもしれない。

受信器は所望のチャネルに同調するために，予期しない干渉源だけでなく既知の運用帯域内で起きる既知の干渉源も含む不要なチャネルの影響をほとんど除去する必要がある。

さまざまな通信標準をサポートするために，多くの受信器実装が開発されてきた。電子デバイスの物理サイズが減少している一方でデバイスの複雑さが増加し，性能が向上する傾向は，進行中の開発に極めて大きな制約を与えている。

例えば，携帯電話機及びコードレス電話機のサイズは，デバイスの品質が向上し，デバイスに追加の機能が付け加えられつつある反面，小さくなり続けている。類似して，ラジオやテレビ受像機は，物理サイズが減少する一方で特徴及び動作モードを改善するために，常に再設計され続けている。テレビ受信機の画面サイズは大きくなり続けているが，平板型のスクリーン及び奥行きを短くできる技術の進歩によって，電子回路が利用可能な容積は大いに減少している。

受信信号の品質を犠牲にすることなく複数のモード又は複数の周波数帯域で動作するように，受信器の能力を向上させることが望ましい。更に，現在利用可能な実装に比べてサイズと，費用と，電力消費と，を最小化する受信器の実装が望ましい。

受信信号をベースバンド信号又は低中間周波（ＩＦ）信号にダウンコンバートするように構成したＲＦフロントエンドを含むように，受信器を構成することができる。受信器は，多くの干渉源が存在するＲＦから所望の信号をろ波及びチャネル選択するために，ベースバンド又は低ＩＦ信号にダウンコンバートすることができる。ろ波したベースバンド信号又は低ＩＦ信号は，デジタル表現に変換することができる。デジタル表現した信号は，デジタル領域でプログラム可能ＩＦ周波数へアップコンバートすることができる。デジタルＩＦ信号は，旧式のハードウェアで処理できるアナログＩＦ信号に変換することができる。

本開示は，入力信号を第１周波数帯域内の信号にダウンコンバートするように構成したダウンコンバータと，ダウンコンバータに接続し，第１周波数帯域内の信号をデジタル化して第１周波数帯域のデジタル表現した信号を発生するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と，第１周波数帯域内のデジタル表現した信号を第２周波数帯域内のデジタル表現した信号にアップコンバートするよう構成したデジタルアップコンバータと，を含む受信器を含む。

本開示は，受信信号を同相ベースバンド信号成分にダウンコンバートするように構成した第１周波数変換器と，受信信号を直交ベースバンド信号成分にダウンコンバートするように構成した第２周波数変換器と，前記第１周波数変換器に接続され，前記同相ベースバンド信号成分について少なくとも部分チャネル選択を行うように構成した第１アナログフィルタと，前記第１周波数変換器に接続され，前記直交ベースバンド信号成分について少なくとも部分チャネル選択を行うように構成した第２アナログフィルタと，前記第１アナログフィルタに接続され，前記同相ベースバンド信号成分をデジタル同相ベースバンド信号成分に変換するように構成した第１アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と，前記第２アナログフィルタに接続され，前記直交ベースバンド信号成分をデジタル直交ベースバンド信号成分に変換するように構成した第２ＡＤＣと，前記第１ＡＤＣに接続され，前記デジタル同相ベースバンド信号成分をデジタルろ波してデジタルろ波同相ベースバンド信号成分を発生するように構成した第１デジタルフィルタと，前記第２ＡＤＣに接続され，前記デジタル直交ベースバンド信号成分をデジタルろ波してデジタルろ波直交ベースバンド信号成分を発生するように構成した第２デジタルフィルタと，前記デジタルろ波同相ベースバンド信号成分を，所望中間周波（ＩＦ）のデジタルろ波同相ベースバンド信号にデジタルアップコンバートするように構成した第１デジタルアップコンバータと，前記デジタルろ波直交ベースバンド信号成分を，前記所望ＩＦのデジタルろ波直交ベースバンド信号にデジタルアップコンバートするように構成した第２デジタルアップコンバータと，前記同相ＩＦ信号成分と，前記直交ＩＦ信号成分と，を結合するように構成したデジタル信号結合器と，を含む受信器を含む。
を備える。

本開示は，入力信号を第１周波数帯域の中間信号に周波数変換するステップと，前記中間信号をデジタル化するステップと，前記中間信号を第２周波数帯域にデジタル変換するステップと，を有する信号受信方法を含む。

本開示は，直交検波受信器を較正する方法を含む。この方法は，前記直交検波受信器の信号経路に較正信号を注入するステップと，前記直交検波受信器の振幅不均衡及び位相不均衡を検出するステップと，前記振幅不均衡に基づいて同相信号経路及び直交信号経路のうち少なくとも一方の利得を調整するステップと，前記位相不均衡に基づいて前記同相信号経路及び前記直交信号経路のうち少なくとも一方の位相を調整するステップと，を有する。

本開示は，較正信号を発生するように較正した信号発生器と，前記較正信号を前記直交検波受信器の信号経路に接続する接続器と，前記較正信号を前記信号経路に接続したとき，同相信号成分及び直交信号成分を検出するように較正した検波器と，同相信号経路及び直交信号経路のうち少なくとも一方の利得を調整するように構成した利得フィードバックモジュールと，前記同相信号経路及び前記直交信号経路のうち少なくとも一方の位相を調整するように構成した位相フィードバックモジュールと，を含む直交検波受信器較正装置を含む。

本開示の実施例の特徴と，目的と，利点とは，以降の詳細な説明及び添付の図面を参照すればより明白になるであろう。図中の類似の要素は，類似の参照符号を有する。

受信器アーキテクチャは，次のように開示されている。すなわち受信器は，ゼロ中間周波（ＩＦ）又は低ＩＦへの変換を行い，折り返しノイズ除去（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ）及び部分チャネル選択のためのろ波を行い，ゼロＩＦ又は低ＩＦ信号をデジタル領域に変換し，（例えば混合のような）デジタル処理によって任意の中間周波への周波数変換を行い，そしてデジタルアナログ変換器によって信号をアナログ領域に逆変換する。

この方法は受信器に次のようなかぎとなる利点をもたらす。すなわち，単一チップ実装に適したアーキテクチャと，アナログ及びデジタルの標準に適合する柔軟なチャネル選択及びＩＦろ波と，低ＩＦ又は直接変換のいずれかを選択できるハイブリッド動作と，柔軟なＩＦ選択と，同相及び直交信号経路からＩＦへのデジタル実装によるおよそ完全な変換と，デジタルのベースバンド及び低ＩＦ処理を行う選択機能と，広範な既存の復調プロセッサが利用できるアナログ出力と，である。

開示された受信器は，多くの不要なチャネル（「干渉源」）の中から比較的狭帯域の信号（所望の「チャネル」）を選択し，干渉源をろ波して除き，そしてスプリアス信号と，歪みと，ノイズとを最小限に抑えて，所望のチャネルを既存の復調器に適合する任意のＩＦに変換するように構成してもよい。

受信器は低ＩＦ又はゼロＩＦ変換を行うように構成され，それによってベースバンド又は低ＩＦにおいて比較的低消費電力で，効率の良いろ波ができる。ダウンコンバートした信号をデジタル化する。これによって，下りストリームのデジタル信号処理を実現する一方で，チャネル選択によって行われる自然な折り返しノイズ除去を利用する。

次に受信器はデジタル領域において所望のＩＦへのアップコンバートを行う。デジタルアップコンバートは，Ｉ経路とＱ経路との間の不一致がほとんどないように処理を行うことができ，それによってほとんどすべてのＩＦフィードスルー及び貧弱な複素イメージ周波除去をなくすことができる。得られたデジタルＩＦ信号はアナログ領域に変換され，ＩＦにおいてチップ上の折り返しノイズ除去フィルタを用いてろ波される。これによって既存の復調器の範囲に適合するアナログＩＦ信号を発生することができる。

受信器は，デジタルベースバンド部を有するゼロＩＦ又は低ＩＦ受信器と，デジタルＩＦ発生器と，出力信号をアナログ領域に逆変換するデジタル実装送信器と，を集めて実現することができる。普通出力中間周波は，比較的低消費電力の，低複雑度回路でデータ変換を行うことができるように十分低い周波数であることが所望されるため，この受信器アーキテクチャは特に有利である。

図１に，システム１０内のデジタルＩＦ発生を実現している受信器１００の実施例の簡略化した機能ブロック図を示す。以降の記載は，テレビ受信機として動作するように構成したシステム１０の実施例を説明するものである。しかしながらシステム１０は，多数のシステムのうちいずれであってもよい。例えばシステム１０は，テレビ受信機，セットトップボックス，若しくはビデオレコーダ又はあるほかのテレビ受信機内に組み込まれたテレビチューナであってもよい。ほかの実施例においては，システム１０はラジオ受信機，無線トランシーバ，電話受話器，携帯電話機，コードレス電話機，又はあるほかの通信デバイスであってもよい。

システム１０は，１以上の信号源に接続できる信号源スイッチ１２を含んでもよい。例えば，第１信号源入力はアンテナ２に接続し，第２信号源入力は，ＣＡＴＶ分配器に接続されたケーブルのような有線信号源に接続してもよい。信号源スイッチ１２は，受信機１００に対して１種類だけの信号を接続するものに限らない。例えば信号源スイッチ１２は，例えばアンテナ２を介してテレビ信号源に接続し，例えばケーブル４を介してラジオ信号源に接続してもよい。

信号源スイッチ１２は，任意の信号源からの信号のうちいずれか１つを受信器１００の入力に接続するように構成してもよい。例えば受信器１００は，ＮＴＳＣ，ＰＡＬ，ＳＥＣＡＭ，又はあるほかのアナログテレビ標準のようなアナログテレビ標準によるアナログテレビ信号のような信号源から受信したテレビ信号を，選択的に処理するように構成してもよい。また受信器１００は，信号源のうち１つから受信した，ＤＶＢ−Ｔデジタルテレビ信号のようなデジタルテレビ信号を処理するように構成してもよい。

受信器１００は信号源スイッチ１２からＲＦ信号を受信することができ，信号を出力ＩＦにダウンコンバートすることができる。受信器１００からの出力ＩＦは復調器５０へ，そして復調器５０からベースバンドプロセッサ６０へ接続できる。１つの実施例において復調器５０は，所定のＩＦでテレビ信号を復調するように構成してもよい。復調されたテレビ信号はベースバンドプロセッサ６０に伝えられ，ベースバンドプロセッサ６０は，例えば信号を対応するビデオ及びオーディオ出力デバイス（図示されていない）に対するビデオ及びオーディオ信号に，信号を整えるように構成してもよい。

またシステム１０は，例えばユーザ選択又はユーザ制御である外部信号源（図示されていない）からモード選択入力を受信するように構成できるモード選択モジュール２０を含んでもよい。モードは，受信器１００の動作モードに対応し，特定の動作帯域と，チャネル間隔と，チャネル帯域幅と，出力ＩＦとを判定するために用いてもよい。

モード選択モジュール２０は，チャネル選択モジュール３０に接続される。チャネル選択モジュール３０はモード選択モジュール２０に接続され，所望の局部発振器（ＬＯ）制御信号を発生するように構成してもよい。チャネル選択モジュール３０は，所望のＲＦ信号を受信し，所望の出力ＩＦを生成できるように，受信器１００のＬＯ周波数を調整させるために必要な制御信号を発生させることができる。またチャネル選択モジュール３０は，所望のチャネル選択を示すことができるユーザインタフェース，又はあるほかのモジュール，又はデバイスのような外部信号源（図示されていない）からの１以上の入力信号を受信することができる。

チャネル選択モジュール３０は，受信器１００内のＲＦＬＯ及びＩＦＬＯを独立に制御することができる。例えばチャネル選択モジュール３０は，モード及び所望チャネルの双方に応じた周波数にＲＦＬＯを調整することができる。またチャネル選択モジュール３０は，ＩＦＬＯの周波数を制御するように構成してもよいし，所望モードだけに応じてＩＦＬＯを制御するように構成してもよい。ほかの実施例においては，チャネル選択モジュール３０は各チャネルに対してＲＦ周波数及びＬＯ周波数双方を調整するように構成してもよい。

またチャネル選択モジュール３０は，受信器１００の較正を制御するように構成してもよい。較正は，ＤＣオフセット較正及び同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号とのバランス調整を含んでもよい。例えばチャネル選択モジュール３０は受信器１００内のＲＦスイッチを制御してもよいし，ＤＣオフセット較正を開始してもよい。もう１つの実施例においては，受信器１００内の較正モジュールは，チャネル選択信号及びフィルタ制御信号を受信し，ＤＣオフセット較正を開始し，ＤＣオフセット較正の期間中にＲＦスイッチ及びフィルタ帯域幅を制御することができる。

またフィルタコントローラ４０を，モード選択モジュール２０に接続してもよい。フィルタコントローラ４０は，受信器１００内の１以上のフィルタ帯域幅を制御する信号を受信器１００に提供するように構成してもよい。フィルタコントローラ４０は，受信器１００に必要な，動作モードに応じたチャネル選択度に基づいてフィルタ帯域幅を設定するように構成してもよい。

またフィルタコントローラ４０は，チャネル選択モジュール３０と通信してもよい。フィルタコントローラ４０は，各チャネル変更に続く所定の較正期間中，受信器１００内のフィルタを所定の帯域幅に制御するように構成してもよい。例えばフィルタコントローラ４０は，ＤＣオフセット較正の期間はフィルタを最小の帯域幅に調整するように構成してもよい。あるいは受信器１００内の較正モジュールが，較正期間中フィルタ帯域幅を制御するように構成してもよい。

システム１０にはプロセッサ７２及び関連するメモリ７４が含まれ，各モジュール内で１以上の機能を実行するように構成できる。例えばメモリ７４は，プロセッサ７２が実行するとシステム１０内の種々のモジュール機能のうちいくつか又はすべてを実行することができるソフトウェア形態の，プロセッサ７２が利用できる１以上の命令を含むことができる。

図２は，１以上の集積回路（ＩＣ）の，１以上の基板上に実装できる受信器１００の実施例の簡略化した機能ブロック図である。いくつかの実施例においては，受信器全体を単一のＩＣ上に集積すると有利である。ほかの実施例においては，受信器１００の一部を第１ＩＣ又は第１基板上に集積し，受信器１００の残りの部分を第２ＩＣ又は第２基板上に集積すると有利である。第１基板及び第２基板は単一のパッケージ内に実装することもできるし，別個のパッケージ内に実装してもよい。例えば受信器１００内の信号経路を第１基板上に実装し，１以上の局部発振器を第２基板上に実装して，１以上の相互接続によって第１基板と接続してもよい。

図２に示す信号相互接続は不平衡型信号接続のように見えるが，一般に相互接続のいくつか又はすべては平衡型接続で実装してもよいと理解される。例えばノイズ削減のために，平衡型相互接続で実装すると有利である。

受信器１００の各部分はデジタルで実装して，デジタル表現した信号を処理するように構成することができる。受信器１００内のデジタル信号処理及びデジタル部分を有する受信器１００の実施例については，後続の図面で更に詳細に説明される。図２に示す実施例においては，種々のブロック及びモジュールの機能に説明を絞ることができるように，デジタル部分を明示していない。

受信器１００は，受信器１００の入力において信号を受信し，その信号を増幅するように構成したＲＦ増幅器１０２を含んでもよい。ＲＦ増幅器１０２は，信号を例えばアンテナとの相互接続，若しくは，不平衡型有線，平衡型有線，より対線，同軸ケーブル，伝送線路，導波管，光ファイバ上の光信号を受信するように構成した光受信器，及びその類似物，又はあるほかの信号媒体のような有線接続との相互接続から受信するように構成してもよい。

ＲＦ増幅器１０２は，用途に応じていくつかの異なる実施例のうちいずれか，又は実施例の組合せとして構成してもよい。１つの実施例においてはＲＦ増幅器１０２は低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）であってもよい。もう１つの実施例においてはＲＦ増幅器１０２は可変利得増幅器であって，ＲＦ増幅器の利得を受信器１００への１以上の制御線（図示されていない）によって選択できる。ＲＦ増幅器１０２が可変利得増幅器である実施例においては，ＲＦ増幅器１０２の利得は，自動利得制御（ＡＧＣ）ループ（図示されていない）のような利得制御ループの一部であってよい。ＲＦ増幅器１０２は，１段増幅器として構成することもできるし，多段増幅器であってもよい。多段増幅器を用いるときは，直列増幅器構成，並列増幅器構成，又は直列並列組合せ増幅器構成であってよい。

ＲＦ増幅器１０２の出力は，ここでは第１混合器１１２及び第２混合器１１４として示す第１及び第２周波数変換モジュールの入力に接続される。第１混合器１１２及び第２混合器１１４は混合器として示しているが，どのような種別の周波数変換デバイスであってもよい。例えば第１混合器１１２及び第２混合器１１４は，２重平衡型混合器，２重直交型混合器，高調波除去混合器，干渉計，又はあるほかの種別の周波数変換デバイスであってよい。第１混合器１１２及び第２混合器１１４は，同相（Ｉ）周波数変換信号成分及び直交（Ｑ）周波数変換信号成分を発生するように構成してもよい。説明のために，第１混合器１１２は同相信号経路の一部として示し，第２混合器１１４は直交信号経路の一部として示す。

ＲＦＬＯ１２０は，受信ＲＦ信号をベースバンド信号又は低中間周波（ＩＦ）信号に変換するための局部発振器信号を発生するように構成できる。ここで用いているベースバンド信号という用語は，ベースバンド信号のほか，およそベースバンドである信号も指す。信号をダウンコンバートする周波数変換過程が，例えば送信器又は受信器におけるＬＯオフセット誤差又は差，及び指定された動作周波数に対するＲＦ信号の誤差又は差によって不完全なとき，信号はおよそベースバンド信号になる。例えばＲＦ信号は，送信器におけるＬＯ周波数遷移又はドップラ遷移によって，指定動作チャネルと異なるかもしれない。普通，誤差又は差はベースバンド信号帯域幅の一部である。

低ＩＦ信号とは，ベースバンド信号帯域幅の２倍未満のＩＦ周波数を指す。しかしほかの実施例における低ＩＦは，ベースバンド信号帯域幅の１．５倍，２．５倍，３倍，４倍，５倍，１０倍，又はあるほかの倍数未満を指してもよい。普通低ＩＦとは，余分な周波数変換なしに信号処理を行うことができる十分低い周波数の信号を指す。

受信器１００は，ある動作モードにおいては直接変換を用いてベースバンドへ変換し，ほかの動作モードにおいては低ＩＦに変換するように構成できる。例えば受信器１００は，アナログＴＶ用には低ＩＦモードで動作し，デジタルＴＶ用にはゼロＩＦモードで動作することができる。別個の動作モードに対して別個の周波数変換モードを用いることによって，受信器１００のアーキテクチャを信号の特性に最適化できるので有利である。

ＮＴＳＣ又はＰＡＬのようなアナログテレビ標準は，ローパスフィルタにチャネル選択度及びイメージ除去度をそれほど必要としないが，ゼロＩＦ実装において普通存在するＤＣオフセットにより鋭敏である。このためアナログテレビ受信機１００は低ＩＦ実装に適しており，低いチャネル選択度の影響を受けるものの，同時にゼロＩＦに関連するＤＣオフセット問題をおよそ除去する。

デジタルＴＶ（例えばＤＶＢ−Ｔ）はより高いチャネル選択度を必要とするが，ゼロＩＦアーキテクチャによって生じるＤＣオフセットにはそれほど敏感ではない。このためデジタルＴＶはゼロＩＦ方式によく適している。ゼロＩＦ方式は，より良いチャネル選択度が得られ，イメージ除去の制限もないが，信号にいくらかのＤＣオフセットをもたらすことがある。

ＲＦＬＯ１２０の周波数はプログラム可能であって，その周波数は所望の信号の周波数に部分的に基づいてプログラムできる。直接周波数変換においては，ＲＦＬＯ１２０の出力は，およそ両側帯波入力信号の中心周波数に等しい。ほかの実施例においては，ＲＦＬＯ１２０は所望入力周波数の高調波に調整される。図２の実施例においては，ＲＦＬＯ１２０は所望信号周波数のおよそ４倍の周波数に調整される。

ＲＦＬＯ１２０の出力は，互いに直交する少なくとも２つの別のＬＯ信号を発生するように構成された第１位相偏移器１２２に接続される。直交する各ＬＯ信号の不正確さによって，取り出された信号に不要な信号成分が発生するので，正確な直交する各ＬＯ信号を発生させることが望ましい。１つの実施例においては，第１位相偏移器１２２は位相偏移した信号経路及び直接信号経路を含み，位相偏移した信号経路の信号は，直接信号経路の信号に対しておよそ９０度偏移することになる。もう１つの実施例においては，第１位相偏移器１２２は互いに直交する２つのＬＯ信号を発生するように構成された多相フィルタを含む。図２の実施例においては，第１位相偏移器は４分周器内に実装されている。

同相ＬＯ信号は，同相ＬＯ緩衝増幅器１１６に接続され，同相ＬＯ緩衝増幅器は同相ＬＯ信号を増幅し，第１混合器１１２のＬＯ入力端子に接続される。類似して直交ＬＯ信号は，直交ＬＯ緩衝増幅器１１８に接続され，直交ＬＯ緩衝増幅器は直交ＬＯ信号を増幅し，第２混合器１１４のＬＯ入力端子に接続される。

第１混合器１１２の出力は同相ベースバンド信号であって，同相フィルタ１３２に接続される。同相フィルタ１３２はプログラム可能であって，その帯域幅は受信器１００に供給される１以上の制御信号（図示されていない）に基づいて選択される。同相フィルタ１３２の帯域幅は，例えば受信器１００が対応するように構成されている通信標準又はモードに応じて選択される。したがって受信器１００が異なるチャネル帯域幅を有する複数の標準に対応するように構成されるときは，同相フィルタ１３２の帯域幅は現在対応しているモードに部分的に依存して選択される。

信号がベースバンド信号又は低ＩＦ信号であるときは，同相フィルタ１３２はローパスフィルタとして構成してもよい。あるいは，低ＩＦ信号がローパスフィルタの利用が好ましくないほどの帯域幅を有するときは，同相フィルタ１３２はバンドパスフィルタとして構成できる。

同相フィルタ１３２の出力は，同相信号を所望の出力ＩＦに周波数変換するように構成された第３混合器１５２に接続される。１つの実施例においては，同相フィルタ１３２の出力はベースバンド信号であり，第３混合器は同相ベースバンド信号を出力ＩＦにアップコンバートするように構成されている。

第３混合器１５２は，第１混合器１１２及び第２混合器１１４のためのＬＯを発生するために用いられるものと同一の方法で発生されるプログラム可能ＬＯである。プログラム可能ＩＦＬＯ１４０は，所望出力ＩＦのおよそ４倍の信号を生成するように構成してもよい。ＩＦＬＯ１４０は，受信器１００が対応しているモードに部分的に応じて，出力ＩＦを選択できるようにプログラムできる。例えば受信器１００は，ユーザが受信器１００を備えるシステムを構成する方法に応じた所定のＩＦに入力信号を周波数変換するように構成できる。例えばテレビ信号のセットトップボックスは，７０ＭＨｚのような所定のＩＦ，若しくはテレビチャネルに対応する周波数で出力信号を発生させるように構成してもよい。

ＩＦＬＯ１４０の出力は，４分周器内に実装することができる第２位相偏移器１４２に接続される。第２位相偏移器１４２からの同相ＬＯ出力は，同相緩衝増幅器１５６に接続され，同相緩衝増幅器は同相ＬＯ信号を増幅し，それを第３混合器１５２のＬＯ入力に接続する。第３混合器１５２の出力は同相ＩＦ信号であって，信号結合器１６０の第１入力に接続される。

直交信号経路は，およそ同相信号経路と同一に構成してもよい。２つの信号経路は普通およそ一致しており，ＩとＱとの不一致によって発生する不要な信号成分を減少させる。

第２混合器１１４の出力はベースバンド直交信号であって，直交フィルタ１３４の入力に接続される。直交フィルタ１３４は，プログラム可能帯域幅を有するプログラム可能ローパスフィルタとして構成できる。普通，同相フィルタ１３２及び直交フィルタ１３４の構成及び帯域幅は同一であり，それによって同相信号経路及び直交信号経路はおよそ一致を保つ。

直交フィルタ１３４の出力は，直交信号を出力ＩＦにアップコンバートするように構成された第４混合器１５４の入力に接続される。第４混合器１５４はＩＦＬＯ１４０が発生したＬＯ信号によって駆動される。ＩＦＬＯ１４０の出力は第２位相偏移器１４２に接続され，第２位相偏移器は直交ＬＯ信号を発生する。直交ＬＯ信号は直交緩衝増幅器１５８に接続され，直交緩衝増幅器は直交ＬＯ信号を増幅し，それを第４混合器１５４のＬＯ入力に接続する。第４混合器１５４の出力は直交ＩＦ信号である。直交ＩＦ信号は信号結合器１６０の第２入力に接続される。

信号結合器１６０は，同相ＩＦ信号と直交ＩＦ信号とを結合するように構成される。信号結合器１６０は，例えば同相ＩＦ信号と直交ＩＦ信号とを加算する信号加算器であってもよい。１つの実施例においては，信号結合器１６０は２つの信号の位相を維持しながら加算する。もう１つの実施例においては，信号結合器１６０は一方の位相を反転して２つの信号を加算する。更にもう１つの実施例においては，信号結合器１６０は２つの信号の和を発生し出力信号を反転する。

信号結合器１６０の出力は，出力ＩＦ信号を表す。出力ＩＦ信号は出力フィルタ１７０に接続される。出力フィルタは，例えばＩＦ出力信号から不要な信号成分を除去するように構成されたローパスフィルタ又はバンドパスフィルタであってよい。出力フィルタ１７０は，固定帯域幅フィルタとして構成してもよいし，プログラム可能バンドパスフィルタとして構成してもよく，ここで帯域幅は受信器１００のモードに応じて決定される。

出力フィルタ１７０の出力は，出力を増幅するように構成されたＩＦ増幅器１７２に接続される。ＩＦ増幅器１７２は，可変利得増幅器であってもよい。ＩＦ増幅器１７２の利得は，受信器１００についての１以上の制御入力（図示されていない）を用いて制御できる。ＩＦ増幅器１７２の出力は，受信器１００の出力である。

また受信器１００は，同相信号経路及び直交信号経路各々についてＤＣ成分をおよそ除去するように構成されたＤＣオフセット除去モジュール１８０を含んでもよい。第３混合器１５２及び第４混合器１５４への入力におけるＤＣ信号は，対応する第３混合器１５２及び第４混合器１５４の出力にＬＯ信号を発生させることになる。ＬＯ信号は不要信号を表すので，受信器１００はＤＣオフセット除去モジュール１８０を組み込んでもよく，ＤＣオフセット除去モジュールはＤＣオフセットを監視し，補償し，出力ＩＦにアップコンバートする前に，同相信号経路及び直交信号経路からＤＣオフセットをおよそ除去する。

また受信器１００は，Ｉ／Ｑ較正モジュール１８４を含んでもよい。受信器１００は，同相（Ｉ）信号経路及び直交（Ｑ）信号経路を平衡型にできるときは，不要信号による影響を減少させることができる。Ｉ／Ｑ較正モジュール１８４は，Ｉ信号経路とＱ信号経路との利得差を減少又はおよそ除去することができ，Ｉ信号経路とＱ信号経路とがおよそ直交していることを保証することができる。

Ｉ／Ｑ較正モジュール１８４は，Ｉ信号経路及びＱ信号経路のそれぞれにおける１以上の利得段に接続される。図２に示す実施例においては，Ｉ／Ｑ較正モジュール１８４は，Ｉ信号経路におけるフィルタ１３２及びＱ信号経路におけるフィルタ１３４に接続されている。Ｉ／Ｑ較正モジュール１８４は，Ｉ信号経路及びＱ信号経路の各利得を均衡させるために１以上のフィルタによって利得を調整するように構成してもよい。更にＩ／Ｑ較正モジュール１８４は，２つの信号経路の直交性を維持するために，第１位相偏移器１２２によって生じる位相オフセットを調整するように構成してもよい。

受信器１００の全体を単一の集積回路上に実装して，同相信号コンポーネント及び直交信号コンポーネントを製造するために用いられるプロセス及び条件を厳密に一致させ，より厳密に一致したＩ信号経路及びＱ信号経路を得ると有利である。更に上記のコンポーネントを単一のＩＣ上に実装して，不一致を起こす経路長の長さ又は変動を最小化すると有利である。また単一ＩＣ実装は，受信器１００のパッケージをより小さくできる。

図３は，デジタルＩＦ発生モジュール２００を実現する受信器１００の簡略化した機能ブロック図である。受信器１００は，アナログ領域とデジタル領域それぞれにおける種々の利点を利用するために，ある機能をアナログ領域で実現し，ほかの機能をデジタル領域で実現する。図３に示す機能ブロック図は，明りょう性のためにいくつかのブロックを省いている。例えば，ＲＦＬＯと，ＩＦＬＯと，それらに対応する位相偏移器と，は図示されていない。またＤＣオフセット除去モジュール及びＩ／Ｑ較正モジュールも図示されていない。

図３に示す受信器１００のＲＦ部実施例は，図２に示し，説明したものと類似して構成されている。ＲＦ増幅器１０２は，ここでは可変利得ＬＮＡとして描かれているが，所望のＲＦ周波数における入力信号を受信するように構成されている。入力信号は，可能性のある入力信号の動作帯域内にあり，動作帯域内の不要信号は干渉信号源として現れる可能性がある。

ＲＦ増幅器１０２の出力は，Ｉ及びＱ信号成分をそれぞれＩ及びＱのベースバンド又は低ＩＦ信号にダウンコンバートするように構成された第１混合器１１２及び第２混合器１１４に接続される。第１混合器１１２の出力は，Ｉベースバンド信号又はＩ低ＩＦ信号を表す。この信号は同相フィルタ１３２に接続される。同相フィルタ１３２は，少なくとも部分チャネル選択を行うように構成される。同相フィルタ１３２は，所望のチャネル選択度の少なくとも一部を提供するように構成される。チャネル選択度の残りの部分は，以降に説明するようにデジタル領域で実現される。また同相フィルタ１３２は，折り返しノイズ除去フィルタとして動作し，信号をデジタル化した後の折り返し成分をおよそ抑圧することができる。

類似して第２混合器１１４の出力は直交信号を表す。直交信号は，部分チャネル選択及び折り返しノイズ除去のために直交フィルタ１３４に接続される。同相フィルタ１３２及び直交フィルタ１３４の特性は，部分的には後続のデジタルフィルタが行うチャネル選択量によって決定される。更に折り返しノイズ除去フィルタの応答特性は，部分的には後続のデジタル化処理の標本化レートによって決定される。

同相フィルタ１３２及び直交フィルタ１３４の出力は，Ｉ信号及びＱ信号をデジタル的にろ波し，選択可能なＩＦにアップコンバートするように構成されたデジタルＩＦ発生器２００に接続される。またデジタルＩＦ発生器２００は，デジタルＩＦ信号をアナログ信号表現に変換するように構成される。このようにしてデジタルＩＦ発生器２００は，アナログＩ信号入力及びアナログＱ信号入力を受け入れ，デジタル的にそれらの信号をろ波し，アップコンバートし，それらを結合して複合デジタルＩＦ信号にし，デジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換する。デジタルＩＦ発生器２００とインタフェースするモジュールは，デジタルＩＦ発生器２００が行うデジタル処理について全く知らなくてよい。

デジタルＩＦ発生器２００は，ダウンコンバートされた同相信号を受信し，それをデジタル表現に変換するように構成された第１アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）２０２を含む。デジタル化された同相信号は第１デジタルフィルタ２１２に接続される。第１デジタルフィルタ２１２は，デジタル化された同相信号にチャネル選択を実行するように構成される。１つの実施例においては，第１デジタルフィルタ２１２は所望のチャネル選択応答を示すように構成される。もう１つの実施例においては，第１デジタルフィルタ２１２は所望のチャネル選択応答を示すように，同相フィルタ１３２と連動する周波数応答を有するように構成される。

第１デジタルフィルタ２１２の出力は，ろ波した同相デジタル信号を同相デジタルＩＦ信号に周波数変換するように構成された第１デジタル周波数変換器２５２に接続される。第１デジタル周波数変換器２５２の出力は，デジタル信号混合器２６０の第１入力に接続される。

デジタルＩＦ発生器２００は，同相信号経路と補完的な直交信号経路を含む。第２ＡＤＣ２０４は，直交フィルタ１３４から直交信号を受け付けるように構成される。第２ＡＤＣ２０４は，直交信号をデジタル表現に変換し，デジタル直交信号を第２デジタルフィルタ２１４に接続する。

第２デジタルフィルタ２１４は，デジタル直交信号をろ波して所望のチャネル選択度を提供する。ろ波したデジタル直交信号は，ろ波したデジタル直交信号を直交デジタルＩＦ信号に周波数変換するように構成された第２デジタル周波数変換器２５４に接続される。第２デジタル周波数変換器２５４の出力は，デジタル信号結合器２６０の第２入力に接続される。

第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４は，固定帯域幅で構成してもよいし，制御可能な帯域幅及び周波数応答を有するように構成してもよい。１つの実施例においては，第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４の帯域幅及び周波数応答はおよそ同一である。もう１つの実施例においては，第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４は別個の帯域幅及び周波数応答を有する。いくつかの実施例においては，帯域幅及び周波数応答は受信器１００の動作モードに部分的に依存する。例えば受信器１００がアナログＮＴＳＣビデオ信号を処理するように構成されているときは，第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４を第１の応答に設定してもよい。受信器１００がＤＶＢ−Ｔ信号を処理するように構成されているときは，第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４を第２の応答に設定してもよい。フィルタの応答は，多くの所定周波数応答のうちいずれか１つに選択的にプログラム可能であってよい。

１つの実施例においては，第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４は，メモリ（図示されていない）に記憶された１以上のフィルタ係数に基づくフィルタ応答を示すように設定されたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）で実現してもよい。第１デジタルフィルタ２１２及び第２デジタルフィルタ２１４は，多数のフィルタ応答に対するフィルタ係数を記憶するように構成してもよい。またＤＳＰは，例えばモード又はチャネル設定に応じて，係数の組を選択するように構成してもよい。

第１デジタル周波数変換器２５２及び第２デジタル周波数変換器２５４は，種々の周波数変換技法のうちいずれか１つによって周波数変換を行うように構成してもよい。例えば第１デジタル周波数変換器２５２及び第２デジタル周波数変換器２５４は，混合器，乗算器，位相回転器（ｒｏｔａｔｏｒ），又はあるほかの周波数変換器で構成してもよい。

デジタル信号結合器２６０は，信号加算器で構成してもよい。更にデジタル信号結合器２６０は，デジタルＩＦ信号成分のうち１つ又は双方を反転させるように構成してもよい。デジタル信号結合器２６０は結合した複合デジタルＩＦ信号を，デジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換するように構成されたデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２７０に接続する。アナログＩＦ信号は，デジタルＩＦ発生器２００の出力を表す。

アナログＩＦ信号は，出力フィルタ１７０及びＩＦ増幅器１７２に接続される。出力フィルタ１７０は，ＤＡＣ２７０で発生する不要な周波数変換結果及び不要な信号成分をどれも除去するように構成してもよい。

図４に，デジタルＩＦ発生及びＩ／Ｑ不均衡較正を用いる受信器１００の実施例の簡略化した機能ブロック図を示す。受信器１００は，入力信号を受信してデジタルＩＦに変換するように構成された信号受信部４００を含む。Ｉ／Ｑ検波器４６０は，信号受信部４００の出力に接続され，較正期間中，Ｉ信号成分及びＱ信号成分の相対位相及び振幅を判定するように構成される。Ｉ信号経路とＱ信号経路との不一致又は不均衡を補償するために，１以上のフィードバックループによってＩ信号経路及びＱ信号経路の振幅及び位相の均衡を補正してもよい。

受信器１００は，信号処理モード及び較正モードを有するように構成される。信号処理モード期間中の受信器１００の動作は，本質的に図３に示した受信器実施例と同一である。

入力ＲＦ信号は，受信器１００の信号受信部４００の入力において，ＲＦ増幅器１０２に接続される。ＲＦ増幅器１０２の出力は，信号処理モード期間中，ＲＦ増幅器１０２出力を選択するように構成された第１多重化器４１０に接続される。第１多重化器４１０は，ＲＦ増幅器１０２出力を第１混合器１１２及び第２混合器１１４に接続して，信号をＩ及びＱベースバンド信号成分又は低ＩＦ信号成分に周波数変換する。

ＬＯ発生器４２２及び位相偏移器４２４を備えるＲＦＬＯ４２０は，第１混合器１１２及び第２混合器１１４をそれぞれ，同相ＬＯ信号及び直交ＬＯ信号で駆動するように構成される。ＲＦＬＯ４２０は，信号受信部４００と同一のＩＣ上に実装してもよいし，又は別個のモジュールとして構成してもよい。ダウンコンバートしたＩ信号及びＱ信号は，デジタルに変換して所望ＩＦにデジタルアップコンバートする前に，それぞれＩフィルタ１３２及びＱフィルタ１３４でろ波される。

Ｉ信号は第１ＡＤＣ２０２を用いてデジタルに変換され，一方Ｑ信号は第２ＡＤＣ２０４を用いてデジタルに変換される。デジタルＩ信号は，第１デジタル周波数変換器２５２を用いてデジタル同相ＩＦ信号にアップコンバートされる。デジタルＱ信号は，第２デジタル周波数変換器２５４を用いてデジタル直交ＩＦ信号にアップコンバートされる。ＬＯ発生器４４２及び位相偏移器４４４を備える第２ＬＯ４４０は，デジタル周波数変換器２５２及び２５４を駆動する第１増幅器４５２及び第２増幅器４５４に直交ＬＯ信号を供給するために用いられる。第２ＬＯ４４０は，信号受信部４００と同一のＩＣ上に実装してもよいし，若しくは別個のモジュール又は基板上に実装してもよい。

デジタルＩ及びＱＩＦ信号成分は，デジタル信号結合器２６０の入力に接続され，結合されて複合デジタルＩＦ出力信号になる。受信器１００の信号受信部４００は，デジタルＩＦ出力信号を出力するように描かれている。しかしアナログＩＦ信号が望ましいときは，受信器１００は出力にＤＡＣを含んでもよい。

受信器１００は，Ｉ信号経路とＱ信号経路との不均衡を補償するために，自己較正するように構成してもよい。受信器１００は，Ｉ信号経路とＱ信号経路との不均衡を補償する補正信号を提供するように構成された１以上のフィードバックループに接続されたＩ／Ｑ検波器４６０を含むように構成してもよい。

受信器１００は，電源投入時，チャネル選択時，又はモード選択時のような別個の期間に較正処理を行ってもよい。もう１つの実施例においては，受信器１００は周期的に較正を行うように構成してもよい。

較正期間中，較正信号が信号受信部４００のフロントエンドに注入される。図４に示す実施例においては，第１ＬＯ４２０のＩ出力及びＱ出力が較正信号多重化器４２６に接続される。較正信号多重化器４２６は，ＩＬＯ信号及びＱＬＯ信号から選択され，選択した較正信号を第１多重化器４１０の入力を駆動する較正信号増幅器４１２に接続するように構成される。第１多重化器４１０は，較正モード期間中，信号入力を選択するように構成される。

信号受信部のフロントエンドに注入される較正信号は，第１周波数変換において用いられる局部発振器信号を発生するために用いられる同一の第１ＬＯ４２０が発生するので，較正信号とＬＯ信号とは可干渉であり，位相オフセットだけが異なる。位相オフセットはＬＯ信号が通過する経路差を最小化することによって，又は経路を均等にするために１以上のＬＯ経路に位相遅延を導入することによって，およそ最小化される。

このようにして較正処理期間中，較正信号多重化器４２６は同相ＬＯ信号と直交ＬＯ信号とを選択的に切り替えるように構成され，受信器１００のフロントエンドに同相信号及び直交信号を選択的に導入する。信号受信部４００内の信号は，較正信号多重化器が同相ＬＯ信号を選択している期間は，およそ同相信号成分である。類似して，信号受信部４００内の信号は，較正信号多重化器が直交ＬＯ信号を選択している期間は，およそ直交信号成分である。

較正信号多重化器４２６が同相較正信号を選択しているときは，信号受信部４００内には直交信号はほとんど存在しない。第１混合器１１２及び第２混合器１１４の出力は，受信器１００のフロントエンド部における位相及び振幅の不均衡を表すＤＣ信号である。デジタル信号結合器２６０からの出力は，Ｉ信号処理経路及びＱ信号処理経路全体によって生じる位相及び振幅偏差をおよそ表す信号である。

デジタル信号結合器２６０の出力は，Ｉ／Ｑ検波器４６０の入力に接続される。Ｉ／Ｑ検波器４６０は，同相混合器４６２及び直交混合器４６４を含み，それぞれ１つの入力がデジタル信号結合器２６０出力に接続される。同相混合器４６２のＬＯ部は，第２ＬＯ４４０からの同相ＬＯ信号によって駆動される。直交混合器４６４のＬＯ部は，第２ＬＯ４４０からの直交ＬＯ信号によって駆動される。同相混合器４６２及び直交混合器４６４の出力は，信号結合器４６６の入力に接続される。したがってＩ／Ｑ検波器４６０は，受信器４００からの複合ＤＣオフセットを表すＤＣ値を発生するように構成される。この複合ＤＣオフセットは，受信器１００の位相及び振幅不均衡を表すものである。

Ｉ／Ｑ検波器４６０の出力は１以上のフィードバックループに接続される。例えば第１フィードバックループは振幅不均衡を補償するように構成し，第２フィードバックループは位相不均衡を補償するように構成してもよい。Ｉ／Ｑ検波器４６０の出力は，普通ＤＣ誤差信号である。このＤＣ誤差信号は較正ループフィルタ４７０に接続され，この較正ループフィルタはフィードバックループが不均衡を調整する速度を調整するために用いることができる。

較正ループフィルタ４７０の出力は増幅器４７２に接続され，この増幅器は誤差信号を増幅するために用いることができる。１つの実施例においては，増幅器４７２は比較器で実現してもよく，この比較器はＤＣオフセットが０ボルトのような所定のしきい値より大きいか小さいかに応じて，２つの値の間を交互するように構成される。増幅された誤差信号は，二分検索モジュールのような検索モジュール４７４に接続され，検索モジュールは検索結果に応じてフィードバック値を決定するように構成される。

検索モジュール４７４は，ＤＣ補正値を決定するために例えば二分検索を行うように構成してもよい。二分検索は増幅器４７２又は比較器の出力を用いて，次の増分をより大きな値にするか，より小さい値にするかを決定する。二分検索は，ある値に収束するまで続けられる。例えば検索モジュール４７４が１０ビットデジタル出力を有するように構成されているときは，二分検索は普通１１回又はそれより少ない反復回数で収束する。

検索モジュール４７４の出力は多重化器４７６に接続され，多重化器は補正値を利得フィードバック経路又は位相フィードバック経路のいずれかに与えるように構成される。利得フィードバック経路は，デジタル周波数変換器２５２及び２５４を駆動する第１増幅器４５２及び第２増幅器４５４に接続され，それらの利得を制御するＤＡＣ４８２を含む。位相フィードバック経路は，デジタル周波数変換器２５２及び２５４に接続され，位相不均衡を補償するＤＡＣ４８４を含む。

１つの実施例においては，受信器１００は較正モードを起動し，そこで較正信号多重化器４２６は同相信号を選択し，その同相信号を受信器１００のフロントエンドに接続する。Ｉ／Ｑ検波器は信号を処理し，利得及び位相フィードバックループを，対応する増幅器４５２及びデジタル周波数変換器２５２に適用される値に収束させる。次に較正信号多重化器４２６は，直交ＬＯ信号を選択するように構成され，直交増幅器４５４及び周波数変換器２５４に対して上記の処理が同様に適用される。

図５に，デジタルＩＦ発生及びＩ／Ｑ不均衡較正を用いる受信器１００の実施例の簡略化した機能ブロック図を示す。図５の受信器１００は，Ｉ／Ｑ不均衡較正が，Ｉ及びＱ信号経路に直列に置かれたデジタル信号処理Ｉ／Ｑ較正モジュール５１２及び５１４を用いて行われることを除いて，図４に示す受信器と類似する。

受信器１００は，信号処理モード及び較正モードモードを含む少なくとも２つの動作モードを有するように構成される。信号処理モードにおける受信器１００の動作は，図３及び４の受信器実施例で説明したものとおよそ同一である。図５の実施例は出力ＤＡＣ２７０を含む，また受信器１００の信号処理経路に共通に実装された第２ＬＯ４４２及び位相偏移器４４４を明示的に図示している。

図４に示した実施例についてそうであったように，図５の実施例は，ＲＦ増幅器１０２と，較正モード期間中に用いられる較正信号と，を選択するように構成された第１多重化器４１０を含む。信号処理モード期間中Ｉ／Ｑ較正モジュール５１２及び５１４は，較正モード期間中に決定された利得及び位相補償値によって，それぞれのＩ信号成分及びＱ信号成分を補正する。

較正モード期間中Ｉ又はＱ較正信号は，受信器１００のフロントエンドに接続される。第１Ｉ／Ｑ較正モジュール５１２は，デジタルＩ信号成分及びＱ信号成分を監視するように構成され，同相信号成分に適用される利得オフセット及び位相オフセットを調整するように構成される。類似して第２Ｉ／Ｑ較正モジュール５１４は，デジタルＩ信号成分及びＱ信号成分を監視するように構成され，直交信号成分に適用される利得オフセット及び位相オフセットを調整するように構成される。

図６に，動作モードに応じてアナログテレビ信号又はデジタルテレビ信号であるテレビ信号のような信号を受信する方法６００の簡略化したフローチャートを示す。方法６００は，図１〜５に示した各受信器のうちいずれかによって実行される。もちろん方法６００は，テレビ信号の処理に限定されない。

方法６００はブロック６１０に始まり，そこで受信器はモード選択制御信号を与えられる。モード選択信号は，受信する信号の種別，信号源，動作周波数範囲，及びその類似物，又は動作パラメータのある組合せを指示することができる。１つの実施例においてはモード選択は，ＮＴＳＣテレビ信号のようなアナログ信号を処理するのか，又はＤＶＢ−Ｔ信号のようなデジタル信号を処理するのか，を指示することができる。受信器は，モード選択に応じてフィルタ及び増幅器利得を設定することができる。

受信器はブロック６２０に進み，チャネル選択情報を受信する。受信器は，例えば動作周波数及び所望チャネルの周波数又は所望チャネルの指示子の指示を受信するように構成してもよい。

受信器はブロック６３０に進み，モード及びチャネル選択情報に応じて局部発振器周波数を設定する。例えば受信器は，ＮＴＳＣ信号を受信するときは低ＩＦへのダウンコンバートを実装するように構成し，デジタル信号を受信するときはゼロＩＦへの直接ダウンコンバートを実装するように構成してもよい。また受信器は，動作モードに応じて所望のＩＦにアップコンバートするのに用いられる第２ＬＯの周波数を設定できる。

局部発振器周波数を設定した後，受信器はブロック６４０に進み，Ｉ／Ｑ較正が受信機に組み込まれているときはＩ／Ｑ較正を行う。受信器は，例えば受信器から入力信号を切り離して１以上の較正信号を導入し，その較正信号に基づいてＩ／Ｑ不均衡を補正してもよい。

Ｉ／Ｑ較正を行った後，受信器はブロック６５０に進み，所望チャネルをモード選択に応じてベースバンド信号又は低ＩＦ信号のいずれかに直交ダウンコンバートする。また受信器は，いくつかの干渉源を除去し，折り返しノイズのろ波を行うために部分チャネル選択を行ってもよい。受信器はブロック６６０に進み，ダウンコンバートされたＩ信号及びＱ信号をデジタル化する。

受信器はブロック６７０に進み，Ｉ信号及びＱ信号をデジタルろ波する。受信器は，多数のデジタルフィルタ応答の中からモード選択に応じて選択したデジタルフィルタを用いて，デジタル領域でチャネル選択を行うように構成してもよい。

受信器はブロック６８０に進み，Ｉ信号及びＱ信号を所望ＩＦにデジタルアップコンバートする。受信器は，完全にデジタル領域でＬＯ信号を発生し，周波数変換を行うように構成してもよい。したがってＩ信号とＱ信号との均衡及び関係をしっかりと管理できる。受信器はＩ及びＱＩＦ信号成分を結合して，複合デジタルＩＦ信号を発生することができる。

次に受信器はブロック６９０に進み，処理及び復調のために，デジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換する。このようにして受信器は，デジタルＩＦ発生を組み込みながら旧式の処理デバイスとインタフェースをとることができる。

受信器及び信号を受信する方法を説明した。受信器は，直接変換アーキテクチャを用いて所望ＲＦチャネルを低ＩＦ又はベースバンド信号に選択的に変換することができる。受信器は，所望チャネルをＩ信号成分及びＱ信号成分にダウンコンバートするように構成することができる。受信器はダウンコンバートしたＩ信号及びＱ信号に部分チャネル選択を行うことができる。受信器はろ波したＩ信号及びＱ信号をデジタル化し，デジタル化したＩ信号及びＱ信号のそれぞれをデジタルろ波してチャネル選択を行う。

受信器は，Ｉ信号及びＱ信号をＩＦにデジタルアップコンバートすることができる。受信器はデジタルＩ及びＱＩＦ信号を結合して，複合デジタルＩＦ信号を発生することができる。受信器は，デジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換することができる。

受信器は，信号経路内のＩとＱとの不均衡をおよそ除去するために受信器の信号経路を較正するように構成された１以上のモジュールを実装してもよい。モジュールはフィードバックモジュールを含んでもよいし，Ｉ信号経路及びＱ信号経路と直列に置かれたデジタル信号処理モジュールとして実現してもよい。

受信器は単一ＩＣ上に実装することができる。そのような実装によって，種々の部品を個別部品又は複数ＩＣを用いて一般に可能な程度よりもよく一致させることができる。受信器の部品を厳密に一致させることができると，部品の不一致に起因するＤＣオフセット誤差の程度を減少させることができる。

ここに開示した実施例に関連して説明した方法と，処理と，アルゴリズムとのステップは，ハードウェア，プロセッサが実行するソフトウェアモジュール，又はこの２つの組合せに直接組み込むことができる。方法又は処理の種々のステップ又は操作は，示した順序で実行してもよいし，又は別の順序で実行してもよい。更に，１以上の処理又は方法ステップを省略してもよいし，１以上の処理又は方法ステップを方法及び処理に追加してもよい。追加のステップ，ブロック又は操作は，方法及び処理の既存要素の前，後，又は間に追加することができる。

開示した実施例についての上述の説明は，本技術の当業者が実施又は利用できるようになされている。当業者にはこれら実施例に対する種々の修正物が明白であり，ここに規定した共通原理は，本開示の精神又は範囲を逸脱することなくほかの実施例にも適用できる。したがって本開示はここに示した実施例に限定することを意図するものではなく，ここに開示した原理及び新規な特徴に矛盾しない最も広い範囲に一致することを意図するものである。

システム内の受信器の実施例の簡略化した機能ブロック図である。受信器の実施例の簡略化した機能ブロック図である。デジタル周波数変換を行う受信器の実施例の簡略化した機能ブロック図である。Ｉ／Ｑ不均衡較正を行う受信器の実施例の簡略化した機能ブロック図である。Ｉ／Ｑ不均衡較正を行う受信器の実施例の簡略化した機能ブロック図である。信号を受信する方法の簡略化したフローチャートである。

Claims

受信器であって，
入力信号を第１周波数帯域内の信号にダウンコンバートするように構成したダウンコンバータと，
前記ダウンコンバータに接続され，前記第１周波数帯域内の前記信号をデジタル化して，デジタル表現した前記第１周波数帯域内の前記信号を生成するように構成したアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と，
前記デジタル表現した前記第１周波数帯域内の前記信号を，第２周波数帯域内のデジタル表現した前記信号にアップコンバートするように構成したデジタルアップコンバータと，
較正信号を発生するように構成した信号発生器と，
前記較正信号を前記受信器の信号経路に接続する接続器と，
前記較正信号を前記信号経路に接続したとき，同相信号成分及び直交信号成分を検出するように構成した検波器と，
前記同相信号経路及び前記直交信号経路のうち少なくとも一方の利得を調整するように構成した利得フィードバックモジュールと，
前記同相信号経路及び前記直交信号経路のうち少なくとも一方の位相を調整するように構成した位相フィードバックモジュールと，
を備える受信器。
前記第１周波数帯域は，前記受信器のモードに応じて，ベースバンド周波帯域又は低中間周波（ＩＦ）帯域のうち１つとする請求項１に記載の受信器。
前記ダウンコンバータは，
前記入力信号の同相成分を前記第１周波数帯域にダウンコンバートするように構成した同相ダウンコンバータと，
前記入力信号の直交成分を前記第１周波数帯域にダウンコンバートするように構成した直交ダウンコンバータと，
を備える請求項１に記載の受信器。
前記ダウンコンバータは，
前記入力信号の同相成分をおよそベースバンドの同相信号にダウンコンバートするように構成した同相ダウンコンバータと，
前記入力信号の直交成分をおよそベースバンドの直交信号にダウンコンバートするように構成した直交ダウンコンバータと，
を備える請求項１に記載の受信器。
前記ダウンコンバータは，
前記入力信号の同相成分を同相低中間周波（ＩＦ）信号にダウンコンバートするように構成した同相ダウンコンバータと，
前記入力信号の直交成分を直交低ＩＦ信号にダウンコンバートするように構成した直交ダウンコンバータと，
を備える請求項１に記載の受信器。
前記ＡＤＣの前段に，前記第１周波数帯域の前記信号の少なくとも部分チャネル選択を行うように構成したフィルタを更に備える請求項１に記載の受信器。
前記デジタル表現した前記第１周波数帯域の前記信号のチャネル選択を行うように構成したデジタルフィルタを更に備える請求項１に記載の受信器。
前記デジタルアップコンバータは，
前記入力信号の同相成分を所望中間周波（ＩＦ）の同相デジタル信号にデジタルアップコンバートするように構成した第１デジタルアップコンバータと，
前記入力信号の直交成分を所望ＩＦの直交デジタル信号にデジタルアップコンバートするように構成した第２デジタルアップコンバータと，
を備える請求項１に記載の受信器。
前記所望ＩＦの前記同相デジタル信号と，前記所望ＩＦの前記直交デジタル信号と，を結合するように構成したデジタル信号結合器を更に備える請求項８に記載の受信器。
受信器において信号を受信する方法であって，
入力信号を第１周波数帯域の中間信号に周波数変換するステップと，
前記中間信号をデジタル化するステップと，
前記中間信号を第２周波数帯域にデジタル変換するステップと，
前記受信器の信号経路に較正信号を注入するステップと，
前記受信器の振幅不均衡及び位相不均衡を検出するステップと，
前記振幅不均衡に基づいて同相信号経路及び直交信号経路のうち少なくとも一方の利得を調整するステップと，
前記位相不均衡に基づいて前記同相信号経路及び前記直交信号経路のうち少なくとも一方の位相を調整するステップと，
を有する方法。
前記の入力信号を周波数変換するステップは，
前記入力信号を同相ベースバンド信号成分にダウンコンバートするステップと，
前記入力信号を直交ベースバンド信号成分にダウンコンバートするステップと，
を有する請求項１０に記載の方法。
前記中間信号は，
同相ベースバンド信号成分と，
直交ベースバンド信号成分と，
を含む請求項１０に記載の方法。
前記中間信号について部分チャネル選択を行うステップを更に有する請求項１０に記載の方法。
前記中間信号をデジタル化するステップは，
前記中間信号の同相信号成分をデジタル化するステップと，
前記中間信号の直交信号成分をデジタル化するステップと，
を含む請求項１０に記載の方法。
前記中間信号をデジタル変換するステップは，
前記中間信号の同相信号成分を，所望中間周波（ＩＦ）の同相ＩＦ成分にデジタルアップコンバートするステップと，
前記中間信号の直交信号成分を，前記所望ＩＦの直交ＩＦ成分にデジタルアップコンバートするステップと，
前記同相ＩＦ成分と，前記直交ＩＦ成分とを結合するステップと，
を含む請求項１０に記載の方法。
前記較正信号を注入するステップは，前記信号経路に直交局部発振（ＬＯ）信号又は同相ＬＯ信号のうち１つを注入するステップを含む請求項１０に記載の方法。
前記直交ＬＯ信号又は同相ＬＯ信号のうち前記の１つを，前記較正信号をＤＣ信号にダウンコンバートするために用いるＬＯ信号と同期させる請求項１６に記載の方法。
前記受信器の前記振幅不均衡及び位相不均衡を検出するステップは，
同相中間周波（ＩＦ）信号成分を第１ＤＣ信号にダウンコンバートするステップと，
直交ＩＦ信号成分を第２ＤＣ信号にダウンコンバートするステップと，
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号とを結合して結合ＤＣ信号を発生するステップと，
前記結合ＤＣ信号に基づいて前記位相不均衡を判定するステップと，
を含む請求項１０に記載の方法。