CN108432128A - 多尔蒂放大器 - Google Patents

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Abstract

威尔金森型分配器(2)由π型LPF(2a、2c)、T型LPF(2b)、T型HPF(2d)以及隔离电阻(2e)构成，该π型LPF(2a、2c)与输入端子(1)连接，该T型HPF(2b)的一端与π型LPF(2a)的另一端连接，另一端与载波放大器(6)连接，该T型HPF(2d)的一端与π型LPF(2c)的另一端连接，另一端与λ/4线路(9)的一端连接，该隔离电阻(2e)与连接点(2f)和连接点(2g)连接。

Description

多尔蒂放大器
技术领域
本发明涉及能够宽频带地对信号进行放大的多尔蒂(Doherty)放大器。
背景技术
近年来，作为实现了高效率化的通信用放大器提出了多尔蒂放大器。
在多尔蒂放大器中，将偏置为AB级或B级的载波放大器和偏置为C级的峰值放大器并联连接。
另外，将作为放大对象的信号分配给载波放大器和峰值放大器的分配电路连接于被并联连接的载波放大器和峰值放大器的前级。
另外，将由载波放大器放大后的信号和由峰值放大器放大后的信号合成的合成器连接于载波放大器和峰值放大器的后级。
这里，载波放大器为始终进行信号的放大动作的放大器，峰值放大器为仅进行高功率输出时的信号的放大动作的放大器。
在下面的专利文献1所公开的多尔蒂放大器中具有分配电路，该分配电路是由具有与针对载波放大器和峰值放大器的信号功率的分配率对应的特性阻抗的4个λ/4线路、以及具有与该信号功率的分配率对应的电阻值的隔离电阻构成的。
上述λ/4线路是电长度为作为放大对象的信号的4分之一波长的长度的分布常数线路。
专利文献1：日本特开2006-339981号公报(例如，图1)
发明内容
由于现有的多尔蒂放大器以上述方式构成，因此产生分配电路→载波放大器→合成器→峰值放大器→分配电路的信号的环路。在该环路具有增益的情况下存在如下课题，即，由于产生环路振荡，因此必须安装对环路振荡进行抑制的稳定化电路，引起电路的大型化。
但是，如果将在分配电路安装的隔离电阻的电阻值增大，则无需安装稳定化电路，即可对环路振荡进行抑制，但存在如下课题，即，通过增大隔离电阻的电阻值，从而所期望频带的通过特性变为窄频带，不能够宽频带地对信号进行放大。
本发明就是为了解决上述课题而提出的，其目的在于得到如下多尔蒂放大器，该多尔蒂放大器无需安装稳定化电路，即可对环路振荡进行抑制，并且能够宽频带地对信号进行放大。
本发明涉及的多尔蒂放大器具有：分配电路，其将作为放大对象的信号分配给第1及第2传送线路；第1放大电路，其插入于第1传送线路上；第2放大电路，其插入于第2传送线路上；以及合成器，其对由第1及第2放大电路放大后的信号进行合成，分配电路具有：第1滤波器，其被输入作为放大对象的信号；第2滤波器，其连接在第1滤波器和第1放大电路之间；第3滤波器，其被输入作为放大对象的信号；第4滤波器，其连接在第3滤波器和第2放大电路之间；以及电阻，其与第1滤波器的输出侧和第3滤波器的输出侧连接，第1及第3滤波器由低通滤波器构成，第2及第4滤波器由高通滤波器构成，或者第1及第3滤波器由高通滤波器构成，第2及第4滤波器由低通滤波器构成，如果该低通滤波器为π型电路，则该高通滤波器由T型电路构成，如果该低通滤波器为T型电路，则该高通滤波器由π型电路构成。
发明的效果
根据本发明，分配电路具有：第1滤波器，其被输入作为放大对象的信号；第2滤波器，其连接在第1滤波器和第1放大电路之间；第3滤波器，其被输入作为放大对象的信号；第4滤波器，其连接在第3滤波器和第2放大电路之间；以及电阻，其与第1滤波器的输出侧和第3滤波器的输出侧连接，第1及第3滤波器由低通滤波器构成，第2及第4滤波器由高通滤波器构成，或者第1及第3滤波器由高通滤波器构成，第2及第4滤波器由低通滤波器构成，如果该低通滤波器为π型电路，则该高通滤波器由T型电路构成，如果该低通滤波器为T型电路，则该高通滤波器由π型电路构成，因此具有如下效果，即，能够对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路，并且能够宽频带地对信号进行放大。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图2是表示π型LPF 2a、2c和T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性的史密斯圆图。
图3中图3A是表示π型LPF的电路结构的结构图，图3B是表示T型LPF的电路结构的结构图。
图4中图4A是表示π型HPF的电路结构的结构图，图4B是表示T型HPF的电路结构的结构图。
图5是表示威尔金森型分配器2的隔离特性的说明图。
图6中图6A是表示威尔金森型分配器2的通过特性的说明图，图6B是表示π型LPF和π型HPF的阻抗的频率特性的说明图，图6C是表示π型LPF和T型HPF的阻抗的频率特性的说明图。
图7是表示本发明的实施方式2涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图8是表示π型HPF 40a、40c和T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性的史密斯圆图。
图9是表示威尔金森型分配器40的隔离特性的说明图。
图10中图10A是表示威尔金森型分配器40的通过特性的说明图，图10B是表示π型HPF和π型LPF的阻抗的频率特性的说明图，图10C是表示π型HPF和T型LPF的阻抗的频率特性的说明图。
图11是表示本发明的实施方式3涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图12是表示本发明的实施方式4涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图13是表示本发明的实施方式5涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图14是表示本发明的实施方式6涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图15是表示本发明的实施方式7涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图16是表示本发明的实施方式8涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图17是表示本发明的实施方式9涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图18是表示本发明的实施方式9涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图19是表示本发明的实施方式9涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图20是表示本发明的实施方式9涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图21是表示本发明的实施方式10涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图22是表示本发明的实施方式11涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图23是表示本发明的实施方式12涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图24是表示本发明的实施方式13涉及的多尔蒂放大器的结构图。
具体实施方式
下面，为了对本发明更详细地进行说明，参照附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1涉及的多尔蒂放大器的结构图。
在图1中，输入端子1是被输入作为放大对象的信号的端子。
威尔金森型分配器2是将从输入端子1输入的作为放大对象的信号分配给作为第1传送线路的传送线路3和作为第2传送线路的传送线路4的分配电路。
威尔金森型分配器2由电路结构为π型电路的低通滤波器即π型LPF 2a、2c、电路结构为T型电路的高通滤波器即T型HPF 2b、2d、以及隔离电阻2e构成。
此处，LPF是“Low Pass Filter”的简写，HPF是“High Pass Filter”的简写。
π型LPF 2a是一端与输入端子1连接的第1滤波器。
T型HPF 2b是一端与π型LPF 2a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接的第2滤波器。
π型LPF 2c是一端与输入端子1连接的第3滤波器。
T型HPF 2d是一端与π型LPF 2c的另一端连接，另一端与λ/4线路9的一端连接的第4滤波器。
隔离电阻2e是与连接点2f和连接点2g连接，具有与针对传送线路3和传送线路4的信号功率的分配率对应的电阻值的电阻，该连接点2f在π型LPF 2a的输出侧将π型LPF 2a和T型HPF 2b连接，该连接点2g在π型LPF 2c的输出侧将π型LPF 2c和T型HPF 2d连接。
放大电路5是插入于传送线路3上的第1放大电路，由载波放大器6、以及λ/4线路7构成。
载波放大器6与威尔金森型分配器2的T型HPF 2b的输出侧连接，对由威尔金森型分配器2分配的其中一个信号进行放大。此外，载波放大器6被偏置为AB级或B级。
作为第一4分之n波长线路的λ/4线路7是连接于载波放大器6和合成器11之间，且电长度为作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度的分布常数线路。
放大电路8是插入于传送线路4上的第2放大电路，由λ/4线路9、以及峰值放大器10构成。
作为第二4分之n波长线路的λ/4线路9是一端与威尔金森型分配器2的T型HPF 2d的输出侧连接，且电长度为作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度的分布常数线路。
峰值放大器10连接于λ/4线路9和合成器11之间，对由威尔金森型分配器2分配的另一信号进行放大。此外，峰值放大器10被偏置为C级。
合成器11是对由放大电路5放大后的信号和由放大电路8放大后的信号进行合成的合成电路。
输出端子12是将由合成器11合成后的信号输出的端子。
此外，在图1的多尔蒂放大器中，将从输入端子1经由π型LPF2a、T型HPF 2b、载波放大器6、λ/4线路7以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由π型LPF 2c、T型HPF2d、λ/4线路9、峰值放大器10及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度设计为在所期望频带相等。
在该实施方式1中，为了简化说明，将威尔金森型分配器2的分配率设为1：1，将多尔蒂放大器的输入输出阻抗设为50Ω而进行说明。
图2是表示π型LPF 2a、2c和T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性的史密斯圆图。
首先，如图2的实线所示，从隔离电阻2e观察的π型LPF 2a、2c的阻抗的频率特性在低频时，从与威尔金森型分配器2的分配率对应的任意的阻抗开始，在所期望频带反射变为最小。即，从史密斯圆图的实轴上的2.0阻抗(100Ω＝50Ω×2.0)开始，在史密斯圆图的实轴上的1.0阻抗(50Ω＝50Ω×1.0)附近的频带即所期望频带反射变为最小。
之后，π型LPF 2a、2c的阻抗的频率特性为如下特性，即，随着变为高频而穿过电容性区域，最终接近阻抗为0Ω的短路点。
此时，在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。在图2中，用实线的右箭头表示该情况。
图3是表示LPF的电路结构的结构图，特别地，图3A示出π型LPF的电路结构，图3B示出T型LPF的电路结构。
因此，对于π型LPF 2a、2c的电路结构而言，想到的是如图3A所示由输入端子21、输出端子22、电容器23、24及电感25构成的电路结构。
但是，π型LPF 2a、2c只要具有图2的实线所示的阻抗的频率特性即可，并不限于图3A的电路结构。因此，既可以对π型LPF 2a、2c的级数进行增减，π型LPF 2a、2c也可以由分布常数线路等构成。
然后，如图2的点划线所示，从隔离电阻2e观察的T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性在低频时，从开路点开始，穿过电容性区域，在所期望频带反射变为最小。即，从史密斯圆图的实轴上的无限大的阻抗开始，在史密斯圆图的实轴上的1.0阻抗(50Ω＝50Ω×1.0)附近的频带即所期望频带反射变为最小。
在高频时，变为接近与威尔金森型分配器2的分配率对应的任意的阻抗的特性。在图2的例子中，变为接近50Ω阻抗的特性。
此时，在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。在图2中，用点划线的右箭头表示该情况。
图4是表示HPF的电路结构的结构图，特别地，图4A示出π型HPF的电路结构，图4B示出T型HPF的电路结构。
因此，对于T型HPF 2b、2d的电路结构而言，想到的是如图4B所示由输入端子31、输出端子32、电容器36、37及电感38构成的电路结构。
但是，T型HPF 2b、2d只要具有图2的点划线所示的阻抗的频率特性即可，并不限于图4B的电路结构。因此，既可以对T型HPF2b、2d的级数进行增减，T型HPF 2b、2d也可以由分布常数线路等构成。
下面，对动作进行说明。
如果从输入端子1输入所期望频带的RF(radio frequency)信号作为放大对象信号，则威尔金森型分配器2将该RF信号分配给传送线路3和传送线路4。
威尔金森型分配器2的RF信号分配率根据π型LPF 2a、2c及T型HPF 2b、2d的各阻抗转换和隔离电阻2e的电阻值而取任意的值。
由威尔金森型分配器2分配而输出至传送线路3的那一个RF信号被载波放大器6放大，输出至传送线路4的另一个RF信号被峰值放大器10放大。
利用合成器11将由载波放大器6放大后的那一个RF信号和由峰值放大器10放大后的另一个RF信号合成，从输出端子12输出由合成器11合成后的RF信号。
此处，对威尔金森型分配器2的动作进行具体说明。
图5是表示威尔金森型分配器2的隔离特性的说明图。
在图5中，为了与图1的威尔金森型分配器2进行比较，除了图1的威尔金森型分配器2的隔离特性之外，还记述有专利文献1所公开的分配电路的隔离特性。专利文献1所公开的分配电路使用4个λ/4线路来替代π型LPF 2a、2c和T型HPF 2b、2d。
在图5中，将图1的威尔金森型分配器2标记为本发明，将专利文献1所公开的分配电路标记为现有型而进行区别。
现有型的分配电路的隔离特性如图5的虚线所示可知，分配电路的2个输出端子之间的隔离在所期望频带的附近变大，但在所期望频带之外变小。
与此相对，图1的威尔金森型分配器2的隔离特性如图5的实线所示可知，威尔金森型分配器2的2个输出端子之间的隔离不仅在所期望频带的附近变大，在所期望频带之外也变大。威尔金森型分配器2的2个输出端子对应于与载波放大器6连接的T型HPF 2b的输出侧和与λ/4线路9连接的T型HPF 2d的输出侧。
如上所述，在所期望频带之外隔离也变大的理由是，T型HPF2b、2d以将与所期望频带相比的低频带侧隔离的方式起作用，π型LPF 2a、2c以将与所期望频带相比的高频带侧隔离的方式起作用。
图6是表示图1的威尔金森型分配器2的通过特性的频率依赖性的说明图。
特别地，图6A示出威尔金森型分配器2的通过特性，图6B示出π型LPF和π型HPF的阻抗的频率特性，图6C示出π型LPF和T型HPF的阻抗的频率特性。
这里，作为π型HPF的电路结构，想到的是如图4A所示由输入端子31、输出端子32、电感33、34及电容器35构成的电路结构。
图6B所示的威尔金森型分配器为如下电路结构，即，输入侧的滤波器为π型LPF，输出侧的滤波器为π型HPF。而且，π型LPF的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在史密斯圆图的实轴上的1.0阻抗(50Ω＝50Ω×1.0)附近的频带即所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。在图6B中，用实线的右箭头表示该情况。
与此相对，π型HPF的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。在图6B中，用虚线的左箭头表示该情况。
因此，就π型LPF和π型HPF的阻抗的频率特性而言，由于所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相反方向移动，因此只对所期望频带的中心频率取得匹配，通过频带(S21)变为窄频带。
图6A的虚线表示的通过特性(S21)示出图6B所示的威尔金森型分配器的通过特性，为只有所期望频带的中心频率的信号不衰减地通过的窄频带特性。
图6C所示的图1的威尔金森型分配器2为如下电路结构，即，输入侧的滤波器为π型LPF 2a、2c，输出侧的滤波器为T型HPF 2b、2d。而且，π型LPF 2a、2c的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。在图6C中，用实线的右箭头表示该情况。
另外，T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。在图6C中，用点划线的右箭头表示该情况。
因此，就π型LPF 2a、2c和T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性而言，由于所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因此在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带(S21)变为宽频带。
图6A的实线表示的通过特性(S21)示出图6C所示的图1的威尔金森型分配器2的通过特性，连同所期望频带的中心频率的周边的频率也包括在内而成为宽频带的通过特性。
由此可知，根据该实施方式1，威尔金森型分配器2由π型LPF2a、2c、T型HPF 2b、T型HPF 2d、以及隔离电阻2e构成，因此能够取得如下效果，即，能够对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路，，并且能够宽频带地对信号进行放大，其中，该π型LPF 2a、2c与输入端子1连接，该T型HPF 2b的一端与π型LPF 2a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接，该T型HPF 2d的一端与π型LPF 2c的另一端连接，另一端与λ/4线路9的一端连接，该隔离电阻2e与连接点2f和连接点2g连接。
即，不仅在所期望频带的附近，在所期望频带之外，也能够通过大的威尔金森型分配器2的隔离对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路。另外，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，根据π型LPF 2a、2c和T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性，能够宽频带地对信号进行放大。
实施方式2.
在上述实施方式1中示出输入侧的滤波器为π型LPF 2a、2c，输出侧的滤波器为T型HPF 2b、2d的威尔金森型分配器2将作为放大对象的信号分配给传送线路3、4，但也可以是输入侧的滤波器为π型HPF，输出侧的滤波器为T型LPF的威尔金森型分配器将作为放大对象的信号分配给传送线路3、4。
图7是表示本发明的实施方式2涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图7中，由于与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
威尔金森型分配器40是将从输入端子1输入的作为放大对象的信号分配给传送线路3和传送线路4的分配电路。
威尔金森型分配器40由电路结构为π型电路的高通滤波器即π型HPF 40a、40c、电路结构为T型电路的低通滤波器即T型LPF 40b、40d、以及隔离电阻40e构成。
π型HPF 40a是一端与输入端子1连接的第1滤波器。
T型LPF 40b是一端与π型HPF 40a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接的第2滤波器。
π型HPF 40c是一端与输入端子1连接的第3滤波器。
T型LPF 40d是一端与π型HPF 40c的另一端连接，另一端与λ/4线路9的一端连接的第4滤波器。
隔离电阻40e是与连接点40f和连接点40g连接，具有与针对传送线路3和传送线路4的信号功率的分配率对应的电阻值的电阻，该连接点40f在π型HPF 40a的输出侧将π型HPF40a和T型LPF 40b连接，该连接点40g在π型HPF 40c的输出侧将π型HPF 40c和T型LPF 40d连接。
在图7的多尔蒂放大器中，将从输入端子1经由π型HPF 40a、T型LPF 40b、载波放大器6、λ/4线路7以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由π型HPF40c、T型LPF40d、λ/4线路9、峰值放大器10及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度设计为在所期望频带相等。
在该实施方式2中，为了简化说明，将威尔金森型分配器40的分配率设为1：1，将多尔蒂放大器的输入输出阻抗设为50Ω而进行说明。
图8是表示π型HPF 40a、40c和T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性的史密斯圆图。
首先，如图8的虚线所示，从隔离电阻40e观察的π型HPF 40a、40c的阻抗的频率特性在低频时，从短路点开始，穿过感应性区域而在所期望频带反射变为最小。即，从史密斯圆图的实轴上的0阻抗(0Ω)开始，在史密斯圆图的实轴上的1.0阻抗(50Ω＝50Ω×1.0)附近的频带即所期望频带反射变为最小。
在高频时，变为接近与威尔金森型分配器40的分配率对应的任意的阻抗的特性。在图7的例子中，变为接近100Ω的阻抗的特性。
此时，在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。在图8中，用虚线的左箭头表示该情况。
作为π型HPF 40a、40c的电路结构，想到的是如图4A所示那样的电路结构。
但是，π型HPF 40a、40c只要具有图8的虚线所示的阻抗的频率特性即可，并不限于图4A的电路结构。因此，既可以对π型HPF40a、40c的级数进行增减，π型HPF 40a、40c也可以由分布常数线路等构成。
然后，如图8的虚线所示，从隔离电阻40e观察的T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性在低频时，从与威尔金森型分配器40的分配率对应的任意的阻抗开始，在所期望频带反射变为最小。即，从50Ω的阻抗开始，在史密斯圆图的实轴上的1.0阻抗(50Ω＝50Ω×1.0)附近的频带即所期望频带反射变为最小。
之后，T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性为如下特性，即，随着变为高频而穿过感应性区域，最终接近阻抗为无限大的开路点。
此时，在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。在图8中，用虚线的左箭头表示该情况。
作为T型LPF 40b、40d的电路结构，想到的是如图3B所示由输入端子21、输出端子22、电感26、27及电容器28构成的电路结构。
但是，T型LPF 40b、40d只要具有图8的虚线所示的阻抗的频率特性即可，并不限于图3B的电路结构。因此，既可以对T型LPF40b、40d的级数进行增减，T型LPF 40b、40d也可以由分布常数线路等构成。
然后，对动作进行说明。
如果从输入端子1输入所期望频带的RF信号作为放大对象信号，则威尔金森型分配器40将该RF信号分配给传送线路3和传送线路4。
威尔金森型分配器40的RF信号的分配率根据π型HPF 40a、40c及T型LPF 40b、40d的各阻抗转换和隔离电阻40e的电阻值而取任意的值。
由威尔金森型分配器40分配而输出至传送线路3的那一个RF信号被载波放大器6放大，输出至传送线路4的另一个RF信号被峰值放大器10放大。
利用合成器11将由载波放大器6放大后的那一个RF信号和由峰值放大器10放大后的另一个RF信号合成，从输出端子12输出由合成器11合成后的RF信号。
此处，对威尔金森型分配器40的动作进行具体说明。
图9是表示威尔金森型分配器40的隔离特性的说明图。
在图9中，为了与图7的威尔金森型分配器40进行比较，除了图7的威尔金森型分配器40的隔离特性之外，还记述有专利文献1所公开的分配电路的隔离特性。专利文献1所公开的分配电路使用4个λ/4线路来替代π型HPF 40a、40c和T型LPF 40b、40d。
在图9中，将图7的威尔金森型分配器40标记为本发明，将专利文献1所公开的分配电路标记为现有型而进行区别。
现有型的分配电路的隔离特性如图9的虚线所示可知，分配电路的2个输出端子之间的隔离在所期望频带的附近变大，但在所期望频带之外变小。
与此相对，图7的威尔金森型分配器40的隔离特性如图9的实线所示可知，威尔金森型分配器40的2个输出端子之间的隔离不仅在所期望频带的附近变大，在所期望频带之外也变大。威尔金森型分配器40的2个输出端子对应于与载波放大器6连接的T型LPF 40b的输出侧和与λ/4线路9连接的T型LPF 40d的输出侧。
如上所述，在所期望频带之外隔离也变大的理由是，π型HPF40a、40c以将与所期望频带相比的低频带侧隔离的方式起作用，T型LPF 40b、40d以将与所期望频带相比的高频带侧隔离的方式起作用。
图10是表示图7的威尔金森型分配器40的通过特性的频率依赖性的说明图。
特别地，图10A示出威尔金森型分配器40的通过特性，图10B示出π型HPF和π型LPF的阻抗的频率特性，图10C示出π型HPF和T型LPF的阻抗的频率特性。
图10B所示的威尔金森型分配器为如下电路结构，即，输入侧的滤波器为π型HPF，输出侧的滤波器为π型LPF。而且，π型HPF的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在史密斯圆图的实轴上的1.0阻抗(50Ω＝50Ω×1.0)附近的频带即所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。在图10B中，用虚线的左箭头表示该情况。
与此相对，π型LPF的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。在图10B中，用虚线的右箭头表示该情况。
因此，就π型HPF和π型LPF的阻抗的频率特性而言，由于所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相反方向移动，因此只对所期望频带的中心频率取得匹配，通过频带(S21)变为窄频带。
图10A的虚线表示的通过特性(S21)示出图10B所示的威尔金森型分配器的通过特性，为只有所期望频带的中心频率的信号不衰减地通过的窄频带特性。
图10C所示的图7的威尔金森型分配器40为如下电路结构，即，输入侧的滤波器为π型HPF 40a、40c，输出侧的滤波器为T型LPF40b、40d。而且，π型HPF 40a、40c的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。在图10C中，用虚线的左箭头表示该情况。
另外，T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性具有如下特性，即，在所期望频带，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。在图10C中，用虚线的左箭头表示该情况。
因此，就π型HPF 40a、40c和T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性而言，由于所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因此在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带(S21)变为宽频带。
图10A的实线表示的通过特性(S21)示出图10C所示的图7的威尔金森型分配器40的通过特性，连同所期望频带的中心频率的周边的频率也包括在内而成为宽频带的通过特性。
由此可知，根据该实施方式2，威尔金森型分配器40由π型HPF40a、40c、T型LPF40b、T型LPF 40d、以及隔离电阻40e构成，因此取得如下效果，即，能够对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路，并且能够宽频带地对信号进行放大，其中，该π型HPF 40a、40c与输入端子1连接，该T型LPF 40b的一端与π型HPF 40a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接，该T型LPF 40d的一端与π型HPF 40c的另一端连接，另一端与λ/4线路9的一端连接，该隔离电阻40e与连接点40f和连接点40g连接。
即，不仅在所期望频带的附近，在所期望频带之外，也能够通过大的威尔金森型分配器40的隔离对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路。另外，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，根据π型HPF 40a、40c和T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性，能够宽频带地对信号进行放大。
实施方式3.
在上述实施方式1中示出如下电路结构，即，威尔金森型分配器2的输入侧的滤波器为π型LPF 2a、2c，输出侧的滤波器为T型HPF 2b、2d，但也可以是将威尔金森型分配器2的输入侧的滤波器和输出侧的滤波器相调换的电路结构。
图11是表示本发明的实施方式3涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图11中，由于与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
威尔金森型分配器50是将从输入端子1输入的信号分配给传送线路3和传送线路4的分配电路。
威尔金森型分配器50由电路结构为T型电路的高通滤波器即T型HPF 50a、50c、电路结构为π型电路的低通滤波器即π型LPF 50b、50d、以及隔离电阻50e构成。
T型HPF 50a是一端与输入端子1连接的第1滤波器，想到的是如图4B所示那样的电路结构。
π型LPF 50b是一端与T型HPF 50a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接的第2滤波器，想到的是如图3A所示那样的电路结构。
T型HPF 50c是一端与输入端子1连接的第3滤波器，想到的是如图4B所示那样的电路结构。
π型LPF 50d是一端与T型HPF 50c的另一端连接，另一端与λ/4线路9连接的第4滤波器，想到的是如图3A所示那样的电路结构。
隔离电阻50e是与连接点50f和连接点50g连接，具有与针对传送线路3和传送线路4的信号功率的分配率对应的电阻值的电阻，该连接点50f在T型HPF 50a的输出侧将T型HPF50a和π型LPF 50b连接，该连接点50g在T型HPF 50c的输出侧将T型HPF 50c和π型LPF 50d连接。
T型HPF 50a、50c的阻抗的频率特性与上述实施方式1中的图1的T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性相同。
另外，π型LPF 50b、50d的阻抗的频率特性与上述实施方式1中的图1的π型LPF 2a、2c的阻抗的频率特性相同。
因此，就T型HPF 50a、50c和π型LPF 50b、50d的阻抗的频率特性而言，与π型LPF2a、2c和T型HPF 2b、2d的阻抗的频率特性相同地，由于所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因此在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带(S21)变为宽频带。
另外，图11的威尔金森型分配器50的隔离特性与上述实施方式1中的图1的威尔金森型分配器2相同地，威尔金森型分配器50的2个输出端子之间的隔离不仅在所期望频带的附近变大，在所期望频带之外也变大。威尔金森型分配器50的2个输出端子对应于与载波放大器6连接的π型LPF 50b的输出侧和与λ/4线路9连接的π型LPF 50d的输出侧。
在所期望频带之外隔离也变大的理由是，T型HPF 50a、50c以将与所期望频带相比的低频带侧隔离的方式起作用，π型LPF 50b、50d以将与所期望频带相比的高频带侧隔离的方式起作用。
由此可知，根据该实施方式3，威尔金森型分配器50由T型HPF 50a、50c、π型LPF50b、π型LPF 50d、以及隔离电阻50e构成，因此与上述实施方式1相同地，取得如下效果，即，能够对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路，并且能够宽频带地对信号进行放大，其中，该T型HPF 50a、50c与输入端子1连接，该π型LPF 50b的一端与T型HPF 50a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接，该π型LPF 50d的一端与T型HPF 50c的另一端连接，另一端与λ/4线路9连接，该隔离电阻50e与连接点50f和连接点50g连接。
实施方式4.
在上述实施方式2中示出如下电路结构，即，威尔金森型分配器40的输入侧的滤波器为π型HPF 40a、40c，输出侧的滤波器为T型LPF 40b、40d，但也可以是将威尔金森型分配器40的输入侧的滤波器和输出侧的滤波器相调换的电路结构。
图12是表示本发明的实施方式4涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图12中，由于与图7相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
威尔金森型分配器60是将从输入端子1输入的作为放大对象的信号分配给传送线路3和传送线路4的分配电路。
威尔金森型分配器60由电路结构为T型电路的低通滤波器即T型LPF 60a、60c、电路结构为π型电路的高通滤波器即π型HPF 60b、60d、以及隔离电阻60e构成。
T型LPF 60a是一端与输入端子1连接的第1滤波器，想到的是如图3B所示那样的电路结构。
π型HPF 60b是一端与T型LPF 60a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接的第2滤波器，想到的是如图4A所示那样的电路结构。
T型LPF 60c是一端与输入端子1连接的第3滤波器，想到的是如图3B所示那样的电路结构。
π型HPF 60d是一端与T型LPF 60c的另一端连接，另一端与λ/4线路9连接的第4滤波器，想到的是如图4A所示那样的电路结构。
隔离电阻60e是与连接点60f和连接点60g连接，具有与针对传送线路3和传送线路4的信号功率的分配率对应的电阻值的电阻，该连接点60f在T型LPF 60a的输出侧将T型LPF60a和π型HPF 60b连接，该连接点60g在T型LPF 60c的输出侧将T型LPF 60c和π型HPF 60d连接。
T型LPF 60a、60c的阻抗的频率特性与上述实施方式2中的图7的T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性相同。
另外，π型HPF 60b、60d的阻抗的频率特性与上述实施方式2中的图7的π型HPF40a、40c的阻抗的频率特性相同。
因此，就T型LPF 60a、60c和π型HPF 60b、60d的阻抗的频率特性而言，与π型HPF40a、40c和T型LPF 40b、40d的阻抗的频率特性相同地，由于所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因此在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带(S21)变为宽频带。
另外，图12的威尔金森型分配器60的隔离特性与上述实施方式2中的图7的威尔金森型分配器40相同地，威尔金森型分配器60的2个输出端子之间的隔离不仅在所期望频带的附近变大，在所期望频带之外也变大。威尔金森型分配器60的2个输出端子对应于与载波放大器6连接的π型HPF 60b的输出侧和与λ/4线路9连接的π型HPF 60d的输出侧。
在所期望频带之外隔离也变大的理由是，π型HPF 60b、60d以将与所期望频带相比的低频带侧隔离的方式起作用，T型LPF 60a、60c以将与所期望频带相比的高频带侧隔离的方式起作用。
由此可知，根据该实施方式4，威尔金森型分配器60由T型LPF60a、60c、π型HPF60b、π型HPF 60d、以及隔离电阻60e构成，因此与上述实施方式2相同地，取得如下效果，即，能够对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路，并且能够宽频带地对信号进行放大，其中，该T型LPF 60a、60c与输入端子1连接，该π型HPF 60b的一端与T型LPF 60a的另一端连接，另一端与载波放大器6连接，该π型HPF 60d的一端与T型LPF 60c的另一端连接，另一端与λ/4线路9连接，该隔离电阻60e与连接点60f和连接点60g连接。
实施方式5.
在上述实施方式1中示出放大电路8由λ/4线路9和峰值放大器10构成，但是也可以使用π型LPF替代λ/4线路9来构成放大电路8。
图13是表示本发明的实施方式5涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图13中，由于与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
π型LPF 71是在T型HPF 2d和峰值放大器10之间连接的π型电路的低通滤波器，与上述实施方式1中的图1的λ/4线路9相同地，π型LPF 71的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，π型LPF 71构成第二4分之n波长线路。
作为π型LPF 71的电路结构，想到的是如图3A所示那样的电路结构。但是，π型LPF71的电路结构并不限于如图3A所示那样的电路结构。因此，既可以对π型LPF 71的级数进行增减，π型LPF 71也可以由分布常数线路等构成。
π型LPF 71的电长度与放大电路5的λ/4线路7相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由π型LPF 2a、T型HPF 2b、载波放大器6、λ/4线路7以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由π型LPF2c、T型HPF 2d、π型LPF 71、峰值放大器10及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器2观察的π型LPF 71的阻抗的频率特性与π型LPF 2a、2c的阻抗的频率特性类似。因此，在低频时，从与峰值放大器10的输入阻抗对应的任意的阻抗开始，在所期望频带反射变为最小。在高频时，具有随着变为高频，穿过电容性区域而接近短路点的特性。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。
从T型HPF 2d和π型LPF 71的连接点分别观察T型HPF 2d和π型LPF 71时的阻抗的频率特性与图6C所示的π型LPF和T型HPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用π型LPF 71替代图1的λ/4线路9而构成放大电路8，从而与上述实施方式1相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式6.
在上述实施方式2中示出放大电路8由λ/4线路9和峰值放大器10构成，但是也可以使用π型HPF替代λ/4线路9来构成放大电路8。
图14是表示本发明的实施方式6涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图14中，由于与图7相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
π型HPF 72是在T型LPF 40d和峰值放大器10之间连接的π型电路的高通滤波器，与上述实施方式2中的图7的λ/4线路9相同地，π型HPF 72的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，π型HPF 72构成第二4分之n波长线路。
作为π型HPF 72的电路结构，想到的是如图4A所示那样的电路结构。但是，π型HPF72的电路结构并不限于如图4A所示那样的电路结构。因此，既可以对π型HPF 72的级数进行增减，π型HPF 72也可以由分布常数线路等构成。
π型HPF 72的电长度与放大电路5的λ/4线路7相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由π型HPF 40a、T型LPF 40b、载波放大器6、λ/4线路7以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由π型HPF 40c、T型LPF 40d、π型HPF 72、峰值放大器10及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器40观察的π型HPF 72的阻抗的频率特性与π型HPF 40a、40c的阻抗的频率特性类似。因此，在低频时，从短路点开始，穿过感应性区域在所期望频带反射变为最小。在高频时，具有接近与峰值放大器10的输入阻抗对应的任意的阻抗的特性。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。
从T型LPF 40d和π型HPF 72的连接点分别观察T型LPF 40d和π型HPF 72时的阻抗的频率特性与图10C所示的π型HPF和T型LPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用π型HPF 72替代图7的λ/4线路9而构成放大电路8，从而与上述实施方式2相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式7.
在上述实施方式3中示出放大电路8由λ/4线路9和峰值放大器10构成，但是也可以使用T型HPF替代λ/4线路9来构成放大电路8。
图15是表示本发明的实施方式7涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图15中，由于与图11相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
T型HPF 73是在π型LPF 50d和峰值放大器10之间连接的T型电路的高通滤波器，与上述实施方式3中的图11的λ/4线路9相同地，T型HPF 73的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，T型HPF 73构成第二4分之n波长线路。
作为T型HPF 73的电路结构，想到的是如图4B所示那样的电路结构。但是，T型HPF73的电路结构并不限于如图4B所示那样的电路结构。因此，既可以对T型HPF 73的级数进行增减，T型HPF73也可以由分布常数线路等构成。
T型HPF 73的电长度与放大电路5的λ/4线路7相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由T型HPF 50a、π型LPF 50b、载波放大器6、λ/4线路7以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由T型HPF 50c、π型LPF 50d、T型HPF 73、峰值放大器10及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器50观察的T型HPF 73的阻抗的频率特性与T型HPF 50a、50c的阻抗的频率特性类似。因此，在低频时，从开路点开始，穿过电容性区域在所期望频带反射变为最小。在高频时，具有接近与峰值放大器10的输入阻抗对应的任意的阻抗的特性。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。
从π型LPF 50d和T型HPF 73的连接点分别观察π型LPF 50d和T型HPF 73时的阻抗的频率特性与图6C所示的π型LPF和T型HPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用T型HPF 73替代图11的λ/4线路9而构成放大电路8，从而与上述实施方式3相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式8.
在上述实施方式4中示出放大电路8由λ/4线路9和峰值放大器10构成，但是也可以使用T型LPF替代λ/4线路9来构成放大电路8。
图16是表示本发明的实施方式8涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图16中，由于与图12相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
T型LPF 74是在π型HPF 60d和峰值放大器10之间连接的T型电路的低通滤波器，与上述实施方式4中的图12的λ/4线路9相同地，T型LPF 74的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，T型LPF 74构成第二4分之n波长线路。
作为T型LPF 74的电路结构，想到的是如图3B所示那样的电路结构。但是，T型LPF74的电路结构并不限于如图3B所示那样的电路结构。因此，既可以对T型LPF 74的级数进行增减，T型LPF 74也可以由分布常数线路等构成。
T型LPF 74的电长度与放大电路5的λ/4线路7相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由T型LPF 60a、π型HPF 60b、载波放大器6、λ/4线路7以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由T型LPF 60c、π型HPF 60d、T型LPF 74、峰值放大器10及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器60观察的T型LPF 74的阻抗的频率特性与T型LPF 60a、60c类似。因此，在低频时，从与峰值放大器10的输入阻抗对应的任意的阻抗开始，在所期望频带反射变为最小。在高频时具有如下特性，即，随着变为高频而穿过感应性区域，最终接近阻抗为无限大的开路点。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。
从π型HPF 60d和T型LPF 74的连接点分别观察π型HPF 60d和T型LPF 74时的阻抗的频率特性与图10C所示的π型HPF和T型LPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用T型LPF 74替代图12的λ/4线路9而构成放大电路8，从而与上述实施方式4相比能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式9.
在上述实施方式1～4中示出λ/4线路7连接于载波放大器6的后级，λ/4线路9连接于峰值放大器10的前级，但如图17～图20所示，即使λ/4线路7连接于载波放大器6的前级，λ/4线路9连接于峰值放大器10的后级，也与上述实施方式1～4相同地进行动作。
因此，即使是λ/4线路7连接于载波放大器6的前级，λ/4线路9连接于峰值放大器10的后级的多尔蒂放大器，也与上述实施方式1～4相同地取得如下效果，即，能够对环路振荡进行抑制而无需安装稳定化电路，并且能够宽频带地对信号进行放大。
实施方式10.
在上述实施方式9中，就图17的多尔蒂放大器而言，示出与威尔金森型分配器2连接的放大电路5由λ/4线路7和载波放大器6构成，但是也可以使用π型LPF替代λ/4线路7来构成放大电路5。
图21是表示本发明的实施方式10涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图21中，由于与图17相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
π型LPF 81是在T型HPF 2b和载波放大器6之间连接的π型电路的低通滤波器，与上述实施方式9中的图17的λ/4线路7相同地，π型LPF 81的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，π型LPF 81构成第一4分之n波长线路。
作为π型LPF 81的电路结构，想到的是如图3A所示那样的电路结构。但是，π型LPF81的电路结构并不限于如图3A所示那样的电路结构。因此，既可以对π型LPF 81的级数进行增减，π型LPF 81也可以由分布常数线路等构成。
π型LPF 81的电长度与放大电路8的λ/4线路9相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由π型LPF 2a、T型HPF 2b、π型LPF81、载波放大器6以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由π型LPF 2c、T型HPF 2d、峰值放大器10、λ/4线路9及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器2观察的π型LPF 81的阻抗的频率特性与π型LPF 2a、2c的阻抗的频率特性类似。因此，在低频时，从与载波放大器6的输入阻抗对应的任意的阻抗开始，在所期望频带反射变为最小。在高频时，具有随着变为高频，穿过电容性区域而接近短路点的特性。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。
从T型HPF 2b和π型LPF 81的连接点分别观察T型HPF 2b和π型LPF 81时的阻抗的频率特性与图6C所示的π型LPF和T型HPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用π型LPF 81替代图17的λ/4线路7而构成放大电路5，从而与上述实施方式9相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式11.
在上述实施方式9中，就图18的多尔蒂放大器而言，示出与威尔金森型分配器40连接的放大电路5由λ/4线路7和载波放大器6构成，但是也可以使用π型HPF替代λ/4线路7来构成放大电路5。
图22是表示本发明的实施方式11涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图22中，由于与图18相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
π型HPF 82是在T型LPF 40b和载波放大器6之间连接的π型电路的高通滤波器，与上述实施方式9中的图18的λ/4线路7相同地，π型HPF 82的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，π型HPF 82构成第一4分之n波长线路。
作为π型HPF 82的电路结构，想到的是如图4A所示那样的电路结构。但是，π型HPF82的电路结构并不限于如图4A所示那样的电路结构。因此，既可以对π型HPF 82的级数进行增减，π型HPF 82也可以由分布常数线路等构成。
π型HPF 82的电长度与放大电路8的λ/4线路9相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由π型HPF 40a、T型LPF 40b、π型HPF82、载波放大器6以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由π型HPF 40c、T型LPF 40d、峰值放大器10、λ/4线路9及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器40观察的π型HPF 82的阻抗的频率特性与π型HPF 40a、40c类似。因此，在低频时，从短路点开始，穿过感应性区域在所期望频带反射变为最小。在高频时，具有接近与载波放大器6的输入阻抗对应的任意的阻抗的特性。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。
从T型LPF 40b和π型HPF 82的连接点分别观察T型LPF 40b和π型HPF 82时的阻抗的频率特性与图10C所示的π型HPF和T型LPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，由此取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用π型HPF 82替代图18的λ/4线路7而构成放大电路5，从而与上述实施方式9相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式12.
在上述实施方式9中，就图19的多尔蒂放大器而言，示出与威尔金森型分配器50连接的放大电路5由λ/4线路7和载波放大器6构成，但是也可以使用T型HPF替代λ/4线路7来构成放大电路5。
图23是表示本发明的实施方式12涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图23中，由于与图19相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
T型HPF 83是在π型LPF 50b和载波放大器6之间连接的T型电路的高通滤波器，与上述实施方式9中的图19的λ/4线路7相同地，T型HPF 83的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，T型HPF 83构成第一4分之n波长线路。
作为T型HPF 83的电路结构，想到的是如图4B所示那样的电路结构。但是，T型HPF83的电路结构并不限于如图4B所示那样的电路结构。因此，既可以对T型HPF 83的级数进行增减，T型HPF83也可以由分布常数线路等构成。
T型HPF 83的电长度与放大电路8的λ/4线路9相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由T型HPF 50a、π型LPF 50b、T型HPF83、载波放大器6以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由T型HPF 50c、π型LPF 50d、峰值放大器10、λ/4线路9及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器50观察的T型HPF 83的阻抗的频率特性与T型HPF 50a、50c的阻抗的频率特性类似。因此，在低频时，从开路点开始，穿过电容性区域在所期望频带反射变为最小。在高频时，具有接近与载波放大器6的输入阻抗对应的任意的阻抗的特性。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从低电阻侧向高电阻侧移动。
从π型LPF 50b和T型HPF 83的连接点分别观察π型LPF 50b和T型HPF 83时的阻抗的频率特性与图6C所示的π型LPF和T型HPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用T型HPF 83替代图19的λ/4线路7而构成放大电路5，从而与上述实施方式9相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
实施方式13.
在上述实施方式9中，就图20的多尔蒂放大器而言，示出与威尔金森型分配器60连接的放大电路5由λ/4线路7和载波放大器6构成，但是也可以使用T型LPF替代λ/4线路7来构成放大电路5。
图24是表示本发明的实施方式13涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图24中，由于与图20相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
T型LPF 84是在π型HPF 60b和载波放大器6之间连接的T型电路的低通滤波器，与上述实施方式9中的图20的λ/4线路7相同地，T型LPF 84的电长度具有作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，T型LPF 84构成第一4分之n波长线路。
作为T型LPF 84的电路结构，想到的是如图3B所示那样的电路结构。但是，T型LPF84的电路结构并不限于如图3B所示那样的电路结构。因此，既可以对T型LPF 84的级数进行增减，T型LPF 84也可以由分布常数线路等构成。
T型LPF 84的电长度与放大电路8的λ/4线路9相同地，是作为放大对象的信号的4分之n(n为正的奇数)波长的长度。因此，从输入端子1经由T型LPF 60a、π型HPF 60b、T型LPF84、载波放大器6以及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度和从输入端子1经由T型LPF 60c、π型HPF 60d、峰值放大器10、λ/4线路9及合成器11而到达输出端子12的路径的电长度在所期望频带相等。
从威尔金森型分配器60观察的T型LPF 84的阻抗的频率特性与T型LPF 60a、60c的阻抗的频率特性类似。因此，在低频时，从与载波放大器6的输入阻抗对应的任意的阻抗开始，在所期望频带反射变为最小。在高频时具有如下特性，即，随着变为高频而穿过感应性区域，最终接近阻抗为无限大的开路点。
在所期望频带具有如下特性，即，阻抗从低频直到高频沿实轴从高电阻侧向低电阻侧移动。
从π型HPF 60b和T型LPF 84的连接点分别观察π型HPF 60b和T型LPF 84时的阻抗的频率特性与图10C所示的π型HPF和T型LPF的阻抗的频率特性类似。因此，所期望频带处的阻抗从低频直到高频沿实轴向相同方向移动，因而取得如下效果，即，在所期望频带的中心频率的周边也广泛地取得匹配，通过频带变为宽频带。
因此，通过使用T型LPF 84替代图20的λ/4线路7而构成放大电路5，从而与上述实施方式9相比，能够进一步得到宽频带地对信号进行放大的效果。
此外，本发明在其发明的范围内，能够进行各实施方式的自由的组合，或者各实施方式的任意结构要素的变形，或者在各实施方式中对任意的结构要素进行省略。
工业实用性
本发明涉及的多尔蒂放大器适于需要宽频带地对信号进行放大的放大器。
标号的说明
1输入端子，2威尔金森型分配器(分配电路)，2aπ型LPF(第1滤波器)，2b T型HPF(第2滤波器)，2cπ型LPF(第3滤波器)，2d T型HPF(第4滤波器)，2e隔离电阻(电阻)，2f、2g连接点，3传送线路(第1传送线路)，4传送线路(第2传送线路)，5放大电路(第1放大电路)，6载波放大器，7λ/4线路(第一4分之n波长线路)，8放大电路(第2放大电路)，9λ/4线路(第二4分之n波长线路)，10峰值放大器，11合成器，12输出端子，21输入端子，22输出端子，23、24电容器，25电感，26、27电感，28电容器，31输入端子，32输出端子，33、34电容器，35电感，36、37电容器，38电感，40威尔金森型分配器，40aπ型HPF(第1滤波器)，40b T型LPF(第2滤波器)，40cπ型HPF(第3滤波器)，40d T型LPF(第4滤波器)，40e隔离电阻(电阻)，40f、40g连接点，50威尔金森型分配器，50a T型HPF(第1滤波器)，50bπ型LPF(第2滤波器)，50c T型HPF(第3滤波器)，50dπ型LPF(第4滤波器)，50e隔离电阻(电阻)，50f、50g连接点，60威尔金森型分配器，60a T型LPF(第1滤波器)，60bπ型HPF(第2滤波器)，60c T型LPF(第3滤波器)，60dπ型HPF(第4滤波器)，60f、60g连接点，71π型LPF(第二4分之n波长线路)，72π型HPF(第二4分之n波长线路)，73 T型HPF(第二4分之n波长线路)，74 T型LPF(第二4分之n波长线路)，81π型LPF(第一4分之n波长线路)，82π型HPF(第一4分之n波长线路)，83 T型HPF(第一4分之n波长线路)，84T型LPF(第一4分之n波长线路)。

Claims (11)

1.一种多尔蒂放大器，其特征在于，具有：
分配电路，其将作为放大对象的信号分配给第1及第2传送线路；
第1放大电路，其插入于所述第1传送线路上；
第2放大电路，其插入于所述第2传送线路上；以及
合成器，其对由所述第1及第2放大电路放大后的信号进行合成，
所述分配电路具有：
第1滤波器，其被输入所述作为放大对象的信号；第2滤波器，其连接在所述第1滤波器和所述第1放大电路之间；
第3滤波器，其被输入所述作为放大对象的信号；第4滤波器，其连接在所述第3滤波器和所述第2放大电路之间；以及
电阻，其与所述第1滤波器的输出侧和所述第3滤波器的输出侧连接，
所述第1及第3滤波器由低通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由高通滤波器构成，或者所述第1及第3滤波器由高通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由低通滤波器构成，
如果所述低通滤波器为π型电路，则所述高通滤波器由T型电路构成，如果所述低通滤波器为T型电路，则所述高通滤波器由π型电路构成。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1放大电路由载波放大器和第一4分之n波长线路构成，该载波放大器与所述第2滤波器的输出侧连接，该第一4分之n波长线路连接在所述载波放大器和所述合成器之间，且电长度为所述作为放大对象的信号的4分之n波长的长度，其中，n为正的奇数，
所述第2放大电路由第二4分之n波长线路和峰值放大器构成，该第二4分之n波长线路的一端与所述第4滤波器的输出侧连接，且电长度为所述作为放大对象的信号的4分之n波长的长度，该峰值放大器连接在所述第二4分之n波长线路的另一端和所述合成器之间，其中，n为正的奇数。
3.根据权利要求2所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由π型电路的低通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由T型电路的高通滤波器构成，所述第二4分之n波长线路由π型电路的低通滤波器构成。
4.根据权利要求2所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由π型电路的高通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由T型电路的低通滤波器构成，所述第二4分之n波长线路由π型电路的高通滤波器构成。
5.根据权利要求2所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由T型电路的高通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由π型电路的低通滤波器构成，所述第二4分之n波长线路由T型电路的高通滤波器构成。
6.根据权利要求2所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由T型电路的低通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由π型电路的高通滤波器构成，所述第二4分之n波长线路由T型电路的低通滤波器构成。
7.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1放大电路由第一4分之n波长线路和载波放大器构成，该第一4分之n波长线路的一端与所述第2滤波器的输出侧连接，且电长度为所述作为放大对象的信号的4分之n波长的长度，该载波放大器连接在所述第一4分之n波长线路的另一端和所述合成器之间，其中，n为正的奇数，
所述第2放大电路由峰值放大器和第二4分之n波长线路构成，该峰值放大器与所述第4滤波器的输出侧连接，该第二4分之n波长线路连接在所述峰值放大器和所述合成器之间，且电长度为所述作为放大对象的信号的4分之n波长的长度，其中，n为正的奇数。
8.根据权利要求7所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由π型电路的低通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由T型电路的高通滤波器构成，所述第一4分之n波长线路由π型电路的低通滤波器构成。
9.根据权利要求7所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由π型电路的高通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由T型电路的低通滤波器构成，所述第一4分之n波长线路由π型电路的高通滤波器构成。
10.根据权利要求7所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由T型电路的高通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由π型电路的低通滤波器构成，所述第一4分之n波长线路由T型电路的高通滤波器构成。
11.根据权利要求7所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述第1及第3滤波器由T型电路的低通滤波器构成，所述第2及第4滤波器由π型电路的高通滤波器构成，所述第一4分之n波长线路由T型电路的低通滤波器构成。
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