JP6513225B2 - ドハティ増幅器 - Google Patents
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Description
この発明は、広帯域に信号を増幅することが可能なドハティ増幅器に関するものである。
近年、高効率化が図られている通信用増幅器として、ドハティ増幅器が提案されている。
ドハティ増幅器では、ＡＢ級またはＢ級にバイアスされているキャリア増幅器と、Ｃ級にバイアスされているピーク増幅器とが並列に接続されている。
また、並列に接続されているキャリア増幅器とピーク増幅器の前段には、増幅対象の信号をキャリア増幅器とピーク増幅器に分配する分配回路が接続されている。
また、キャリア増幅器とピーク増幅器の後段には、キャリア増幅器により増幅された信号とピーク増幅器により増幅された信号とを合成する合成器が接続されている。
因みに、キャリア増幅器は、常に信号の増幅動作を行う増幅器であり、ピーク増幅器は、高電力出力時のみ信号の増幅動作を行う増幅器である。
ドハティ増幅器では、ＡＢ級またはＢ級にバイアスされているキャリア増幅器と、Ｃ級にバイアスされているピーク増幅器とが並列に接続されている。
また、並列に接続されているキャリア増幅器とピーク増幅器の前段には、増幅対象の信号をキャリア増幅器とピーク増幅器に分配する分配回路が接続されている。
また、キャリア増幅器とピーク増幅器の後段には、キャリア増幅器により増幅された信号とピーク増幅器により増幅された信号とを合成する合成器が接続されている。
因みに、キャリア増幅器は、常に信号の増幅動作を行う増幅器であり、ピーク増幅器は、高電力出力時のみ信号の増幅動作を行う増幅器である。
以下の特許文献１に開示されているドハティ増幅器では、キャリア増幅器とピーク増幅器に対する信号電力の分配率に応じた特性インピーダンスを有する４つのλ／４線路と、その信号電力の分配率に応じた抵抗値を有するアイソレーション抵抗とから構成されている分配回路を備えている。
上記のλ／４線路は、電気長が増幅対象の信号の４分の１波長の長さの分布定数線路である。
上記のλ／４線路は、電気長が増幅対象の信号の４分の１波長の長さの分布定数線路である。
従来のドハティ増幅器は以上のように構成されているので、分配回路→キャリア増幅器→合成器→ピーク増幅器→分配回路に至る信号のループが発生する。このループが利得を持つ場合、ループ発振が生じるため、ループ発振を抑制する安定化回路を実装しなければならず、回路の大型化を招いてしまうという課題があった。
ただし、分配回路に実装されているアイソレーション抵抗の抵抗値を大きくすれば、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することが可能であるが、アイソレーション抵抗の抵抗値を大きくすることで、所望帯域の通過特性が狭帯域になり、広帯域に信号を増幅することができなくなるという課題があった。
ただし、分配回路に実装されているアイソレーション抵抗の抵抗値を大きくすれば、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することが可能であるが、アイソレーション抵抗の抵抗値を大きくすることで、所望帯域の通過特性が狭帯域になり、広帯域に信号を増幅することができなくなるという課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができるドハティ増幅器を得ることを目的とする。
この発明に係るドハティ増幅器は、増幅対象の信号を第１及び第２の伝送線路に分配する分配回路と、第１の伝送線路上に挿入された第１の増幅回路と、第２の伝送線路上に挿入された第２の増幅回路と、第１及び第２の増幅回路により増幅された信号を合成する合成器とを備え、分配回路が、増幅対象の信号が入力される第１のフィルタと、第１のフィルタと第１の増幅回路との間に接続された第２のフィルタと、増幅対象の信号が入力される第３のフィルタと、第３のフィルタと第２の増幅回路との間に接続された第４のフィルタと、第１のフィルタの出力側と第３のフィルタの出力側との間に接続された抵抗とを有し、第１及び第３のフィルタがローパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがハイパスフィルタで構成、あるいは、第１及び第３のフィルタがハイパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがローパスフィルタで構成されており、そのローパスフィルタがπ型回路であれば、そのハイパスフィルタがＴ型回路で構成され、そのローパスフィルタがＴ型回路であれば、そのハイパスフィルタがπ型回路で構成されているようにしたものである。
この発明によれば、分配回路が、増幅対象の信号が入力される第１のフィルタと、第１のフィルタと第１の増幅回路との間に接続された第２のフィルタと、増幅対象の信号が入力される第３のフィルタと、第３のフィルタと第２の増幅回路との間に接続された第４のフィルタと、第１のフィルタの出力側と第３のフィルタの出力側との間に接続された抵抗とを有し、第１及び第３のフィルタがローパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがハイパスフィルタで構成、あるいは、第１及び第３のフィルタがハイパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがローパスフィルタで構成されており、そのローパスフィルタがπ型回路であれば、そのハイパスフィルタがＴ型回路で構成され、そのローパスフィルタがＴ型回路であれば、そのハイパスフィルタがπ型回路で構成されているので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果がある。
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるドハティ増幅器を示す構成図である。
図１において、入力端子１は増幅対象の信号が入力される端子である。
ウィルキンソン型分配器２は入力端子１から入力された増幅対象の信号を第１の伝送線路である伝送線路３と第２の伝送線路である伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器２は、回路構成がπ型回路のローパスフィルタであるπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃと、回路構成がＴ型回路のハイパスフィルタであるＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄと、アイソレーション抵抗２ｅとから構成されている。
図１はこの発明の実施の形態１によるドハティ増幅器を示す構成図である。
図１において、入力端子１は増幅対象の信号が入力される端子である。
ウィルキンソン型分配器２は入力端子１から入力された増幅対象の信号を第１の伝送線路である伝送線路３と第２の伝送線路である伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器２は、回路構成がπ型回路のローパスフィルタであるπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃと、回路構成がＴ型回路のハイパスフィルタであるＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄと、アイソレーション抵抗２ｅとから構成されている。
ここで、ＬＰＦは「Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ」の略であり、ＨＰＦは「Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ」の略である。
π型ＬＰＦ２ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタである。
Ｔ型ＨＰＦ２ｂは一端がπ型ＬＰＦ２ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタである。
π型ＬＰＦ２ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタである。
Ｔ型ＨＰＦ２ｂは一端がπ型ＬＰＦ２ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタである。
π型ＬＰＦ２ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタである。
Ｔ型ＨＰＦ２ｄは一端がπ型ＬＰＦ２ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されている第４のフィルタである。
アイソレーション抵抗２ｅはπ型ＬＰＦ２ａの出力側であるπ型ＬＰＦ２ａとＴ型ＨＰＦ２ｂとの接続点２ｆと、π型ＬＰＦ２ｃの出力側であるπ型ＬＰＦ２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｄとの接続点２ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
Ｔ型ＨＰＦ２ｄは一端がπ型ＬＰＦ２ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されている第４のフィルタである。
アイソレーション抵抗２ｅはπ型ＬＰＦ２ａの出力側であるπ型ＬＰＦ２ａとＴ型ＨＰＦ２ｂとの接続点２ｆと、π型ＬＰＦ２ｃの出力側であるπ型ＬＰＦ２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｄとの接続点２ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
増幅回路５は伝送線路３上に挿入されている第１の増幅回路であり、キャリア増幅器６と、λ／４線路７とから構成されている。
キャリア増幅器６はウィルキンソン型分配器２におけるＴ型ＨＰＦ２ｂの出力側と接続されており、ウィルキンソン型分配器２により分配された一方の信号を増幅する。なお、キャリア増幅器６はＡＢ級またはＢ級にバイアスされている。
第１の４分のｎ波長線路であるλ／４線路７はキャリア増幅器６と合成器１１との間に接続され、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さの分布定数線路である。
キャリア増幅器６はウィルキンソン型分配器２におけるＴ型ＨＰＦ２ｂの出力側と接続されており、ウィルキンソン型分配器２により分配された一方の信号を増幅する。なお、キャリア増幅器６はＡＢ級またはＢ級にバイアスされている。
第１の４分のｎ波長線路であるλ／４線路７はキャリア増幅器６と合成器１１との間に接続され、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さの分布定数線路である。
増幅回路８は伝送線路４上に挿入されている第２の増幅回路であり、λ／４線路９と、ピーク増幅器１０とから構成されている。
第２の４分のｎ波長線路であるλ／４線路９は一端がウィルキンソン型分配器２におけるＴ型ＨＰＦ２ｄの出力側と接続され、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さの分布定数線路である。
ピーク増幅器１０はλ／４線路９と合成器１１との間に接続されており、ウィルキンソン型分配器２により分配された他方の信号を増幅する。なお、ピーク増幅器１０はＣ級にバイアスされている。
第２の４分のｎ波長線路であるλ／４線路９は一端がウィルキンソン型分配器２におけるＴ型ＨＰＦ２ｄの出力側と接続され、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さの分布定数線路である。
ピーク増幅器１０はλ／４線路９と合成器１１との間に接続されており、ウィルキンソン型分配器２により分配された他方の信号を増幅する。なお、ピーク増幅器１０はＣ級にバイアスされている。
合成器１１は増幅回路５により増幅された信号と増幅回路８により増幅された信号を合成する合成回路である。
出力端子１２は合成器１１により合成された信号を出力する端子である。
なお、図１のドハティ増幅器では、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、λ／４線路９、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなるように設計されている。
出力端子１２は合成器１１により合成された信号を出力する端子である。
なお、図１のドハティ増幅器では、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、λ／４線路９、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなるように設計されている。
この実施の形態１では、説明の簡単化のために、ウィルキンソン型分配器２の分配率が１：１で、ドハティ増幅器の入出力インピーダンスが５０Ωであるものとして説明する。
図２はπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。
まず、アイソレーション抵抗２ｅから見たπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、図２の実線に示すように、低域の周波数では、ウィルキンソン型分配器２の分配率に応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の２．０のインピーダンス（１００Ω＝５０Ω×２．０）から始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
その後、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通り、最終的にインピーダンスが０Ωであるショート点に近づく特性となっている。
図２はπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。
まず、アイソレーション抵抗２ｅから見たπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、図２の実線に示すように、低域の周波数では、ウィルキンソン型分配器２の分配率に応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の２．０のインピーダンス（１００Ω＝５０Ω×２．０）から始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
その後、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通り、最終的にインピーダンスが０Ωであるショート点に近づく特性となっている。
このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図２では、このことを実線の右矢印で表している。
図３はＬＰＦの回路構成を示す構成図であり、特に図３Ａはπ型ＬＰＦの回路構成を示し、図３ＢはＴ型ＬＰＦの回路構成を示している。
したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃの回路構成は、図３Ａに示すように、入力端子２１、出力端子２２、コンデンサ２３，２４及びインダクタ２５からなる回路構成が考えられる。
ただし、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃは、図２の実線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図３Ａの回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃの段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
図３はＬＰＦの回路構成を示す構成図であり、特に図３Ａはπ型ＬＰＦの回路構成を示し、図３ＢはＴ型ＬＰＦの回路構成を示している。
したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃの回路構成は、図３Ａに示すように、入力端子２１、出力端子２２、コンデンサ２３，２４及びインダクタ２５からなる回路構成が考えられる。
ただし、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃは、図２の実線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図３Ａの回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃの段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
次に、アイソレーション抵抗２ｅから見たＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、図２の鎖線に示すように、低域の周波数では、オープン点から始まり、容量性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の無限大のインピーダンスから始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
高域の周波数では、ウィルキンソン型分配器２の分配率に応じた任意のインピーダンスに近づく特性となっている。図２の例では、５０Ωのインピーダンスに近づく特性となっている。
高域の周波数では、ウィルキンソン型分配器２の分配率に応じた任意のインピーダンスに近づく特性となっている。図２の例では、５０Ωのインピーダンスに近づく特性となっている。
このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図２では、このことを鎖線の右矢印で表している。
図４はＨＰＦの回路構成を示す構成図であり、特に図４Ａはπ型ＨＰＦの回路構成を示し、図４ＢはＴ型ＨＰＦの回路構成を示している。
したがって、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成は、図４Ｂに示すように、入力端子３１、出力端子３２、コンデンサ３６，３７及びインダクタ３８からなる回路構成が考えられる。
ただし、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄは、図２の鎖線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図４Ｂの回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
図４はＨＰＦの回路構成を示す構成図であり、特に図４Ａはπ型ＨＰＦの回路構成を示し、図４ＢはＴ型ＨＰＦの回路構成を示している。
したがって、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成は、図４Ｂに示すように、入力端子３１、出力端子３２、コンデンサ３６，３７及びインダクタ３８からなる回路構成が考えられる。
ただし、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄは、図２の鎖線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図４Ｂの回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
次に動作について説明する。
入力端子１から増幅対象の信号として、所望帯域のＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号が入力されると、ウィルキンソン型分配器２が、そのＲＦ信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する。
ウィルキンソン型分配器２によるＲＦ信号の分配率は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃ及びＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおける各インピーダンス変成と、アイソレーション抵抗２ｅの抵抗値とよって任意の値がとられる。
入力端子１から増幅対象の信号として、所望帯域のＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号が入力されると、ウィルキンソン型分配器２が、そのＲＦ信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する。
ウィルキンソン型分配器２によるＲＦ信号の分配率は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃ及びＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおける各インピーダンス変成と、アイソレーション抵抗２ｅの抵抗値とよって任意の値がとられる。
ウィルキンソン型分配器２により分配されて、伝送線路３に出力された一方のＲＦ信号は、キャリア増幅器６により増幅され、伝送線路４に出力された他方のＲＦ信号は、ピーク増幅器１０により増幅される。
キャリア増幅器６により増幅された一方のＲＦ信号と、ピーク増幅器１０により増幅された他方のＲＦ信号とは合成器１１で合成され、合成器１１による合成後のＲＦ信号が出力端子１２から出力される。
キャリア増幅器６により増幅された一方のＲＦ信号と、ピーク増幅器１０により増幅された他方のＲＦ信号とは合成器１１で合成され、合成器１１による合成後のＲＦ信号が出力端子１２から出力される。
ここで、ウィルキンソン型分配器２の動作を具体的に説明する。
図５はウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性を示す説明図である。
図５では、図１のウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性のほか、図１のウィルキンソン型分配器２と比較するために、特許文献１に開示されている分配回路のアイソレーション特性も記述している。特許文献１に開示されている分配回路は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの代わりに、４つのλ／４線路が用いられている。
図５では、図１のウィルキンソン型分配器２を本発明と表記し、特許文献１に開示されている分配回路を従来型と表記して区別している。
図５はウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性を示す説明図である。
図５では、図１のウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性のほか、図１のウィルキンソン型分配器２と比較するために、特許文献１に開示されている分配回路のアイソレーション特性も記述している。特許文献１に開示されている分配回路は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの代わりに、４つのλ／４線路が用いられている。
図５では、図１のウィルキンソン型分配器２を本発明と表記し、特許文献１に開示されている分配回路を従来型と表記して区別している。
従来型の分配回路のアイソレーション特性は、図５の点線に示すように、分配回路における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍では大きくなっているが、所望帯域外では小さくなっていることが分かる。
これに対して、図１のウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性は、図５の実線に示すように、ウィルキンソン型分配器２における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっていることが分かる。ウィルキンソン型分配器２における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるＴ型ＨＰＦ２ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるＴ型ＨＰＦ２ｄの出力側とに対応している。
このように、所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
これに対して、図１のウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性は、図５の実線に示すように、ウィルキンソン型分配器２における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっていることが分かる。ウィルキンソン型分配器２における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるＴ型ＨＰＦ２ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるＴ型ＨＰＦ２ｄの出力側とに対応している。
このように、所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
図６は図１のウィルキンソン型分配器２における通過特性の周波数依存性を示す説明図である。
特に図６Ａはウィルキンソン型分配器２の通過特性を示し、図６Ｂはπ型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示し、図６Ｃはπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示している。
因みに、π型ＨＰＦの回路構成としては、図４Ａに示すように、入力端子３１、出力端子３２、インダクタ３３，３４及びコンデンサ３５からなる回路構成が考えられる。
特に図６Ａはウィルキンソン型分配器２の通過特性を示し、図６Ｂはπ型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示し、図６Ｃはπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示している。
因みに、π型ＨＰＦの回路構成としては、図４Ａに示すように、入力端子３１、出力端子３２、インダクタ３３，３４及びコンデンサ３５からなる回路構成が考えられる。
図６Ｂに示しているウィルキンソン型分配器は、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦで、出力側のフィルタがπ型ＨＰＦの回路構成になっている。そして、π型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｂでは、このことを実線の右矢印で表している。
これに対して、π型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｂでは、このことを点線の左矢印で表している。
したがって、π型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって逆方向に動くため、所望帯域の中心周波数に対してしか整合が取られず、通過帯域（Ｓ２１）が狭帯域となる。
図６Ａの点線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図６Ｂに示しているウィルキンソン型分配器の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の信号だけが、減衰なく通過する狭帯域な特性となっている。
これに対して、π型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｂでは、このことを点線の左矢印で表している。
したがって、π型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって逆方向に動くため、所望帯域の中心周波数に対してしか整合が取られず、通過帯域（Ｓ２１）が狭帯域となる。
図６Ａの点線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図６Ｂに示しているウィルキンソン型分配器の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の信号だけが、減衰なく通過する狭帯域な特性となっている。
図６Ｃに示している図１のウィルキンソン型分配器２は、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成になっている。そして、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｃでは、このことを実線の右矢印で表している。
また、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｃでは、このことを鎖線の右矢印で表している。
したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
図６Ａの実線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図６Ｃに示している図１のウィルキンソン型分配器２の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の周辺の周波数も含めて広帯域な通過特性となっている。
また、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｃでは、このことを鎖線の右矢印で表している。
したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
図６Ａの実線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図６Ｃに示している図１のウィルキンソン型分配器２の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の周辺の周波数も含めて広帯域な通過特性となっている。
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ウィルキンソン型分配器２が、入力端子１と接続されているπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃと、一端がπ型ＬＰＦ２ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているＴ型ＨＰＦ２ｂと、一端がπ型ＬＰＦ２ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されているＴ型ＨＰＦ２ｄと、接続点２ｆと接続点２ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗２ｅとから構成されているので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
即ち、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きいウィルキンソン型分配器２のアイソレーションによって、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができる。また、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動く、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性によって、広帯域に信号を増幅することができる。
即ち、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きいウィルキンソン型分配器２のアイソレーションによって、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができる。また、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動く、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性によって、広帯域に信号を増幅することができる。
実施の形態２．
上記実施の形態１では、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄであるウィルキンソン型分配器２が、増幅対象の信号を伝送線路３，４に分配するものを示したが、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦであるウィルキンソン型分配器が、増幅対象の信号を伝送線路３，４に分配するものであってもよい。
上記実施の形態１では、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄであるウィルキンソン型分配器２が、増幅対象の信号を伝送線路３，４に分配するものを示したが、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦであるウィルキンソン型分配器が、増幅対象の信号を伝送線路３，４に分配するものであってもよい。
図７はこの発明の実施の形態２によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図７において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ウィルキンソン型分配器４０は入力端子１から入力された増幅対象の信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器４０は、回路構成がπ型回路のハイパスフィルタであるπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと、回路構成がＴ型回路のローパスフィルタであるＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄと、アイソレーション抵抗４０ｅとから構成されている。
ウィルキンソン型分配器４０は入力端子１から入力された増幅対象の信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器４０は、回路構成がπ型回路のハイパスフィルタであるπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと、回路構成がＴ型回路のローパスフィルタであるＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄと、アイソレーション抵抗４０ｅとから構成されている。
π型ＨＰＦ４０ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタである。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｂは一端がπ型ＨＰＦ４０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタである。
π型ＨＰＦ４０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタである。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｄは一端がπ型ＨＰＦ４０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されている第４のフィルタである。
アイソレーション抵抗４０ｅはπ型ＨＰＦ４０ａの出力側であるπ型ＨＰＦ４０ａとＴ型ＬＰＦ４０ｂとの接続点４０ｆと、π型ＨＰＦ４０ｃの出力側であるπ型ＨＰＦ４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｄとの接続点４０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｂは一端がπ型ＨＰＦ４０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタである。
π型ＨＰＦ４０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタである。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｄは一端がπ型ＨＰＦ４０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されている第４のフィルタである。
アイソレーション抵抗４０ｅはπ型ＨＰＦ４０ａの出力側であるπ型ＨＰＦ４０ａとＴ型ＬＰＦ４０ｂとの接続点４０ｆと、π型ＨＰＦ４０ｃの出力側であるπ型ＨＰＦ４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｄとの接続点４０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
図７のドハティ増幅器では、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ａ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ｃ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄ、λ／４線路９、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなるように設計されている。
この実施の形態２では、説明の簡単化のために、ウィルキンソン型分配器４０の分配率が１：１で、ドハティ増幅器の入出力インピーダンスが５０Ωであるものとして説明する。
図８はπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。
まず、アイソレーション抵抗４０ｅから見たπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、図８の点線に示すように、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の０のインピーダンス（０Ω）から始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
高域の周波数では、ウィルキンソン型分配器４０の分配率に応じた任意のインピーダンスに近づく特性となっている。図７の例では、１００Ωのインピーダンスに近づく特性となっている。
図８はπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。
まず、アイソレーション抵抗４０ｅから見たπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、図８の点線に示すように、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の０のインピーダンス（０Ω）から始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
高域の周波数では、ウィルキンソン型分配器４０の分配率に応じた任意のインピーダンスに近づく特性となっている。図７の例では、１００Ωのインピーダンスに近づく特性となっている。
このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図８では、このことを点線の左矢印で表している。
π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃの回路構成としては、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
ただし、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃは、図８の点線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図４Ａの回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃの段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃの回路構成としては、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
ただし、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃは、図８の点線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図４Ａの回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃの段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
次に、アイソレーション抵抗４０ｅから見たＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、図８の破線に示すように、低域の周波数では、ウィルキンソン型分配器４０の分配率に応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。即ち、５０Ωのインピーダンスから始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
その後、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄのインピーダンスの周波数特性は、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性となっている。
その後、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄのインピーダンスの周波数特性は、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性となっている。
このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図８では、このことを破線の左矢印で表している。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成としては、図３Ｂに示すように、入力端子２１、出力端子２２、インダクタ２６，２７及びコンデンサ２８からなる回路構成が考えられる。
ただし、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが、図８の破線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図３Ｂの回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成としては、図３Ｂに示すように、入力端子２１、出力端子２２、インダクタ２６，２７及びコンデンサ２８からなる回路構成が考えられる。
ただし、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが、図８の破線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図３Ｂの回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
次に動作について説明する。
入力端子１から増幅対象の信号として、所望帯域のＲＦ信号が入力されると、ウィルキンソン型分配器４０が、そのＲＦ信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する。
ウィルキンソン型分配器４０によるＲＦ信号の分配率は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃ及びＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおける各インピーダンス変成と、アイソレーション抵抗４０ｅの抵抗値とよって任意の値がとられる。
入力端子１から増幅対象の信号として、所望帯域のＲＦ信号が入力されると、ウィルキンソン型分配器４０が、そのＲＦ信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する。
ウィルキンソン型分配器４０によるＲＦ信号の分配率は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃ及びＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおける各インピーダンス変成と、アイソレーション抵抗４０ｅの抵抗値とよって任意の値がとられる。
ウィルキンソン型分配器４０により分配されて、伝送線路３に出力された一方のＲＦ信号は、キャリア増幅器６により増幅され、伝送線路４に出力された他方のＲＦ信号は、ピーク増幅器１０により増幅される。
キャリア増幅器６により増幅された一方のＲＦ信号と、ピーク増幅器１０により増幅された他方のＲＦ信号とは合成器１１で合成され、合成器１１による合成後のＲＦ信号が出力端子１２から出力される。
キャリア増幅器６により増幅された一方のＲＦ信号と、ピーク増幅器１０により増幅された他方のＲＦ信号とは合成器１１で合成され、合成器１１による合成後のＲＦ信号が出力端子１２から出力される。
ここで、ウィルキンソン型分配器４０の動作を具体的に説明する。
図９はウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性を示す説明図である。
図９では、図７のウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性のほか、図７のウィルキンソン型分配器４０と比較するために、特許文献１に開示されている分配回路のアイソレーション特性も記述している。特許文献１に開示されている分配回路は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの代わりに、４つのλ／４線路が用いられている。
図９では、図７のウィルキンソン型分配器４０を本発明と表記し、特許文献１に開示されている分配回路を従来型と表記して区別している。
図９はウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性を示す説明図である。
図９では、図７のウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性のほか、図７のウィルキンソン型分配器４０と比較するために、特許文献１に開示されている分配回路のアイソレーション特性も記述している。特許文献１に開示されている分配回路は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの代わりに、４つのλ／４線路が用いられている。
図９では、図７のウィルキンソン型分配器４０を本発明と表記し、特許文献１に開示されている分配回路を従来型と表記して区別している。
従来型の分配回路のアイソレーション特性は、図９の点線に示すように、分配回路における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍では大きくなっているが、所望帯域外では小さくなっていることが分かる。
これに対して、図７のウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性は、図９の実線に示すように、ウィルキンソン型分配器４０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっていることが分かる。ウィルキンソン型分配器４０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるＴ型ＬＰＦ４０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるＴ型ＬＰＦ４０ｄの出力側とに対応している。
このように、所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
これに対して、図７のウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性は、図９の実線に示すように、ウィルキンソン型分配器４０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっていることが分かる。ウィルキンソン型分配器４０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるＴ型ＬＰＦ４０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるＴ型ＬＰＦ４０ｄの出力側とに対応している。
このように、所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
図１０は図７のウィルキンソン型分配器４０における通過特性の周波数依存性を示す説明図である。
特に図１０Ａはウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示し、図１０Ｂはπ型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示し、図１０Ｃはπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示している。
特に図１０Ａはウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示し、図１０Ｂはπ型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示し、図１０Ｃはπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示している。
図１０Ｂに示しているウィルキンソン型分配器は、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦで、出力側のフィルタがπ型ＬＰＦの回路構成になっている。そして、π型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｂでは、このことを点線の左矢印で表している。
これに対して、π型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｂでは、このことを破線の右矢印で表している。
したがって、π型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって逆方向に動くため、所望帯域の中心周波数に対してしか整合が取られず、通過帯域（Ｓ２１）が狭帯域となる。
図１０Ａの点線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図１０Ｂに示しているウィルキンソン型分配器の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の信号だけが、減衰なく通過する狭帯域な特性となっている。
これに対して、π型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｂでは、このことを破線の右矢印で表している。
したがって、π型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって逆方向に動くため、所望帯域の中心周波数に対してしか整合が取られず、通過帯域（Ｓ２１）が狭帯域となる。
図１０Ａの点線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図１０Ｂに示しているウィルキンソン型分配器の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の信号だけが、減衰なく通過する狭帯域な特性となっている。
図１０Ｃに示している図７のウィルキンソン型分配器４０は、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成になっている。そして、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｃでは、このことを点線の左矢印で表している。
また、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｃでは、このことを破線の左矢印で表している。
したがって、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
図１０Ａの実線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図１０Ｃに示している図７のウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の周辺の周波数も含めて広帯域な通過特性となっている。
また、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｃでは、このことを破線の左矢印で表している。
したがって、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
図１０Ａの実線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図１０Ｃに示している図７のウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の周辺の周波数も含めて広帯域な通過特性となっている。
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、ウィルキンソン型分配器４０が、入力端子１と接続されているπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと、一端がπ型ＨＰＦ４０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているＴ型ＬＰＦ４０ｂと、一端がπ型ＨＰＦ４０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されているＴ型ＬＰＦ４０ｄと、接続点４０ｆと接続点４０ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗４０ｅとから構成されているので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
即ち、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きいウィルキンソン型分配器４０のアイソレーションによって、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができる。また、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動く、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性によって、広帯域に信号を増幅することができる。
即ち、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きいウィルキンソン型分配器４０のアイソレーションによって、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができる。また、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動く、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性によって、広帯域に信号を増幅することができる。
実施の形態３．
上記実施の形態１では、ウィルキンソン型分配器２の入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成になっているものを示したが、ウィルキンソン型分配器２における入力側のフィルタと出力側のフィルタを入れ替えた回路構成であってもよい。
上記実施の形態１では、ウィルキンソン型分配器２の入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成になっているものを示したが、ウィルキンソン型分配器２における入力側のフィルタと出力側のフィルタを入れ替えた回路構成であってもよい。
図１１はこの発明の実施の形態３によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１１において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ウィルキンソン型分配器５０は入力端子１から入力された信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器５０は、回路構成がＴ型回路のハイパスフィルタであるＴ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃと、回路構成がπ型回路のローパスフィルタであるπ型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄと、アイソレーション抵抗５０ｅとから構成されている。
ウィルキンソン型分配器５０は入力端子１から入力された信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器５０は、回路構成がＴ型回路のハイパスフィルタであるＴ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃと、回路構成がπ型回路のローパスフィルタであるπ型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄと、アイソレーション抵抗５０ｅとから構成されている。
Ｔ型ＨＰＦ５０ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタであり、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。
π型ＬＰＦ５０ｂは一端がＴ型ＨＰＦ５０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタであり、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。
Ｔ型ＨＰＦ５０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタであり、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。
π型ＬＰＦ５０ｄは一端がＴ型ＨＰＦ５０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されている第４のフィルタであり、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。
アイソレーション抵抗５０ｅはＴ型ＨＰＦ５０ａの出力側であるＴ型ＨＰＦ５０ａとπ型ＬＰＦ５０ｂとの接続点５０ｆと、Ｔ型ＨＰＦ５０ｃの出力側であるＴ型ＨＰＦ５０ｃとπ型ＬＰＦ５０ｄとの接続点５０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
π型ＬＰＦ５０ｂは一端がＴ型ＨＰＦ５０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタであり、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。
Ｔ型ＨＰＦ５０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタであり、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。
π型ＬＰＦ５０ｄは一端がＴ型ＨＰＦ５０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されている第４のフィルタであり、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。
アイソレーション抵抗５０ｅはＴ型ＨＰＦ５０ａの出力側であるＴ型ＨＰＦ５０ａとπ型ＬＰＦ５０ｂとの接続点５０ｆと、Ｔ型ＨＰＦ５０ｃの出力側であるＴ型ＨＰＦ５０ｃとπ型ＬＰＦ５０ｄとの接続点５０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態１における図１のＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄのインピーダンスの周波数特性と同様である。
また、π型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態１における図１のπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃのインピーダンスの周波数特性と同様である。
このため、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃとπ型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性と同様に、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
また、π型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態１における図１のπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃのインピーダンスの周波数特性と同様である。
このため、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃとπ型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性と同様に、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
また、図１１のウィルキンソン型分配器５０のアイソレーション特性は、上記実施の形態１における図１のウィルキンソン型分配器２と同様に、ウィルキンソン型分配器５０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっている。ウィルキンソン型分配器５０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるπ型ＬＰＦ５０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるπ型ＬＰＦ５０ｄの出力側とに対応している。
所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、π型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、π型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、ウィルキンソン型分配器５０が、入力端子１と接続されているＴ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃと、一端がＴ型ＨＰＦ５０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているπ型ＬＰＦ５０ｂと、一端がＴ型ＨＰＦ５０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されているπ型ＬＰＦ５０ｄと、接続点５０ｆと接続点５０ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗５０ｅとから構成されているので、上記実施の形態１と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
実施の形態４．
上記実施の形態２では、ウィルキンソン型分配器４０の入力側のフィルタがπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成になっているものを示したが、ウィルキンソン型分配器４０における入力側のフィルタと出力側のフィルタを入れ替えた回路構成であってもよい。
上記実施の形態２では、ウィルキンソン型分配器４０の入力側のフィルタがπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成になっているものを示したが、ウィルキンソン型分配器４０における入力側のフィルタと出力側のフィルタを入れ替えた回路構成であってもよい。
図１２はこの発明の実施の形態４によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１２において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ウィルキンソン型分配器６０は入力端子１から入力された増幅対象の信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器６０は、回路構成がＴ型回路のローパスフィルタであるＴ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと、回路構成がπ型回路のハイパスフィルタであるπ型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄと、アイソレーション抵抗６０ｅとから構成されている。
ウィルキンソン型分配器６０は入力端子１から入力された増幅対象の信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
ウィルキンソン型分配器６０は、回路構成がＴ型回路のローパスフィルタであるＴ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと、回路構成がπ型回路のハイパスフィルタであるπ型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄと、アイソレーション抵抗６０ｅとから構成されている。
Ｔ型ＬＰＦ６０ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタであり、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。
π型ＨＰＦ６０ｂは一端がＴ型ＬＰＦ６０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタであり、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
Ｔ型ＬＰＦ６０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタであり、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。
π型ＨＰＦ６０ｄは一端がＴ型ＬＰＦ６０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されている第４のフィルタであり、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
アイソレーション抵抗６０ｅはＴ型ＬＰＦ６０ａの出力側であるＴ型ＬＰＦ６０ａとπ型ＨＰＦ６０ｂとの接続点６０ｆと、Ｔ型ＬＰＦ６０ｃの出力側であるＴ型ＬＰＦ６０ｃとπ型ＨＰＦ６０ｄとの接続点６０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
π型ＨＰＦ６０ｂは一端がＴ型ＬＰＦ６０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタであり、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
Ｔ型ＬＰＦ６０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタであり、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。
π型ＨＰＦ６０ｄは一端がＴ型ＬＰＦ６０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されている第４のフィルタであり、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
アイソレーション抵抗６０ｅはＴ型ＬＰＦ６０ａの出力側であるＴ型ＬＰＦ６０ａとπ型ＨＰＦ６０ｂとの接続点６０ｆと、Ｔ型ＬＰＦ６０ｃの出力側であるＴ型ＬＰＦ６０ｃとπ型ＨＰＦ６０ｄとの接続点６０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態２における図７のＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄのインピーダンスの周波数特性と同様である。
また、π型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態２における図７のπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃのインピーダンスの周波数特性と同様である。
このため、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃとπ型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性と同様に、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
また、π型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態２における図７のπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃのインピーダンスの周波数特性と同様である。
このため、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃとπ型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性と同様に、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
また、図１２のウィルキンソン型分配器６０のアイソレーション特性は、上記実施の形態２における図７のウィルキンソン型分配器４０と同様に、ウィルキンソン型分配器６０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっている。ウィルキンソン型分配器６０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるπ型ＨＰＦ６０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるπ型ＨＰＦ６０ｄの出力側とに対応している。
所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、π型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、π型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、ウィルキンソン型分配器６０が、入力端子１と接続されているＴ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと、一端がＴ型ＬＰＦ６０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているπ型ＨＰＦ６０ｂと、一端がＴ型ＬＰＦ６０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されているπ型ＨＰＦ６０ｄと、接続点６０ｆと接続点６０ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗６０ｅとから構成されているので、上記実施の形態２と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
実施の形態５．
上記実施の形態１では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、π型ＬＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態１では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、π型ＬＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
図１３はこの発明の実施の形態５によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１３において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
π型ＬＰＦ７１はＴ型ＨＰＦ２ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているπ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態１における図１のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＬＰＦ７１は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＬＰＦ７１の回路構成として、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＬＰＦ７１の回路構成は、図３Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ７１の段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ７１が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＬＰＦ７１はＴ型ＨＰＦ２ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているπ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態１における図１のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＬＰＦ７１は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＬＰＦ７１の回路構成として、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＬＰＦ７１の回路構成は、図３Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ７１の段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ７１が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＬＰＦ７１の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、π型ＬＰＦ７１、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器２から見たπ型ＬＰＦ７１におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンス応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通ってショート点に近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
Ｔ型ＨＰＦ２ｄとπ型ＬＰＦ７１の接続点から、Ｔ型ＨＰＦ２ｄとπ型ＬＰＦ７１のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが、低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図１のλ／４線路９の代わりに、π型ＬＰＦ７１を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態１よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図１のλ／４線路９の代わりに、π型ＬＰＦ７１を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態１よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態６．
上記実施の形態２では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、π型ＨＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態２では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、π型ＨＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
図１４はこの発明の実施の形態６によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１４において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
π型ＨＰＦ７２はＴ型ＬＰＦ４０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているπ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態２における図７のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＨＰＦ７２は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＨＰＦ７２の回路構成として、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＨＰＦ７２の回路構成は、図４Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ７２の段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ７２が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＨＰＦ７２はＴ型ＬＰＦ４０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているπ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態２における図７のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＨＰＦ７２は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＨＰＦ７２の回路構成として、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＨＰＦ７２の回路構成は、図４Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ７２の段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ７２が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＨＰＦ７２の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ａ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ｃ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄ、π型ＨＰＦ７２、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器４０から見たπ型ＨＰＦ７２におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｄとπ型ＨＰＦ７２の接続点から、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄとπ型ＨＰＦ７２のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが、低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図７のλ／４線路９の代わりに、π型ＨＰＦ７２を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態２よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図７のλ／４線路９の代わりに、π型ＨＰＦ７２を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態２よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態７．
上記実施の形態３では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＨＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態３では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＨＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
図１５はこの発明の実施の形態７によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１５において、図１１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
Ｔ型ＨＰＦ７３はπ型ＬＰＦ５０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているＴ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態３における図１１のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＨＰＦ７３は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＨＰＦ７３の回路構成として、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＨＰＦ７３の回路構成は、図４Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ７３の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ７３が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＨＰＦ７３はπ型ＬＰＦ５０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているＴ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態３における図１１のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＨＰＦ７３は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＨＰＦ７３の回路構成として、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＨＰＦ７３の回路構成は、図４Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ７３の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ７３が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＨＰＦ７３の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ａ、π型ＬＰＦ５０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ｃ、π型ＬＰＦ５０ｄ、Ｔ型ＨＰＦ７３、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器５０から見たＴ型ＨＰＦ７３におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、オープン点から始まり、容量性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
π型ＬＰＦ５０ｄとＴ型ＨＰＦ７３の接続点から、π型ＬＰＦ５０ｄとＴ型ＨＰＦ７３のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図１１のλ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＨＰＦ７３を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態３よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図１１のλ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＨＰＦ７３を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態３よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態８．
上記実施の形態４では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＬＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態４では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＬＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
図１６はこの発明の実施の形態８によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１６において、図１２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
Ｔ型ＬＰＦ７４はπ型ＨＰＦ６０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているＴ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態４における図１２のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＬＰＦ７４は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＬＰＦ７４の回路構成として、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＬＰＦ７４の回路構成は、図３Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ７４の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ７４が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＬＰＦ７４はπ型ＨＰＦ６０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているＴ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態４における図１２のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＬＰＦ７４は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＬＰＦ７４の回路構成として、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＬＰＦ７４の回路構成は、図３Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ７４の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ７４が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＬＰＦ７４の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ａ、π型ＨＰＦ６０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ｃ、π型ＨＰＦ６０ｄ、Ｔ型ＬＰＦ７４、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器６０から見たＴ型ＬＰＦ７４におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと類似している。このため、低域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
π型ＨＰＦ６０ｄとＴ型ＬＰＦ７４の接続点から、π型ＨＰＦ６０ｄとＴ型ＬＰＦ７４のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図１２のλ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＬＰＦ７４を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態４よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図１２のλ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＬＰＦ７４を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態４よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態９．
上記実施の形態１〜４では、キャリア増幅器６の後段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の前段にλ／４線路９が接続されているものを示したが、図１７〜図２０に示すように、キャリア増幅器６の前段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の後段にλ／４線路９が接続されていても、上記実施の形態１〜４と同様に動作する。
したがって、キャリア増幅器６の前段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の後段にλ／４線路９が接続されているドハティ増幅器であっても、上記実施の形態１〜４と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
上記実施の形態１〜４では、キャリア増幅器６の後段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の前段にλ／４線路９が接続されているものを示したが、図１７〜図２０に示すように、キャリア増幅器６の前段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の後段にλ／４線路９が接続されていても、上記実施の形態１〜４と同様に動作する。
したがって、キャリア増幅器６の前段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の後段にλ／４線路９が接続されているドハティ増幅器であっても、上記実施の形態１〜４と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
実施の形態１０．
上記実施の形態９では、図１７のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器２と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、π型ＬＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態９では、図１７のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器２と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、π型ＬＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
図２１はこの発明の実施の形態１０によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２１において、図１７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
π型ＬＰＦ８１はＴ型ＨＰＦ２ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているπ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１７のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＬＰＦ８１は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＬＰＦ８１の回路構成として、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＬＰＦ８１の回路構成は、図３Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ８１の段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ８１が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＬＰＦ８１はＴ型ＨＰＦ２ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているπ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１７のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＬＰＦ８１は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＬＰＦ８１の回路構成として、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＬＰＦ８１の回路構成は、図３Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ８１の段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ８１が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＬＰＦ８１の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、π型ＬＰＦ８１、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器２から見たπ型ＬＰＦ８１におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンス応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通ってショート点に近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
Ｔ型ＨＰＦ２ｂとπ型ＬＰＦ８１の接続点から、Ｔ型ＨＰＦ２ｂとπ型ＬＰＦ８１のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図１７のλ／４線路７の代わりに、π型ＬＰＦ８１を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図１７のλ／４線路７の代わりに、π型ＬＰＦ８１を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態１１．
上記実施の形態９では、図１８のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器４０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、π型ＨＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態９では、図１８のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器４０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、π型ＨＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
図２２はこの発明の実施の形態１１によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２２において、図１８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
π型ＨＰＦ８２はＴ型ＬＰＦ４０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているπ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１８のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＨＰＦ８２は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＨＰＦ８２の回路構成として、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＨＰＦ８２の回路構成は、図４Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ８２の段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ８２が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＨＰＦ８２はＴ型ＬＰＦ４０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているπ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１８のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＨＰＦ８２は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
π型ＨＰＦ８２の回路構成として、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＨＰＦ８２の回路構成は、図４Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ８２の段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ８２が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
π型ＨＰＦ８２の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ａ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ、π型ＨＰＦ８２、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ｃ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器４０から見たπ型ＨＰＦ８２におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと類似している。このため、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
Ｔ型ＬＰＦ４０ｂとπ型ＨＰＦ８２の接続点から、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂとπ型ＨＰＦ８２のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図１８のλ／４線路７の代わりに、π型ＨＰＦ８２を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図１８のλ／４線路７の代わりに、π型ＨＰＦ８２を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態１２．
上記実施の形態９では、図１９のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器５０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＨＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態９では、図１９のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器５０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＨＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
図２３はこの発明の実施の形態１２によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２３において、図１９と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
Ｔ型ＨＰＦ８３はπ型ＬＰＦ５０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているＴ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１９のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＨＰＦ８３は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＨＰＦ８３の回路構成として、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＨＰＦ８３の回路構成は、図４Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ８３の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ８３が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＨＰＦ８３はπ型ＬＰＦ５０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているＴ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１９のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＨＰＦ８３は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＨＰＦ８３の回路構成として、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＨＰＦ８３の回路構成は、図４Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ８３の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ８３が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＨＰＦ８３の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ａ、π型ＬＰＦ５０ｂ、Ｔ型ＨＰＦ８３、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ｃ、π型ＬＰＦ５０ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器５０から見たＴ型ＨＰＦ８３におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、オープン点から始まり、容量性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
π型ＬＰＦ５０ｂとＴ型ＨＰＦ８３の接続点から、π型ＬＰＦ５０ｂとＴ型ＨＰＦ８３のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図１９のλ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＨＰＦ８３を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図１９のλ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＨＰＦ８３を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態１３．
上記実施の形態９では、図２０のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器６０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＬＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
上記実施の形態９では、図２０のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器６０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＬＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
図２４はこの発明の実施の形態１３によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２４において、図２０と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
Ｔ型ＬＰＦ８４はπ型ＨＰＦ６０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているＴ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態９における図２０のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＬＰＦ８４は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＬＰＦ８４の回路構成として、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＬＰＦ８４の回路構成は、図３Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ８４の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ８４が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＬＰＦ８４はπ型ＨＰＦ６０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているＴ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態９における図２０のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＬＰＦ８４は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
Ｔ型ＬＰＦ８４の回路構成として、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＬＰＦ８４の回路構成は、図３Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ８４の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ８４が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
Ｔ型ＬＰＦ８４の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ａ、π型ＨＰＦ６０ｂ、Ｔ型ＬＰＦ８４、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ｃ、π型ＨＰＦ６０ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
ウィルキンソン型分配器６０から見たＴ型ＬＰＦ８４におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
π型ＨＰＦ６０ｂとＴ型ＬＰＦ８４の接続点から、π型ＨＰＦ６０ｂとＴ型ＬＰＦ８４のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
したがって、図２０のλ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＬＰＦ８４を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
したがって、図２０のλ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＬＰＦ８４を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
この発明に係るドハティ増幅器は、広帯域に信号を増幅する必要がある増幅器に適している。
１ 入力端子、２ ウィルキンソン型分配器（分配回路）、２ａ π型ＬＰＦ（第１のフィルタ）、２ｂ Ｔ型ＨＰＦ（第２のフィルタ）、２ｃ π型ＬＰＦ（第３のフィルタ）、２ｄ Ｔ型ＨＰＦ（第４のフィルタ）、２ｅ アイソレーション抵抗（抵抗）、２ｆ，２ｇ 接続点、３ 伝送線路（第１の伝送線路）、４ 伝送線路（第２の伝送線路）、５ 増幅回路（第１の増幅回路）、６ キャリア増幅器、７ λ／４線路（第１の４分のｎ波長線路）、８ 増幅回路（第２の増幅回路）、９ λ／４線路（第２の４分のｎ波長線路）、１０ ピーク増幅器、１１ 合成器、１２ 出力端子、２１ 入力端子、２２ 出力端子、２３，２４ コンデンサ、２５ インダクタ、２６，２７ インダクタ、２８ コンデンサ、３１ 入力端子、３２ 出力端子、３３，３４ コンデンサ、３５ インダクタ、３６，３７ コンデンサ、３８ インダクタ、４０ ウィルキンソン型分配器、４０ａ π型ＨＰＦ（第１のフィルタ）、４０ｂ Ｔ型ＬＰＦ（第２のフィルタ）、４０ｃ π型ＨＰＦ（第３のフィルタ）、４０ｄ Ｔ型ＬＰＦ（第４のフィルタ）、４０ｅ アイソレーション抵抗（抵抗）、４０ｆ，４０ｇ 接続点、５０ ウィルキンソン型分配器、５０ａ Ｔ型ＨＰＦ（第１のフィルタ）、５０ｂ π型ＬＰＦ（第２のフィルタ）、５０ｃ Ｔ型ＨＰＦ（第３のフィルタ）、５０ｄ π型ＬＰＦ（第４のフィルタ）、５０ｅ アイソレーション抵抗（抵抗）、５０ｆ，５０ｇ 接続点、６０ ウィルキンソン型分配器、６０ａ Ｔ型ＬＰＦ（第１のフィルタ）、６０ｂ π型ＨＰＦ（第２のフィルタ）、６０ｃ Ｔ型ＬＰＦ（第３のフィルタ）、６０ｄ π型ＨＰＦ（第４のフィルタ）、６０ｆ，６０ｇ 接続点、７１ π型ＬＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、７２ π型ＨＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、７３ Ｔ型ＨＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、７４ Ｔ型ＬＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、８１ π型ＬＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）、８２ π型ＨＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）、８３ Ｔ型ＨＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）、８４ Ｔ型ＬＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）。
Claims (11)
- 増幅対象の信号を第１及び第２の伝送線路に分配する分配回路と、
前記第１の伝送線路上に挿入された第１の増幅回路と、
前記第２の伝送線路上に挿入された第２の増幅回路と、
前記第１及び第２の増幅回路により増幅された信号を合成する合成器とを備え、
前記分配回路は、
前記増幅対象の信号が入力される第１のフィルタと、前記第１のフィルタと前記第１の増幅回路との間に接続された第２のフィルタと、
前記増幅対象の信号が入力される第３のフィルタと、前記第３のフィルタと前記第２の増幅回路との間に接続された第４のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力側と前記第３のフィルタの出力側との間に接続された抵抗とを有し、
前記第１及び第３のフィルタがローパスフィルタ、前記第２及び第４のフィルタがハイパスフィルタで構成、あるいは、前記第１及び第３のフィルタがハイパスフィルタ、前記第２及び第４のフィルタがローパスフィルタで構成されており、
前記ローパスフィルタがπ型回路であれば、前記ハイパスフィルタがＴ型回路で構成され、前記ローパスフィルタがＴ型回路であれば、前記ハイパスフィルタがπ型回路で構成されていることを特徴とするドハティ増幅器。 - 前記第１の増幅回路は、前記第２のフィルタの出力側と接続されたキャリア増幅器と、前記キャリア増幅器と前記合成器の間に接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第１の４分のｎ波長線路とから構成されており、
前記第２の増幅回路は、一端が前記第４のフィルタの出力側と接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第２の４分のｎ波長線路と、前記第２の４分のｎ波長線路の他端と前記合成器の間に接続されたピーク増幅器とから構成されていることを特徴とする請求項１記載のドハティ増幅器。 - 前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がπ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
- 前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がπ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
- 前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がＴ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
- 前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がＴ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
- 前記第１の増幅回路は、一端が前記第２のフィルタの出力側と接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第１の４分のｎ波長線路と、前記第１の４分のｎ波長線路の他端と前記合成器の間に接続されたキャリア増幅器とから構成されており、
前記第２の増幅回路は、前記第４のフィルタの出力側と接続されたピーク増幅器と、前記ピーク増幅器と前記合成器の間に接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第２の４分のｎ波長線路とから構成されていることを特徴とする請求項１記載のドハティ増幅器。 - 前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がπ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
- 前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がπ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
- 前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がＴ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
- 前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がＴ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
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