WO2015002127A1 - 電力増幅モジュールおよびフロントエンド回路 - Google Patents

電力増幅モジュールおよびフロントエンド回路 Download PDF

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WO2015002127A1
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variable filter
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人見伸也
帯屋秀典
佐藤剛
柳原真悟
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a power amplification module that amplifies a transmission signal and a front-end circuit including the same.
  • Patent Document 1 As a conventional front-end circuit, for example, there is one disclosed in Patent Document 1.
  • the front end circuit described in Patent Document 1 includes a wideband power amplifier, a band switch, and a duplexer.
  • the broadband power amplifier is a multimode / multiband power amplifier.
  • a plurality of duplexers are provided for each communication band.
  • the broadband power amplifier and the duplexer are connected via a band switch.
  • the transmission signal amplified by the broadband power amplifier is sent to the duplexer corresponding to the communication band via the band switch.
  • the duplexer passes the transmission signal to the antenna side and prevents the transmission signal from wrapping around to the reception circuit side.
  • the front end circuit described in Patent Document 1 can transmit and receive high-frequency signals in a plurality of communication bands.
  • This noise includes reception band noise having a frequency within the reception band. If this reception band noise circulates to the receiving circuit side, the reception sensitivity is deteriorated.
  • reception band noise generated by a wideband power amplifier is attenuated by a duplexer.
  • the duplexer attempts to sufficiently attenuate the reception band noise, the transmission signal may be attenuated more than necessary.
  • An object of the present invention is to provide a power amplification module capable of realizing excellent communication characteristics in a frequency range including a plurality of communication bands, and a front-end circuit including the same.
  • the power amplification module of the present invention includes a plurality of amplification elements and a variable filter circuit.
  • the amplifying elements amplify the transmission signal in a frequency range including a plurality of communication bands, and are connected in cascade.
  • the variable filter circuit is connected between the amplifying elements.
  • the variable filter circuit sets a transmission band corresponding to a used communication band selected from a plurality of communication bands as a pass band and a reception band corresponding to the used communication band as an attenuation band.
  • the variable filter circuit uses a transmission band as a pass band and a reception band corresponding to the transmission band as an attenuation band in a frequency range including a plurality of communication bands. For this reason, the variable filter circuit attenuates the reception band noise generated when the transmission signal is amplified by the preceding amplification element. As a result, the level of reception band noise that wraps around to the reception circuit side is suppressed, so that deterioration in reception sensitivity is reduced. That is, in the frequency range including a plurality of communication bands, it is possible to prevent the reception sensitivity from deteriorating without greatly reducing the transmission signal. Therefore, excellent communication characteristics can be realized in a frequency range including a plurality of communication bands.
  • variable filter circuit attenuates the reception band noise generated when the transmission signal is amplified by the preceding amplification element. For this reason, the reception band noise is suppressed from being amplified by the subsequent amplifying element, so that power loss can be reduced.
  • variable filter circuit may include a plurality of filter components and a switch circuit that switches the filter components.
  • the attenuation band of the variable filter circuit may be continuously changed.
  • variable filter circuit may be a band pass filter.
  • the variable filter circuit may be a band elimination filter.
  • the size of the variable filter circuit can be reduced as compared with the case where the variable filter circuit is a band-pass filter, so that the power amplification module can be easily designed.
  • variable filter circuit uses only the transmission modulation band to be used in the transmission band as the pass band.
  • the pass band of the variable filter circuit is narrowed according to the transmission modulation band to be used rather than the entire transmission band to be used. Thereby, the pass characteristic of the variable filter circuit is improved, and the attenuation effect of the reception band noise becomes higher.
  • the power amplification module of the present invention is preferably configured as follows.
  • the power amplification module of the present invention includes at least one matching circuit that performs matching in a frequency range including a plurality of communication bands.
  • the amplifying element includes a first amplifying element and a second amplifying element.
  • the output terminal of the first amplifying element is connected to the input terminal of the variable filter circuit.
  • the input terminal of the second amplifying element is connected to the output terminal of the variable filter circuit.
  • the matching circuit is connected between at least one of the output terminal of the first amplifying element and the input terminal of the variable filter circuit or between the input terminal of the second amplifying element and the output terminal of the variable filter circuit.
  • the first amplifying element or the second amplifying element side can be matched with the variable filter circuit side. For this reason, it is possible to suppress degradation of output characteristics in the transmission band of the power amplification module caused by fluctuations in impedance of the variable filter circuit in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • the matching circuit is connected between the output terminal of the first amplification element and the variable filter circuit and between the input terminal of the second amplification element and the variable filter circuit.
  • the matching circuit is preferably connected to the input terminal side of the first amplification element and the output terminal side of the second amplification element.
  • the matching circuit may include at least one variable reactance.
  • matching can be achieved in a wide frequency range by changing the variable reactance in accordance with the frequency of the high-frequency signal to be used.
  • variable reactance may be a variable capacitance element.
  • variable reactance may include a plurality of reactances whose values do not change and a switch circuit that switches the reactances.
  • the matching circuit may compensate the temperature by changing the variable reactance based on the measurement result of the temperature sensor. With this configuration, matching can be achieved even when the impedance of the amplifying element or the variable filter circuit changes due to a temperature change.
  • the matching circuit may be configured by cascading circuits composed of reactances connected in series and reactances connected in parallel. With this configuration, it is possible to realize a matching circuit that performs matching in a wide frequency range without using variable reactance. That is, there is no need to control the variable reactance to achieve matching.
  • the front end circuit of the present invention includes a circulator, an antenna, a receiving circuit, and a transmitting circuit.
  • the circulator has a first terminal, a second terminal, and a third terminal.
  • the antenna is connected to the first terminal.
  • the receiving circuit is connected to the second terminal.
  • the transmission circuit is connected to the third terminal and includes the power amplification module of the present invention.
  • the circulator outputs a high-frequency signal input to the first terminal to the second terminal and a high-frequency signal input to the third terminal to the first terminal in a frequency range including a plurality of communication bands.
  • the circulator corresponds to a frequency range including a plurality of communication bands.
  • the circulator is smaller than a plurality of duplexers provided for each communication band.
  • the reception band noise output from the power amplification module is small, the level of reception band noise that wraps around from the third terminal of the circulator to the second terminal is suppressed. For this reason, even if a circulator is used to demultiplex a transmission signal and a reception signal, high isolation can be ensured between transmission and reception. Therefore, it is possible to obtain a small front-end circuit having excellent communication characteristics in a plurality of communication bands.
  • FIG. 10 is a lineblock diagram of PA module 10 concerning a 1st embodiment. It is a block diagram of PA module 20 of the conventional configuration.
  • FIG. 3A shows the output characteristics of the PA module.
  • FIG. 3B is a diagram for explaining the communication band.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific example of broadband matching circuits 33a to 33d.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the broadband matching circuits 33a to 33d.
  • FIG. 7A is a graph showing changes in reception band noise in band 5 with respect to the output of the PA module.
  • FIG. 7B is a graph showing a change in reception band noise in the band 13 with respect to the output of the PA module.
  • PA module 50 of the conventional configuration It is a schematic diagram which shows a transmission modulation band. It is a block diagram of the front end circuit 60 which concerns on 3rd Embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of the PA module 10.
  • the PA module 10 includes amplification elements 11a and 11b, a variable filter circuit 12, and a matching circuit 13.
  • the input terminal of the amplifying element 11 a is connected to the input terminal of the PA module 10.
  • the output terminal of the amplifying element 11 a is connected to the input terminal of the variable filter circuit 12.
  • the output terminal of the variable filter circuit 12 is connected to the input terminal of the amplifying element 11b.
  • the output terminal of the amplifying element 11 b is connected to the output terminal of the PA module 10 via the matching circuit 13.
  • the amplifying elements 11a and 11b are multimode / multiband power amplifiers that can be used in a plurality of communication systems and a plurality of communication bands.
  • the amplification elements 11a and 11b are formed, for example, in one PAIC (Power (Amplifier Integrated Circuit).
  • the amplifying element 11a is a first-stage amplifying element, and the amplifying element 11b is a last-stage amplifying element.
  • the variable filter circuit 12 is, for example, arranged close to the PAIC and connected to the PAIC by wire bonding or the like.
  • the variable filter circuit 12 includes, for example, a SAW (SurfaceSAcoustic ⁇ Wave) resonator and a BAW (BulkAcoustic Wave) resonator.
  • SAW SurfaceSAcoustic ⁇ Wave
  • BAW BulkAcoustic Wave
  • the variable filter circuit 12 includes switch circuits 121a and 121b and filter components 122a to 122c.
  • the switch circuits 121a and 121b have a common terminal and first to third individual terminals.
  • the common terminal is connected to any one of the first to third individual terminals by a control signal.
  • the filter components 122a to 122c are band pass filters.
  • the pass band characteristics of the filter components 122a to 122c are different from each other, and are set according to the communication band to be used.
  • the attenuation characteristics of the filter components 122a to 122c can be made steep by configuring the filter components 122a to 122c with SAW filters or the like. Thereby, only the high frequency signal of the communication band to pass through can be transmitted with low loss. That is, it is possible to transmit only the high-frequency signal in the communication band that is desired to pass, and to significantly attenuate the high-frequency signal in the other communication band.
  • the filter component may be a band elimination filter. Since the band elimination filter can be reduced in size as compared with the bandpass filter, the variable filter circuit and the PA module 10 can be easily designed.
  • the common terminal of the switch circuit 121a is connected to the output terminal of the amplifying element 11a.
  • the first individual terminal of the switch circuit 121a is connected to the first individual terminal of the switch circuit 121b via the filter component 122a.
  • the second individual terminal of the switch circuit 121a is connected to the second individual terminal of the switch circuit 121b via the filter component 122b.
  • the third individual terminal of the switch circuit 121a is connected to the third individual terminal of the switch circuit 121b via the filter component 122c.
  • the common terminal of the switch circuit 121b is connected to the input terminal of the amplifying element 11b.
  • the switch circuits 121a and 121b in the variable filter circuit 12 switch the signal path according to the communication method or the communication band. Thereby, the variable filter circuit 12 switches the pass band or the attenuation band in accordance with the communication method or the communication band. That is, the variable filter circuit 12 functions as a selectable filter.
  • variable filter circuit may be a tunable filter capable of continuously changing the pass band or the attenuation band, for example.
  • the transmission signal input to the PA module 10 is amplified by the amplification element 11a.
  • the amplified transmission signal is input to the variable filter circuit 12.
  • the transmission signal input to the variable filter circuit 12 passes through a filter component suitable for the communication method and communication band.
  • the transmission signal that has passed through the variable filter circuit 12 is further amplified by the amplification element 11 b and output from the PA module 10.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the PA module 20.
  • the PA module 20 includes amplification elements 11a and 11b and matching circuits 23a and 23b.
  • the input terminal of the amplifying element 11a is connected to the input terminal of the PA module 10.
  • the output terminal of the amplifying element 11a is connected to the input terminal of the amplifying element 11b via the matching circuit 23a.
  • the output terminal of the amplifying element 11b is connected to the output terminal of the PA module 10 via the matching circuit 23b.
  • FIG. 3A shows the output characteristics of the PA module.
  • the solid line 101 is the output characteristic of the PA module 10 when the communication band B 1 is selected.
  • the solid line 102 is the output characteristic of the PA module 10 when the communication band B 2 is selected.
  • Dashed line 103 represents the output characteristics of the PA module 20 when the communication band B 1 is selected.
  • Dashed line 104 represents the output characteristics of the PA module 20 when the communication band B 2 is selected.
  • the communication band B 1 is an 800 MHz band
  • the communication band B 2 is a 1 GHz band.
  • the transmission frequency ⁇ T1 indicates the center frequency of the transmission band B T1 corresponding to the communication band B 1 .
  • the reception frequency ⁇ R1 indicates the center frequency of the reception band B R1 corresponding to the communication band B 1 .
  • the transmission frequency ⁇ T2 indicates the center frequency of the transmission band B T2 corresponding to the communication band B 2 .
  • the reception frequency ⁇ R2 indicates the center frequency of the reception band B R2 corresponding to the communication band B 2 .
  • the PA module 10 increases the signal level of the output signal in the transmission band B T1 , but greatly attenuates the signal level of the output signal in the reception band B R1 .
  • the signal level of the output signal increases in the transmission band B T1 as in the PA module 10, but the signal level of the output signal does not attenuate much in the reception band BR1 .
  • the PA module 10 increases the signal level of the output signal in the transmission band B T2 , but greatly attenuates the signal level of the output signal in the reception band BR 2. To do. In the conventional PA module 20, the signal level of the output signal increases in the transmission band B T2 as in the PA module 10, but the signal level of the output signal does not attenuate much in the reception band BR2 .
  • the filter component 122a uses the transmission band B T1 as the pass band and the reception band B R1 as the attenuation band.
  • the filter component 122b uses the transmission band BT2 as a pass band and the reception band BR2 as an attenuation band. If the communication band B 1 as used communication bandwidth is selected, the transmission signal passes through the filter part 122a. If the communication band B 2 as used communication bandwidth is selected, the transmission signal passes through the filter part 122b.
  • the variable filter circuit 12, and thus the PA module 10 has the output characteristics shown in FIG.
  • the variable filter circuit 12 sets a transmission band as a pass band and a reception band corresponding to the transmission band as an attenuation band in a frequency range including a plurality of communication bands. For this reason, the variable filter circuit 12 attenuates the reception band noise generated when the transmission signal is amplified by the first stage amplifying element 11a. As a result, the level of reception band noise that wraps around to the reception circuit side is suppressed, so that deterioration in reception sensitivity is reduced. Further, as described above, since the transmission band is a pass band and the reception band corresponding to the transmission band is an attenuation band, the transmission signal is not significantly attenuated. That is, in the frequency range including a plurality of communication bands, it is possible to prevent the reception sensitivity from deteriorating without greatly reducing the transmission signal. Therefore, the PA module 10 can realize excellent communication characteristics in a frequency range including a plurality of communication bands.
  • the reception band noise generated when the transmission signal is amplified by the amplifying element 11a is amplified by the amplifying element 11b.
  • the variable filter circuit 12 attenuates the reception band noise generated when the transmission signal is amplified by the amplification element 11a. For this reason, it is suppressed that reception band noise is amplified by the amplification element 11b. As a result, the PA module 10 can reduce power loss compared to the PA module 20.
  • a PA module having two amplifying elements has been described as an example.
  • a PA module having three or more amplifying elements may be used.
  • the level of reception band noise generated during transmission can be reduced by inserting a variable filter circuit between the amplifying elements.
  • a variable filter circuit is inserted between the last stage amplifying element and the previous stage amplifying element connected adjacent to the amplifying element, the effect of reducing the reception band noise is the highest.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the PA module 30.
  • a broadband matching circuit 33a is connected between the input terminal of the PA module 30 and the input terminal of the amplifying element 11a.
  • a broadband matching circuit 33b is connected between the output terminal of the amplifying element 11a and the input terminal of the variable filter circuit 12.
  • a broadband matching circuit 33c is connected between the output terminal of the variable filter circuit 12 and the input terminal of the amplifying element 11b.
  • a broadband matching circuit 33d is connected between the output terminal of the amplifying element 11b and the output terminal of the PA module 30.
  • a temperature sensor (not shown) is provided near the PA module 30.
  • the temperature sensor is used to correct changes in impedance of the amplification elements 11a and 11b and the variable filter circuit 12 due to temperature changes.
  • the amplifying element 11a corresponds to the first amplifying element of the present invention.
  • the amplifying element 11b corresponds to the second amplifying element of the present invention.
  • the broadband matching circuits 33a to 33d correspond to the “matching circuit” of the present invention.
  • the broadband matching circuit 33a performs matching between the input terminal side of the PA module 30 and the amplification element 11a side in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • the broadband matching circuit 33b performs matching between the amplifying element 11a side and the variable filter circuit 12 side in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • the broadband matching circuit 33c matches the variable filter circuit 12 side and the amplification element 11b side in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • the wideband matching circuit 33d performs matching between the amplification element 11b side and the output terminal side of the PA module in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific example of the broadband matching circuits 33a to 33d.
  • the broadband matching circuit 41 as shown in FIG. 5A, an inductor L1 is connected between the terminal P1 and the terminal P2. A connection point between the inductor L1 and the terminal P2 is connected to the ground via the variable capacitance element VC1.
  • variable capacitance elements VC1 and VC2 are connected in series between the terminal P1 and the terminal P2. A connection point between the variable capacitance element VC1 and the variable capacitance element VC2 is connected to the ground via the inductor L1.
  • variable capacitance elements VC1 and VC2 are, for example, a DTC (Digital Tunable Capacitor), a MEMS (Micro Electro Mechanical System) variable capacitor, a BST (Barium Strontium Titanate) thin film capacitor, or the like.
  • the broadband matching circuits 41 and 42 match in a wide frequency range by changing the capacitances of the variable capacitance elements VC1 and VC2 according to the frequency of the high-frequency signal to be used.
  • the broadband matching circuit 43 As shown in FIG. 5C, capacitors C1 and C2 are connected in series between the terminal P1 and the terminal P2. A connection point between the capacitor C1 and the capacitor C2 is connected to the ground via the variable inductor VL1. In the variable inductor VL1, the value of the variable inductor VL1 is changed by switching the inductors L1 to L3 whose values do not change by the switch circuit 421.
  • the broadband matching circuit 43 performs matching in a wide frequency range by changing the value of the variable inductor VL1 according to the frequency of the high-frequency signal to be used.
  • variable capacitance elements VC1 and VC2 and the variable inductor VL1 are examples of variable reactance in which reactance changes by control.
  • the broadband matching circuits 33a to 33d may include a variable reactance having a configuration different from that of the variable capacitors VC1 and VC2 and the variable inductor VL1.
  • variable reactance may be integrally formed on the semiconductor chip together with the amplifying elements 11a and 11b.
  • a tunable filter may be used as the variable filter circuit, and the variable reactance may be integrally formed on the semiconductor chip together with the variable reactance included in the tunable filter.
  • the variable reactance value is changed according to the used communication band.
  • the variable reactance value is finely adjusted according to the measurement result obtained from the temperature sensor. Thereby, matching can be taken according to the used communication band. Further, matching can be achieved even when the impedances of the amplifier elements 11a and 11b and the variable filter circuit 12 change due to temperature changes. That is, the PA module 30 has a temperature compensation function.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the broadband matching circuits 33a to 33d.
  • the broadband matching circuit 44 as shown in FIG. 6A, LC circuits 441a and 441b are connected in cascade between the terminal P1 and the terminal P2.
  • the LC circuit 441a includes an inductor L1 connected in series and a capacitor C1 connected in parallel.
  • the LC circuit 441a functions as a matching circuit by adjusting the values of the inductor L1 and the capacitor C1.
  • the LC circuit 441b includes an inductor L2 and a capacitor C2, and is configured similarly to the LC circuit 441a.
  • LC circuits 451a and 451b are cascade-connected between the terminal P1 and the terminal P2.
  • the LC circuit 451a includes a capacitor C1 connected in series and an inductor L1 connected in parallel.
  • the LC circuit 451b includes a capacitor C2 and an inductor L2, and is configured in the same manner as the LC circuit 451a.
  • the LC circuits that are the matching circuits themselves are cascade-connected by adjusting the values of the inductor and the capacitor, so that matching can be achieved in a wide frequency range. Further, the broadband matching circuits 44 and 45 can achieve matching over a wide frequency range without using variable reactance. That is, there is no need to control the variable reactance to achieve matching.
  • the broadband matching circuits 33a to 33d are not limited to the broadband matching circuits 41 to 45, and may have any configuration as long as matching is achieved in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • FIG. 7A is a graph showing a change in reception band noise in band 5 with respect to the output of the PA module.
  • FIG. 7B is a graph showing a change in reception band noise in the band 13 with respect to the output of the PA module.
  • Bands 5 and 13 are defined by 3GPP (Third Generation Partnership Project) standards.
  • the solid line shows the noise characteristic of the PA module 30 having the present configuration, and the broken line shows the noise characteristic of the PA module 50 having the conventional configuration.
  • the PA module 50 is obtained by cascading amplification elements 11a and 11b.
  • the reception band noise of the PA module 30 varies in a range of about ⁇ 150 to ⁇ 145 dBm / Hz, and is highest when the output is about 27 dBm.
  • the reception band noise of the PA module 50 varies in a range of about ⁇ 140 to ⁇ 134 dBm / Hz, and is highest when the output is about 27 dBm.
  • the reception band noise of the PA module 30 varies in the range of about ⁇ 145 to ⁇ 140 dBm / Hz, and is highest when the output is about 27 dBm.
  • the reception band noise of the PA module 50 varies in a range of about ⁇ 135 to ⁇ 127 dBm / Hz, and is highest when the output is about 27 dBm.
  • the PA module 30 has a lower reception band noise of about 10 dBm / Hz than the PA module 50. That is, the configuration of the PA module 30 can reduce the reception band noise by about 10 dBm / Hz.
  • the PA module 30 can obtain a gain of 28 dB or more required as a power amplifier in a transmission band corresponding to a used communication band over a wide frequency range of 699 to 915 MHz.
  • broadband matching circuits 33b and 33c are inserted between the amplifying elements 11a and 11b and the variable filter circuit 12. For this reason, even if the impedance of the variable filter circuit 12 fluctuates according to the communication band used, the amplification elements 11a and 11b and the variable filter circuit 12 can be matched. As a result, fluctuations in output characteristics in the transmission band of the PA module 30 caused by fluctuations in impedance of the variable filter circuit 12 can be suppressed in a wide frequency range including a plurality of communication bands. In other words, it is possible to prevent deterioration of output characteristics in the transmission band of the PA module 30 caused by mismatching in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • the PA module 30 further includes broadband matching circuits 33a and 33d in addition to the broadband matching circuits 33b and 33c. For this reason, it is possible to further suppress degradation of output characteristics in the transmission band of the PA module 30 caused by mismatching in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • broadband matching circuits 33a to 33d are provided.
  • only one of the broadband matching circuits 33b and 33c may be provided, and the two broadband matching circuits 33b and 33c may be provided. You may provide only. Even in this case, the same effect as that of the PA module 30 can be obtained to some extent.
  • the PA module of the third embodiment is the same as the PA module 30 of the second embodiment except for the variable filter circuit 12 (see FIG. 4).
  • the variable filter circuit of the third embodiment only the transmission modulation band to be used in the transmission band is used as the pass band.
  • the transmission modulation band is a band of a predetermined width that is included in the transmission band corresponding to the communication band and used for transmission.
  • the channel bandwidth (frequency bandwidth) corresponding to the bandwidth of the transmission modulation bandwidth can be selected from 1.4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz, and 20 MHz.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing a transmission modulation band.
  • the communication band B, the transmission band B T and the reception band B R is defined.
  • the transmission band B T includes transmission modulation bands B TM1 to B TM3 .
  • the variable filter circuit sets only the transmission modulation band B TM1 as a pass band.
  • the variable filter circuit uses only the transmission modulation band B TM2 as a pass band.
  • the pass band of the variable filter circuit is narrowed according to the transmission modulation band to be used, not to the entire transmission band to be used. Thereby, the pass characteristic of the variable filter circuit is improved, and the attenuation effect of the reception band noise becomes higher.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the front end circuit 60.
  • the front end circuit 60 includes an antenna 61, a reception circuit 62, a transmission circuit 63 and a circulator 64.
  • the receiving circuit 62 includes a low noise amplifier 66 and a receiving unit 651.
  • the transmission circuit 63 includes a PA module 30, a broadband matching circuit 68, a variable filter circuit 67, and a transmission unit 652.
  • the receiving unit 651 and the transmitting unit 652 are provided in an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit) 65.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the circulator 64 has terminals P61 to P63.
  • the high frequency signal input from the terminal P61 is output to the terminal P62.
  • the high frequency signal input from the terminal P63 is output to the terminal P61.
  • the circulator 64 transmits a high frequency signal with low loss in a wide frequency range including a plurality of communication bands. For example, it is possible to design a broadband circulator as described in the patent document (Japanese Patent Laid-Open No. 6-343005).
  • the terminal P61 corresponds to the first terminal of the present invention.
  • the terminal P62 corresponds to the second terminal of the present invention.
  • the terminal P63 corresponds to the third terminal of the present invention.
  • the antenna 61 is connected to the terminal P61.
  • the input terminal of the low noise amplifier 66 is connected to the terminal P62.
  • the output terminal of the low noise amplifier 66 is connected to the receiving unit 651.
  • the output terminal of the PA module 30 is connected to the terminal P63 via the variable filter circuit 67.
  • a broadband matching circuit 68 is connected between the output terminal of the PA module 30 and the variable filter circuit 67.
  • the input terminal of the PA module 30 is connected to the transmission unit 652.
  • the variable filter circuit 67 includes a variable reactance.
  • the pass characteristic of the variable filter circuit 67 is controlled by changing the value of the variable reactance, and the transmission band corresponding to the used communication band becomes the pass band. Thereby, the variable filter circuit 67 attenuates the reception band noise output from the PA module 30.
  • the variable reactance of the variable filter circuit 67 is a DTC, a MEMS variable capacitor, a BST thin film capacitor, or a reactance circuit including a switch circuit 421 such as the variable inductor VL1 of FIG.
  • the broadband matching circuit 68 performs matching between the variable filter circuit 67 side and the PA module 30 side in a wide frequency range including a plurality of communication bands.
  • the broadband matching circuit 68 is configured in the same manner as the broadband matching circuits 33a to 33d (see FIGS. 4 to 6).
  • the transmission signal generated by the transmitter 652 is amplified by the PA module 30, passes through the variable filter circuit 67 and the terminals P 63 and P 61 of the circulator 64, and is sent to the antenna 61.
  • the variable filter 67 attenuates the reception band noise generated in the final stage amplifying element 11b (see FIG. 4) of the PA module 30.
  • the received signal received by the antenna 61 passes through the terminals P 61 and P 62 of the circulator 64, is amplified by the low noise amplifier 66, and is sent to the receiving unit 651.
  • the circulator 64 transmits a high-frequency signal with a low loss in a wide frequency range including a plurality of communication bands. That is, the transmission loss between the antenna 61 and the RFIC 65 can be reduced. Further, the circulator 64 is smaller than a plurality of duplexers provided for each communication band. Furthermore, since the reception band noise output from the PA module 30 is small, the level of the reception band noise that wraps around from the terminal P3 of the circulator 64 to the terminal P2 is suppressed. For this reason, even if the circulator 64 is used to demultiplex the transmission signal and the reception signal, high isolation can be ensured between transmission and reception. Therefore, it is possible to obtain a small front-end circuit that has excellent communication characteristics in a plurality of communication bands.
  • the broadband matching circuit 68 matches the variable filter circuit 67 side and the PA module 30 side in a wide frequency range including a plurality of communication bands. Thereby, it is possible to realize the front-end circuit 60 in which the attenuation of the high-frequency signal in the pass band is below a desired level in a wide frequency range.
  • Transmission circuit 64 ... Circulator 65 ... RFIC 66 ... Low noise amplifiers 121a, 121b, 421 ... Switch circuits 122a to 122c ... Filter components 441a, 441b ... LC circuits 451a, 451b ... LC circuit 651 ... Receiver 652 ... Transmitter

Abstract

　ＰＡモジュール（１０）は複数の増幅素子（１１ａ，１１ｂ）および可変フィルタ回路（１２）を備える。増幅素子（１１ａ，１１ｂ）は、複数の通信帯域を含む周波数範囲で送信信号を増幅し、縦続接続される。可変フィルタ回路（１２）は増幅素子（１１ａ，１１ｂ）の間に接続される。可変フィルタ回路（１２）は、複数の通信帯域から選択される使用通信帯域に対応する送信帯域を通過帯域とし、使用通信帯域に対応する受信帯域を減衰帯域とする。

Description

電力増幅モジュールおよびフロントエンド回路
　本発明は、送信信号を増幅する電力増幅モジュール、およびそれを備えるフロントエンド回路に関する。
　従来のフロントエンド回路として、例えば、特許文献１に開示されたものがある。特許文献１に記載のフロントエンド回路は、広帯域パワーアンプ、バンドスイッチおよびデュプレクサを備える。広帯域パワーアンプはマルチモード／マルチバンドパワーアンプである。デュプレクサは通信帯域ごとに複数設けられている。広帯域パワーアンプとデュプレクサとはバンドスイッチを介して接続されている。
　ある通信帯域で送信する場合、広帯域パワーアンプで増幅された送信信号は、バンドスイッチを介して、その通信帯域に対応するデュプレクサに送られる。デュプレクサは、送信信号をアンテナ側に通過させるとともに、送信信号が受信回路側に回り込むのを防止する。これにより、特許文献１に記載のフロントエンド回路は、複数の通信帯域で高周波信号を送受信することができる。
特開２０１１－１８２２７１号公報
　一般的に、送信信号をパワーアンプで増幅する場合、発熱および高調波歪みが生じ、雑音が発生する。この雑音には受信帯域内の周波数を有する受信帯域雑音が含まれる。この受信帯域雑音が受信回路側に回り込むと、受信感度が劣化してしまう。
　特許文献１に記載のフロントエンド回路では、広帯域パワーアンプで発生する受信帯域雑音をデュプレクサで減衰させている。しかし、デュプレクサで受信帯域雑音を十分に減衰させようとすると、送信信号が必要以上に減衰するおそれがある。
　本発明の目的は、複数の通信帯域を含む周波数範囲で優れた通信特性を実現することができる電力増幅モジュール、およびそれを備えたフロントエンド回路を提供することにある。
　本発明の電力増幅モジュールは複数の増幅素子および可変フィルタ回路を備える。増幅素子は、複数の通信帯域を含む周波数範囲で送信信号を増幅し、縦続接続される。可変フィルタ回路は増幅素子の間に接続される。可変フィルタ回路は、複数の通信帯域から選択される使用通信帯域に対応する送信帯域を通過帯域とし、使用通信帯域に対応する受信帯域を減衰帯域とする。
　この構成では、可変フィルタ回路は、複数の通信帯域を含む周波数範囲において、送信帯域を通過帯域とし、送信帯域に対応する受信帯域を減衰帯域とする。このため、可変フィルタ回路は、送信信号が前段の増幅素子で増幅されたときに発生した受信帯域雑音を減衰させる。この結果、受信回路側に回り込む受信帯域雑音のレベルが抑制されるので、受信感度の劣化が低減される。すなわち、複数の通信帯域を含む周波数範囲において、送信信号を大きく減衰させることなく、受信感度の劣化を防ぐことができる。従って、複数の通信帯域を含む周波数範囲で優れた通信特性を実現することができる。
　また、可変フィルタ回路は、上述のように、送信信号が前段の増幅素子で増幅されたときに発生した受信帯域雑音を減衰させる。このため、受信帯域雑音が後段の増幅素子により増幅されることが抑制されるので、電力損失を低減させることができる。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変フィルタ回路は、複数のフィルタ部品と、フィルタ部品を切り換えるスイッチ回路とを含んでもよい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変フィルタ回路の減衰帯域を連続的に変化させてもよい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変フィルタ回路はバンドパスフィルタでもよい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変フィルタ回路はバンドエリミネーションフィルタでもよい。この構成では、可変フィルタ回路がバンドパスフィルタである場合に比べて、可変フィルタ回路のサイズを小さくすることができるので、電力増幅モジュールを設計することが容易となる。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変フィルタ回路は、送信帯域のうち使用する送信変調帯域のみを通過帯域とすることが好ましい。この構成では、使用する送信帯域全体ではなく、使用する送信変調帯域に合わせて、可変フィルタ回路の通過帯域を狭める。これにより、可変フィルタ回路の通過特性が改善され、受信帯域雑音の減衰効果がより高くなる。
　本発明の電力増幅モジュールは次のように構成されることが好ましい。本発明の電力増幅モジュールは、複数の通信帯域を含む周波数範囲で整合をとる整合回路を少なくとも１つ備える。増幅素子は第１増幅素子および第２増幅素子を含む。第１増幅素子の出力端子は可変フィルタ回路の入力端子に接続される。第２増幅素子の入力端子は可変フィルタ回路の出力端子に接続される。整合回路は、第１増幅素子の出力端子と可変フィルタ回路の入力端子との間または第２増幅素子の入力端子と可変フィルタ回路の出力端子との間の少なくとも一方に接続される。
　この構成では、使用通信帯域に応じて可変フィルタ回路のインピーダンスが変動しても、第１増幅素子または第２増幅素子側と可変フィルタ回路側との整合をとることができる。このため、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、可変フィルタ回路のインピーダンスの変動により生じる電力増幅モジュールの送信帯域における出力特性の劣化を抑制することができる。
　本発明の電力増幅モジュールでは、整合回路は、第１増幅素子の出力端子と可変フィルタ回路との間および第２増幅素子の入力端子と可変フィルタ回路との間に接続されることが好ましい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、整合回路は、第１増幅素子の入力端子側および第２増幅素子の出力端子側に接続されることが好ましい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、整合回路は少なくとも１つ以上の可変リアクタンスを含んでもよい。この構成では、使用する高周波信号の周波数に応じて可変リアクタンスを変化させることにより、広い周波数範囲で整合をとることができる。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変リアクタンスは可変容量素子でもよい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、可変リアクタンスは、値が変化しない複数のリアクタンスと、リアクタンスを切り換えるスイッチ回路とを含んでもよい。
　本発明の電力増幅モジュールでは、整合回路は、温度センサの計測結果に基づいて可変リアクタンスを変化させることにより温度補償してもよい。この構成では、温度変化により増幅素子や可変フィルタ回路のインピーダンスが変化した場合でも、整合を取ることができる。
　本発明の電力増幅モジュールでは、整合回路は、直列接続されたリアクタンスおよび並列接続されたリアクタンスからなる回路を縦続接続することにより構成されてもよい。この構成では、可変リアクタンスを用いずに、広い周波数範囲で整合をとる整合回路を実現することができる。すなわち、整合をとるために可変リアクタンスを制御する必要がない。
　本発明のフロントエンド回路は、サーキュレータ、アンテナ、受信回路および送信回路を備える。サーキュレータは、第１端子、第２端子および第３端子を有する。アンテナは第１端子に接続される。受信回路は第２端子に接続される。送信回路は、第３端子に接続され、本発明の電力増幅モジュールを含む。サーキュレータは、複数の通信帯域を含む周波数範囲で、第１端子に入力される高周波信号を第２端子に出力し、第３端子に入力される高周波信号を第１端子に出力する。
　この構成では、サーキュレータは、複数の通信帯域を含む周波数範囲に対応する。また、サーキュレータは、通信帯域ごとに設けられた複数のデュプレクサに比べて小型である。また、電力増幅モジュールから出力される受信帯域雑音は小さいので、サーキュレータの第３端子から第２端子に回り込む受信帯域雑音のレベルが抑制される。このため、送信信号と受信信号と分波するためにサーキュレータを用いても、送受信間で、高いアイソレーションを確保することができる。従って、複数の通信帯域で通信特性に優れる小型のフロントエンド回路を得ることができる。
　本発明によれば、複数の通信帯域を含む周波数範囲で優れた通信特性を実現することができる。
第１の実施形態に係るＰＡモジュール１０の構成図である。 従来構成のＰＡモジュール２０の構成図である。 図３（Ａ）は、ＰＡモジュールの出力特性を示す図である。図３（Ｂ）は、通信帯域について説明するための図である。 第２の実施形態に係るＰＡモジュール３０の構成図である。 広帯域整合回路３３ａ～３３ｄの具体例を示す回路図である。 広帯域整合回路３３ａ～３３ｄの変形例を示す回路図である。 図７（Ａ）は、ＰＡモジュールの出力に対する、バンド５における受信帯域雑音の変化を示すグラフである。図７（Ｂ）は、ＰＡモジュールの出力に対する、バンド１３における受信帯域雑音の変化を示すグラフである。 従来構成のＰＡモジュール５０の構成図である。 送信変調帯域を示す模式図である。 第３の実施形態に係るフロントエンド回路６０の構成図である。
《第１の実施形態》
　本発明の第１の実施形態に係るＰＡ（PowerAmplifier）モジュール１０について説明する。ＰＡモジュール１０は本発明の電力増幅モジュールに相当する。図１はＰＡモジュール１０の構成図である。ＰＡモジュール１０は、増幅素子１１ａ，１１ｂ、可変フィルタ回路１２および整合回路１３を備える。増幅素子１１ａの入力端子はＰＡモジュール１０の入力端子に接続されている。増幅素子１１ａの出力端子は可変フィルタ回路１２の入力端子に接続されている。可変フィルタ回路１２の出力端子は増幅素子１１ｂの入力端子に接続されている。増幅素子１１ｂの出力端子は整合回路１３を介してＰＡモジュール１０の出力端子に接続されている。
　増幅素子１１ａ，１１ｂは、複数の通信方式および複数の通信帯域で使用することができるマルチモード／マルチバンドパワーアンプである。増幅素子１１ａ，１１ｂは、例えば、１つのＰＡＩＣ（Power Amplifier Integrated Circuit）に形成されている。なお、増幅素子１１ａは初段の増幅素子であり、増幅素子１１ｂは最終段の増幅素子である。
　可変フィルタ回路１２は、例えば、ＰＡＩＣに近接配置され、ワイヤボンディング等によりＰＡＩＣに接続される。可変フィルタ回路１２は、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、ＢＡＷ（BulkAcoustic Wave）共振子を含んで構成される。
　可変フィルタ回路１２は、スイッチ回路１２１ａ，１２１ｂおよびフィルタ部品１２２ａ～１２２ｃを有する。スイッチ回路１２１ａ，１２１ｂは、共通端子および第１～第３個別端子を有する。共通端子は、制御信号により、第１～第３個別端子のいずれか１つに接続される。フィルタ部品１２２ａ～１２２ｃはバンドパスフィルタである。フィルタ部品１２２ａ～１２２ｃの通過帯域特性は、互いに異なり、使用する通信帯域に応じて設定されている。
　なお、フィルタ部品１２２ａ～１２２ｃをＳＡＷフィルタ等によって構成することで、フィルタ部品１２２ａ～１２２ｃの減衰特性を急峻にすることができる。これにより、通過させたい通信帯域の高周波信号のみを低損失に伝送させることができる。すなわち、通過させたい通信帯域の高周波信号のみを伝送させ、他の通信帯域の高周波信号を大幅に減衰させることができる。
　また、フィルタ部品はバンドエリミネーションフィルタでもよい。バンドエリミネーションフィルタでは、バンドパスフィルタに比べて、そのサイズを小さくすることができるので、可変フィルタ回路延いてはＰＡモジュール１０を設計することが容易となる。
　スイッチ回路１２１ａの共通端子は増幅素子１１ａの出力端子に接続されている。スイッチ回路１２１ａの第１個別端子はフィルタ部品１２２ａを介してスイッチ回路１２１ｂの第１個別端子に接続されている。スイッチ回路１２１ａの第２個別端子はフィルタ部品１２２ｂを介してスイッチ回路１２１ｂの第２個別端子に接続されている。スイッチ回路１２１ａの第３個別端子はフィルタ部品１２２ｃを介してスイッチ回路１２１ｂの第３個別端子に接続されている。スイッチ回路１２１ｂの共通端子は増幅素子１１ｂの入力端子に接続されている。
　可変フィルタ回路１２内のスイッチ回路１２１ａ，１２１ｂは、通信方式または通信帯域に合わせて、信号経路を切り換える。これにより、可変フィルタ回路１２は、通信方式または通信帯域に合わせて、通過帯域または減衰帯域を切り換える。すなわち、可変フィルタ回路１２はセレクタブルフィルタとして機能する。
　なお、可変フィルタ回路は、例えば、通過帯域または減衰帯域を連続的に変化させることができるチューナブルフィルタでもよい。
　ＰＡモジュール１０に入力された送信信号は、増幅素子１１ａで増幅される。増幅された送信信号は可変フィルタ回路１２に入力される。可変フィルタ回路１２に入力された送信信号は、通信方式および通信帯域に合ったフィルタ部品を通過する。可変フィルタ回路１２を通過した送信信号は、増幅素子１１ｂでさらに増幅され、ＰＡモジュール１０から出力される。
　ここで、ＰＡモジュール１０と比較するために、従来構成のＰＡモジュール２０について説明する。図２はＰＡモジュール２０の構成図である。ＰＡモジュール２０は、増幅素子１１ａ，１１ｂおよび整合回路２３ａ，２３ｂを備える。
　増幅素子１１ａの入力端子はＰＡモジュール１０の入力端子に接続されている。増幅素子１１ａの出力端子は整合回路２３ａを介して増幅素子１１ｂの入力端子に接続されている。増幅素子１１ｂの出力端子は整合回路２３ｂを介してＰＡモジュール１０の出力端子に接続されている。
　図３（Ａ）は、ＰＡモジュールの出力特性を示す図である。実線１０１は、通信帯域Ｂ１が選択されたときのＰＡモジュール１０の出力特性である。実線１０２は、通信帯域Ｂ２が選択されたときのＰＡモジュール１０の出力特性である。破線１０３は通信帯域Ｂ１が選択されたときのＰＡモジュール２０の出力特性である。破線１０４は通信帯域Ｂ２が選択されたときのＰＡモジュール２０の出力特性である。例えば、通信帯域Ｂ１は８００ＭＨｚ帯であり、通信帯域Ｂ２は１ＧＨｚ帯である。
　図３（Ｂ）に示すように、送信周波数ωＴ１は、通信帯域Ｂ１に対応する送信帯域ＢＴ１の中心周波数を示す。受信周波数ωＲ１は、通信帯域Ｂ１に対応する受信帯域ＢＲ１の中心周波数を示す。送信周波数ωＴ２は、通信帯域Ｂ２に対応する送信帯域ＢＴ２の中心周波数を示す。受信周波数ωＲ２は、通信帯域Ｂ２に対応する受信帯域ＢＲ２の中心周波数を示す。
　使用通信帯域として通信帯域Ｂ１が選択されたとき、ＰＡモジュール１０では、送信帯域ＢＴ１で出力信号の信号レベルが大きくなるが、受信帯域ＢＲ１で出力信号の信号レベルが大きく減衰する。従来のＰＡモジュール２０では、ＰＡモジュール１０と同様に送信帯域ＢＴ１で出力信号の信号レベルが大きくなるが、受信帯域ＢＲ１で出力信号の信号レベルがあまり減衰しない。
　同様に、使用通信帯域として通信帯域Ｂ２が選択されたとき、ＰＡモジュール１０では、送信帯域ＢＴ２で出力信号の信号レベルが大きくなるが、受信帯域ＢＲ２で出力信号の信号レベルが大きく減衰する。従来のＰＡモジュール２０では、ＰＡモジュール１０と同様に送信帯域ＢＴ２で出力信号の信号レベルが大きくなるが、受信帯域ＢＲ２で出力信号の信号レベルがあまり減衰しない。
　例えば、フィルタ部品１２２ａは、送信帯域ＢＴ１を通過帯域とし、受信帯域ＢＲ１を減衰帯域とする。フィルタ部品１２２ｂは、送信帯域ＢＴ２を通過帯域とし、受信帯域ＢＲ２を減衰帯域とする。使用通信帯域として通信帯域Ｂ１が選択された場合、送信信号はフィルタ部品１２２ａを通過する。使用通信帯域として通信帯域Ｂ２が選択された場合、送信信号はフィルタ部品１２２ｂを通過する。これにより、可変フィルタ回路１２、延いては、ＰＡモジュール１０は、図３（Ａ）に示す出力特性を有する。
　第１の実施形態では、可変フィルタ回路１２は、複数の通信帯域を含む周波数範囲において、送信帯域を通過帯域とし、送信帯域に対応する受信帯域を減衰帯域とする。このため、可変フィルタ回路１２は、送信信号が初段の増幅素子１１ａで増幅されたときに発生した受信帯域雑音を減衰させる。この結果、受信回路側に回り込む受信帯域雑音のレベルが抑制されるので、受信感度の劣化が低減される。また、上述のように、送信帯域を通過帯域とし、当該送信帯域に対応する受信帯域を減衰帯域としているので、送信信号はあまり減衰しない。すなわち、複数の通信帯域を含む周波数範囲において、送信信号を大きく減衰させることなく、受信感度の劣化を防ぐことができる。従って、ＰＡモジュール１０では、複数の通信帯域を含む周波数範囲で優れた通信特性を実現することができる。
　また、従来構成のＰＡモジュール２０では、送信信号が増幅素子１１ａにより増幅されたときに発生した受信帯域雑音が増幅素子１１ｂにより増幅される。一方、第１の実施形態のＰＡモジュール１０では、送信信号が増幅素子１１ａで増幅されたときに発生した受信帯域雑音を可変フィルタ回路１２が減衰させる。このため、受信帯域雑音が増幅素子１１ｂにより増幅されることが抑制される。この結果、ＰＡモジュール１０では、ＰＡモジュール２０に比べて、電力損失を低減させることができる。
　なお、第１の実施形態では、２つの増幅素子を有するＰＡモジュールを例に説明したが、３つ以上の増幅素子を有するＰＡモジュールを用いてもよい。この構成でも、第１の実施形態と同様に、増幅素子の間に可変フィルタ回路を挿入することで、送信時に発生する受信帯域雑音のレベルを低減することができる。この場合、最終段の増幅素子と、当該増幅素子に隣接して接続される前段の増幅素子との間に、可変フィルタ回路を挿入すると、受信帯域雑音の低減効果が最も高くなる。
《第２の実施形態》
　本発明の第２の実施形態に係るＰＡモジュール３０について説明する。図４はＰＡモジュール３０の構成図である。ＰＡモジュール３０の入力端子と増幅素子１１ａの入力端子との間には広帯域整合回路３３ａが接続されている。増幅素子１１ａの出力端子と可変フィルタ回路１２の入力端子との間には広帯域整合回路３３ｂが接続されている。可変フィルタ回路１２の出力端子と増幅素子１１ｂの入力端子との間には広帯域整合回路３３ｃが接続されている。増幅素子１１ｂの出力端子とＰＡモジュール３０の出力端子との間には広帯域整合回路３３ｄが接続されている。ＰＡモジュール３０の近くには、温度センサ（図示せず）が設けられている。温度センサは、温度変化による増幅素子１１ａ，１１ｂや可変フィルタ回路１２のインピーダンスの変化を補正するために用いられる。増幅素子１１ａは本発明の第１増幅素子に相当する。増幅素子１１ｂは本発明の第２増幅素子に相当する。広帯域整合回路３３ａ～３３ｄは本発明の「整合回路」に相当する。
　広帯域整合回路３３ａは、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、ＰＡモジュール３０の入力端子側と増幅素子１１ａ側との整合をとる。広帯域整合回路３３ｂは、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、増幅素子１１ａ側と可変フィルタ回路１２側との整合をとる。広帯域整合回路３３ｃは、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、可変フィルタ回路１２側と増幅素子１１ｂ側の整合をとる。広帯域整合回路３３ｄは、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、増幅素子１１ｂ側とＰＡモジュールの出力端子側との整合をとる。
　図５は、広帯域整合回路３３ａ～３３ｄの具体例を示す回路図である。広帯域整合回路４１では、図５（Ａ）に示すように、端子Ｐ１と端子Ｐ２との間にインダクタＬ１が接続されている。インダクタＬ１と端子Ｐ２との接続点は可変容量素子ＶＣ１を介してグランドに接続されている。広帯域整合回路４２では、図５（Ｂ）に示すように、端子Ｐ１と端子Ｐ２との間に可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２が直列接続されている。可変容量素子ＶＣ１と可変容量素子ＶＣ２との接続点はインダクタＬ１を介してグランドに接続されている。可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２は、例えば、ＤＴＣ（Digital Tunable Capacitor）、ＭＥＭＳ（MicroElectro Mechanical Systems）可変キャパシタ、ＢＳＴ（Barium Strontium Titanate）薄膜キャパシタ等である。広帯域整合回路４１，４２は、使用する高周波信号の周波数に応じて可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量を変化させることにより、広い周波数範囲で整合をとる。
　広帯域整合回路４３では、図５（Ｃ）に示すように、端子Ｐ１と端子Ｐ２との間にキャパシタＣ１，Ｃ２が直列接続されている。キャパシタＣ１とキャパシタＣ２との接続点は、可変インダクタＶＬ１を介してグランドに接続されている。可変インダクタＶＬ１では、スイッチ回路４２１により、値が変化しないインダクタＬ１～Ｌ３を切替えることで、可変インダクタＶＬ１の値を変化させる。広帯域整合回路４３は、使用する高周波信号の周波数に応じて可変インダクタＶＬ１の値を変化させることにより、広い周波数範囲で整合をとる。
　なお、可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２や可変インダクタＶＬ１は、制御によりリアクタンスが変化する可変リアクタンスの一例である。広帯域整合回路３３ａ～３３ｄは、可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２や可変インダクタＶＬ１と異なる構成の可変リアクタンスを含んでもよい。
　また、可変リアクタンスを増幅素子１１ａ，１１ｂとともに半導体チップ上に一体形成してもよい。また、可変フィルタ回路としてチューナブルフィルタを使用し、可変リアクタンスを、チューナブルフィルタに含まれる可変リアクタンスとともに半導体チップ上に一体形成してもよい。これにより、ＰＡモジュール３０を小型化することができる。
　ＰＡモジュール３０では、使用通信帯域に応じて可変リアクタンスの値を変化させる。次に、温度センサから得られる計測結果に応じて可変リアクタンスの値を微調整する。これにより、使用通信帯域に応じて整合をとることができる。また、温度変化により増幅素子１１ａ，１１ｂや可変フィルタ回路１２のインピーダンスが変化した場合でも、整合をとることができる。すなわち、ＰＡモジュール３０は温度補償の機能を有する。
　図６は、広帯域整合回路３３ａ～３３ｄの変形例を示す回路図である。広帯域整合回路４４では、図６（Ａ）に示すように、端子Ｐ１と端子Ｐ２との間にＬＣ回路４４１ａ，４４１ｂが縦続接続されている。ＬＣ回路４４１ａは、直列接続されたインダクタＬ１と並列接続されたキャパシタＣ１とからなる。ＬＣ回路４４１ａは、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１の値を調整することにより、それ自体で整合回路として機能するものである。ＬＣ回路４４１ｂは、インダクタＬ２およびキャパシタＣ２を有し、ＬＣ回路４４１ａと同様に構成されている。
　広帯域整合回路４５では、図６（Ｂ）に示すように、端子Ｐ１と端子Ｐ２との間にＬＣ回路４５１ａ，４５１ｂが縦続接続されている。ＬＣ回路４５１ａは、直列接続されたキャパシタＣ１と並列接続されたインダクタＬ１とからなる。ＬＣ回路４５１ｂは、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２を有し、ＬＣ回路４５１ａと同様に構成されている。
　広帯域整合回路４４，４５では、インダクタおよびキャパシタの値を調整することによりそれ自体で整合回路となるＬＣ回路を縦続接続しているで、広い周波数範囲で整合をとることができる。また、広帯域整合回路４４，４５では、可変リアクタンスを用いずに、広い周波数範囲で整合をとることができる。すなわち、整合をとるために可変リアクタンスを制御する必要がない。
　なお、広帯域整合回路３３ａ～３３ｄは、広帯域整合回路４１～４５に限定されず、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で整合をとるものであればどのような構成でもよい。
　図７（Ａ）は、ＰＡモジュールの出力に対する、バンド５における受信帯域雑音の変化を示すグラフである。図７（Ｂ）は、ＰＡモジュールの出力に対する、バンド１３における受信帯域雑音の変化を示すグラフである。バンド５，１３は３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）の規格で規定されたものである。実線は本願構成のＰＡモジュール３０のノイズ特性を示し、破線は従来構成のＰＡモジュール５０のノイズ特性を示している。ＰＡモジュール５０は、図８に示すように、増幅素子１１ａ，１１ｂを縦続接続したものである。
　図７（Ａ）に示すように、バンド５において、ＰＡモジュール３０の受信帯域雑音は、約－１５０～－１４５ｄＢｍ／Ｈｚの範囲で変化し、出力が約２７ｄＢｍのときに最も高くなっている。ＰＡモジュール５０の受信帯域雑音は、約－１４０～－１３４ｄＢｍ／Ｈｚの範囲で変化し、出力が約２７ｄＢｍのときに最も高くなっている。
　図７（Ｂ）に示すように、バンド１３において、ＰＡモジュール３０の受信帯域雑音は、約－１４５～－１４０ｄＢｍ／Ｈｚの範囲で変化し、出力が約２７ｄＢｍのときに最も高くなっている。ＰＡモジュール５０の受信帯域雑音は、約－１３５～－１２７ｄＢｍ／Ｈｚの範囲で変化し、出力が約２７ｄＢｍのときに最も高くなっている。
　このように、バンド５，１３において、ＰＡモジュール３０では、ＰＡモジュール５０より１０ｄＢｍ／Ｈｚほど受信帯域雑音が低くなっている。すなわち、ＰＡモジュール３０の構成により１０ｄＢｍ／Ｈｚほど受信帯域雑音を軽減することができる。
　また、ＰＡモジュール３０では、６９９～９１５ＭＨｚの広い周波数範囲に亘って、使用通信帯域に対応する送信帯域において、パワーアンプとして求められる２８ｄＢ以上のゲインを得ることができることがわかっている。
　第２の実施形態では、増幅素子１１ａ，１１ｂと可変フィルタ回路１２との間に広帯域整合回路３３ｂ，３３ｃが挿入されている。このため、使用通信帯域に応じて可変フィルタ回路１２のインピーダンスが変動しても、増幅素子１１ａ，１１ｂ側と可変フィルタ回路１２側との整合をとることができる。この結果、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、可変フィルタ回路１２のインピーダンスの変動により生じるＰＡモジュール３０の送信帯域における出力特性の変動を抑制することができる。言い換えると、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、不整合により生じるＰＡモジュール３０の送信帯域における出力特性の劣化を防止することができる。
　ＰＡモジュール３０は、広帯域整合回路３３ｂ，３３ｃに加えて、さらに広帯域整合回路３３ａ，３３ｄを備える。このため、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、不整合により生じるＰＡモジュール３０の送信帯域における出力特性の劣化をさらに抑制することができる。
　なお、第２の実施形態では、４つの広帯域整合回路３３ａ～３３ｄを設けているが、本発明では、広帯域整合回路３３ｂ，３３ｃの一方のみを設けてもよく、２つの広帯域整合回路３３ｂ，３３ｃのみを設けてもよい。この場合でも、ＰＡモジュール３０の場合と同様の効果をある程度得ることができる。
《第３の実施形態》
　本発明の第３の実施形態に係るＰＡモジュールについて説明する。第３の実施形態のＰＡモジュールは、可変フィルタ回路１２（図４参照）を除いて、第２の実施形態のＰＡモジュール３０と同様である。第３の実施形態の可変フィルタ回路は、送信帯域のうち使用する送信変調帯域のみを通過帯域とする。送信変調帯域は、通信帯域に対応する送信帯域に含まれ、送信に使用される所定幅の帯域である。例えば、３ＧＰＰの規格では、送信変調帯域の帯域幅に相当するチャネル帯域幅（周波数帯域幅）を、１．４ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚおよび２０ＭＨｚの中から選択することができる。
　図９は、送信変調帯域を示す模式図である。通信帯域Ｂには、送信帯域ＢＴおよび受信帯域ＢＲが規定されている。送信帯域ＢＴには、送信変調帯域ＢＴＭ１～ＢＴＭ３が含まれている。例えば、送信変調帯域ＢＴＭ１を使用して送信する場合、可変フィルタ回路は送信変調帯域ＢＴＭ１のみを通過帯域とする。送信変調帯域ＢＴＭ２を使用して送信する場合、可変フィルタ回路は送信変調帯域ＢＴＭ２のみを通過帯域とする。
　第３の実施形態では、上述のように、送信帯域のうち使用する送信変調帯域のみを可変フィルタ回路の通過帯域とする。すなわち、使用する送信帯域全体ではなく、使用する送信変調帯域に合わせて、可変フィルタ回路の通過帯域を狭める。これにより、可変フィルタ回路の通過特性が改善され、受信帯域雑音の減衰効果がより高くなる。
《第４の実施形態》
　本発明の第４の実施形態に係るフロントエンド回路６０について説明する。図１０はフロントエンド回路６０の構成図である。フロントエンド回路６０は、アンテナ６１、受信回路６２、送信回路６３およびサーキュレータ６４を備える。受信回路６２は低雑音増幅器６６および受信部６５１を有する。送信回路６３はＰＡモジュール３０、広帯域整合回路６８、可変フィルタ回路６７および送信部６５２を有する。受信部６５１および送信部６５２はＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）６５内に設けられている。
　サーキュレータ６４は端子Ｐ６１～Ｐ６３を有する。端子Ｐ６１から入力された高周波信号は端子Ｐ６２に出力される。端子Ｐ６３から入力された高周波信号は端子Ｐ６１に出力される。サーキュレータ６４は、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で高周波信号を低損失に伝送する。例えば、特許文献（特開平６－３４３００５）に記載のような広帯域のサーキュレータを設計することは可能である。
　端子Ｐ６１は本発明の第１端子に相当する。端子Ｐ６２は本発明の第２端子に相当する。端子Ｐ６３は本発明の第３端子に相当する。
　アンテナ６１は端子Ｐ６１に接続されている。低雑音増幅器６６の入力端子は端子Ｐ６２に接続されている。低雑音増幅器６６の出力端子は受信部６５１に接続されている。ＰＡモジュール３０の出力端子は、可変フィルタ回路６７を介して端子Ｐ６３に接続されている。ＰＡモジュール３０の出力端子と可変フィルタ回路６７との間には、広帯域整合回路６８が接続されている。ＰＡモジュール３０の入力端子は送信部６５２に接続されている。
　可変フィルタ回路６７は可変リアクタンスを含む。可変フィルタ回路６７では、可変リアクタンスの値を変えることにより可変フィルタ回路６７の通過特性が制御され、使用通信帯域に対応する送信帯域が通過帯域となる。これにより、可変フィルタ回路６７は、ＰＡモジュール３０から出力される受信帯域雑音を減衰させる。可変フィルタ回路６７の可変リアクタンスは、ＤＴＣ、ＭＥＭＳ可変キャパシタ、ＢＳＴ薄膜キャパシタ、あるいは図５（Ｃ）の可変インダクタＶＬ１のようなスイッチ回路４２１を含むリアクタンス回路等、である。広帯域整合回路６８は、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、可変フィルタ回路６７側とＰＡモジュール３０側の整合をとる。広帯域整合回路６８は、広帯域整合回路３３ａ～３３ｄ（図４～図６参照）と同様に構成されている。
　送信部６５２で生成された送信信号は、ＰＡモジュール３０で増幅され、可変フィルタ回路６７およびサーキュレータ６４の端子Ｐ６３，Ｐ６１を通過し、アンテナ６１に送られる。この際、可変フィルタ６７により、ＰＡモジュール３０の最終段の増幅素子１１ｂ（図４参照）で発生する受信帯域雑音が減衰される。また、アンテナ６１で受信された受信信号は、サーキュレータ６４の端子Ｐ６１，Ｐ６２を通過して、低雑音増幅器６６で増幅され、受信部６５１に送られる。
　第４の実施形態では、上述のように、サーキュレータ６４は、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で高周波信号を低損失に伝送する。すなわち、アンテナ６１とＲＦＩＣ６５との間の伝送損失を小さくすることができる。また、サーキュレータ６４は、通信帯域ごとに設けられた複数のデュプレクサに比べて小型である。さらに、ＰＡモジュール３０から出力される受信帯域雑音は小さいので、サーキュレータ６４の端子Ｐ３から端子Ｐ２に回り込む受信帯域雑音のレベルが抑制される。このため、送信信号と受信信号と分波するためにサーキュレータ６４を用いても、送受信間で、高いアイソレーションを確保することができる。従って、複数の通信帯域で通信特性に優れる、小型のフロントエンド回路を得ることができる。
　また、広帯域整合回路６８は、上述のように、複数の通信帯域を含む広い周波数範囲で、可変フィルタ回路６７側とＰＡモジュール３０側の整合をとる。これにより、広い周波数範囲で、通過帯域における高周波信号の減衰が所望のレベル以下となるフロントエンド回路６０を実現することができる。
Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ
Ｌ１…インダクタ
Ｌ２…インダクタ
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…端子
Ｐ６１…端子（第１端子）
Ｐ６２…端子（第２端子）
Ｐ６３…端子（第３端子）
ＶＣ１，ＶＣ２…可変容量素子
ＶＬ１…可変インダクタ
１０，２０，３０，５０…ＰＡモジュール（電力増幅モジュール）
１１ａ…増幅素子（第１増幅素子）
１１ｂ…増幅素子（第２増幅素子）
１２，６７…可変フィルタ回路
１３，２３ａ，２３ｂ…整合回路
３３ａ～３３ｄ，４１～４５，６８…広帯域整合回路
６０…フロントエンド回路
６１…アンテナ
６２…受信回路
６３…送信回路
６４…サーキュレータ
６５…ＲＦＩＣ
６６…低雑音増幅器
１２１ａ，１２１ｂ，４２１…スイッチ回路
１２２ａ～１２２ｃ…フィルタ部品
４４１ａ，４４１ｂ…ＬＣ回路
４５１ａ，４５１ｂ…ＬＣ回路
６５１…受信部
６５２…送信部

Claims (15)

  1. 　複数の通信帯域を含む周波数範囲で送信信号を増幅し、縦続接続される複数の増幅素子と、
    　前記増幅素子の間に接続される可変フィルタ回路と、を備え、
    　前記可変フィルタ回路は、前記複数の通信帯域から選択される使用通信帯域に対応する送信帯域を通過帯域とし、前記使用通信帯域に対応する受信帯域を減衰帯域とする、電力増幅モジュール。
  2. 　前記可変フィルタ回路は、複数のフィルタ部品と、前記フィルタ部品を切り換えるスイッチ回路とを含む、請求項１に記載の電力増幅モジュール。
  3. 　前記可変フィルタ回路の前記減衰帯域を連続的に変化させることができる、請求項１に記載の電力増幅モジュール。
  4. 　前記可変フィルタ回路はバンドパスフィルタである、請求項１ないし３のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  5. 　前記可変フィルタ回路はバンドエリミネーションフィルタである、請求項１ないし３のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  6. 　前記可変フィルタ回路は、前記送信帯域のうち使用する送信変調帯域のみを通過帯域とする、請求項１ないし５のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  7. 　前記複数の通信帯域を含む周波数範囲で整合をとる整合回路を少なくとも１つ備え、
    　前記増幅素子は第１増幅素子および第２増幅素子を含み、
    　前記第１増幅素子の出力端子は前記可変フィルタ回路の入力端子に接続され、
    　前記第２増幅素子の入力端子は前記可変フィルタ回路の出力端子に接続され、
    　前記整合回路は、前記第１増幅素子の出力端子と前記可変フィルタ回路の入力端子との間または前記第２増幅素子の入力端子と前記可変フィルタ回路の出力端子との間の少なくとも一方に接続される、請求項１ないし６のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  8. 　前記整合回路は、前記第１増幅素子の出力端子と前記可変フィルタ回路との間および前記第２増幅素子の入力端子と前記可変フィルタ回路との間に接続される、請求項７に記載の電力増幅モジュール。
  9. 　前記整合回路は、前記第１増幅素子の入力端子側および前記第２増幅素子の出力端子側に接続される、請求項７または８に記載の電力増幅モジュール。
  10. 　前記整合回路は少なくとも１つ以上の可変リアクタンスを含む、請求項７ないし９のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  11. 　前記可変リアクタンスは可変容量素子である、請求項１０に記載の電力増幅モジュール。
  12. 　前記可変リアクタンスは、値が変化しない複数のリアクタンスと、前記リアクタンスを切り換えるスイッチ回路とを含む、請求項１０に記載の電力増幅モジュール。
  13. 　前記整合回路は、温度センサの計測結果に基づいて前記可変リアクタンスを変化させることにより温度補償する、請求項１０ないし１２のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  14. 　前記整合回路は、直列接続されたリアクタンスおよび並列接続されたリアクタンスからなる回路を縦続接続することにより構成される、請求項７ないし９のいずれかに記載の電力増幅モジュール。
  15. 　第１端子、第２端子および第３端子を有するサーキュレータと、
    　前記第１端子に接続されるアンテナと、
    　前記第２端子に接続される受信回路と、
    　前記第３端子に接続され、請求項１ないし１４のいずれかに記載の電力増幅モジュールを含む送信回路と、を備え、
    　前記サーキュレータは、前記複数の通信帯域を含む周波数範囲で、前記第１端子に入力される高周波信号を前記第２端子に出力し、前記第３端子に入力される高周波信号を前記第１端子に出力する、フロントエンド回路。
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